KR100802072B1 - Voltage discharging appratus and internal voltage generator having the same - Google Patents
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Abstract
본 발명은 안정적인 내부전압을 제공하기 위한 내부전원 공급장치를 제공하기 위한 것으로, 이를 위한 본 발명의 일 측면에 따르면, 내부전압의 공급단에 걸린 전압에 대해 일정 전압 비율을 갖는 피드백전압을 출력하기 위한 전압 피드백수단; 구동신호에 응답하여 기준전압과 상기 피드백전압의 레벨 차이를 감지하여 풀다운-제어신호를 출력하기 위한 풀다운 제어수단; 상기 풀다운-제어신호의 출력단에 풀업-저항 및 풀다운-저항을 선택적으로 접속시켜 상기 풀다운-제어신호의 레벨 변화의 폭 및 속도를 조절하기 위한 레벨 조절수단; 및 상기 풀다운-제어신호에 응답하여 상기 내부전압의 공급단을 풀다운 구동하기 위한 풀다운 드라이버를 구비하는 전압 디스차징장치가 제공된다.The present invention is to provide an internal power supply for providing a stable internal voltage, according to an aspect of the present invention, to output a feedback voltage having a constant voltage ratio with respect to the voltage applied to the supply terminal of the internal voltage Voltage feedback means for; Pull-down control means for detecting a level difference between a reference voltage and the feedback voltage in response to a drive signal and outputting a pull-down control signal; Level adjusting means for selectively connecting a pull-up resistor and a pull-down resistor to an output terminal of the pull-down control signal to adjust a width and a speed of a level change of the pull-down control signal; And a pull-down driver for pull-down driving the supply terminal of the internal voltage in response to the pull-down control signal.
노말전압, 오버드라이빙, 디스차징, 스위치, 옵셋전압 Normal Voltage, Overdriving, Discharging, Switch, Offset Voltage
Description
도 1은 일반적인 비트라인 감지증폭기의 개념도.1 is a conceptual diagram of a general bit line sense amplifier.
도 2는 오버드라이빙 구조를 갖는 내부전원 공급장치의 일반적인 회로도.2 is a general circuit diagram of an internal power supply having an overdriving structure.
도 3a 및 도 3b는 도 2에 도시된 노말전압 생성부의 내부 회로도.3A and 3B are internal circuit diagrams of the normal voltage generator shown in FIG.
도 4는 도 2 내지 도 3b에 도시된 내부전원 공급장치의 동작 파형도 및 그에 따른 노말전압의 레벨 변화를 함께 도시한 도면.FIG. 4 is a view showing an operation waveform diagram of the internal power supply device shown in FIGS. 2 to 3B and a level change of a normal voltage accordingly.
도 5는 종래기술에 따른 노말전압 디스차징부의 내부 회로도.5 is an internal circuit diagram of a normal voltage discharging unit according to the related art.
도 6a 및 도 6b는 도 5에 도시된 노말전압 디스차징부의 구동에 따른 노말전압의 레벨 변화를 도시한 도면.6A and 6B illustrate changes in level of normal voltage according to driving of the normal voltage discharging unit illustrated in FIG. 5.
도 7은 본 발명의 제1 실시 예에 따른 노말전압 디스차징부의 회로도.7 is a circuit diagram of a normal voltage discharging unit according to a first embodiment of the present invention.
도 8a 및 도 8b는 도 7에 도시된 본 발명의 노말전압 디스차징부의 동작 파형도.8A and 8B are operational waveform diagrams of the normal voltage discharging unit of the present invention shown in FIG.
도 9는 본 발명의 제2 실시 예에 따른 노말전압 디스차징부의 회로도.9 is a circuit diagram of a normal voltage discharging unit according to a second exemplary embodiment of the present invention.
* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명* Explanation of symbols for the main parts of the drawings
100 : 드라이빙부100: driving part
200 : 제어부200: control unit
300 : 레벨 조절부300: level control
500 : 옵셋 조절부500: offset adjustment unit
본 발명은 반도체 설계 기술에 관한 것으로, 특히 내부전원의 디스차징장치에 관한 것이다.BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to semiconductor design techniques, and more particularly, to an apparatus for discharging an internal power supply.
메모리 소자의 저 전력화를 위하여 낮은 구동전압을 사용하게 되면서, DRAM을 비롯한 메모리 소자에서 감지증폭기의 동작을 돕기 위한 여러가지 기술적 보완들이 있어 왔는데, 그 중 하나가 감지증폭기의 오버드라이빙 구조이다.As low driving voltages are used to reduce the power of memory devices, there have been various technical supplements for assisting the operation of the sensing amplifier in memory devices including DRAM, and one of them is the overdriving structure of the sensing amplifier.
도 1은 일반적인 비트라인 감지증폭기(10)의 개념도이다.1 is a conceptual diagram of a general bit
도 1에 도시된 바와 같이, 비트라인 감지증폭기(10)는 단위메모리셀에 저장된 데이터를 정 또는 부 비트라인(BL, BLB)을 통해 인가받고, 정/부 비트라인(BL, BLB)의 레벨 차이를 감지하고 이를 증폭한다.As shown in FIG. 1, the bit
이때, 정/부 비트라인(BL, BLB)에 실린 데이터는 비트라인 감지증폭기(10)의 구동을 위해 인가되는 제1 및 제2 구동전압(RTO, SB)의 레벨로 증폭된다.At this time, the data loaded on the positive and negative bit lines BL and BLB are amplified to the levels of the first and second driving voltages RTO and SB applied to drive the bit
그런데, 일반적으로 활성화된 하나의 워드라인에는 다수개의 단위메모리셀이 접속되어 있기 때문에, 상기와 같은 비트라인 감지증폭기 다수개가 동시에 구동된다. 더욱이, 데이터를 저장하기 위한 단위메모리셀 내 커패시터의 용량이 작아, 정 또는 부 비트라인에 인가되는 데이터는 미세전압 레벨을 갖는다. 따라서, 정/부 비트라인에 인가된 미세전압 레벨의 데이터를 얼마나 빠르게 감지하여 증폭할 수 있는지 여부는, 동시에 구동되는 복수개의 비트라인 감지증폭기에 충분한 전류를 공급할 수 있는가에 의해 결정된다.However, since a plurality of unit memory cells are generally connected to one activated word line, the plurality of bit line sense amplifiers as described above are simultaneously driven. In addition, since the capacity of the capacitor in the unit memory cell for storing data is small, the data applied to the positive or negative bit line has a fine voltage level. Therefore, how fast it is possible to sense and amplify the data of the microvoltage level applied to the positive / negative bit line is determined by whether sufficient current can be supplied to the plurality of bit line sense amplifiers that are simultaneously driven.
그러므로, 비트라인 감지증폭기의 보다 정확하고 빠른 구동을 위해, 정/부 비트라인의 레벨 차이를 감지하는 초기 구동 동안 일시적으로 높은 레벨의 전압을 인가하는 오버 드라이빙을 수행한다.Therefore, for more accurate and faster driving of the bit line sense amplifier, overdriving which temporarily applies a high level of voltage during the initial driving of detecting the level difference between the positive and negative bit lines is performed.
참고적으로, 제1 구동전원(RTO)으로는 반도체메모리소자 내에서 노말전원으로 사용되는 코어전압(VCORE)이 인가된다. 그리고 오버드라이빙을 위해서 일시적으로 코어전압(VCORE) 보다 높은 외부전압(VDD)이 인가된다. 또한, 제2 구동전원(SB)으로는 접지전압(VSS)이 인가된다.For reference, a core voltage VCORE used as a normal power source in the semiconductor memory device is applied to the first driving power source RTO. The external voltage VDD, which is higher than the core voltage VCORE, is temporarily applied for overdriving. In addition, the ground voltage VSS is applied to the second driving power source SB.
한편, 다음에서는 오버드라이빙을 구조를 갖는 전원 공급장치에 대해 살펴보도록 한다.On the other hand, the following will be described with respect to a power supply having a structure for overdriving.
도 2는 오버드라이빙 구조를 갖는 전원 공급장치의 일반적인 회로도이다.2 is a general circuit diagram of a power supply having an overdriving structure.
도 2를 참조하면, 전원 공급장치는 외부전원-공급신호(VDD_ON)에 응답하여 제1 구동전원(RTO)의 공급단에 외부전압(VDD)을 공급하기 위한 외부전압 드라이버(PM1)와, 외부전압(VDD)을 인가받아 기준전압(VREFC)에 대응되는 레벨의 노말전압(VCORE)을 생성하기 위한 노말전압 생성부(20)와, 노말전원-공급신호(VCORE_ON) 에 응답하여 제1 구동전원(RTO)의 공급단에 노말전압 생성부(20)의 출력전압(VCORE)을 공급하기 위한 노말전압 드라이버(PM2)를 포함한다.Referring to FIG. 2, the power supply device includes an external voltage driver PM1 for supplying an external voltage VDD to a supply terminal of the first driving power source RTO in response to an external power-supply signal VDD_ON, and an external device. The
다음에서는 노말전압 생성부(20)의 회로적 구현을 도면을 참조하여 살펴보도록 한다. 특히, 노말전압 생성부(20)는 인가되는 기준전압(VREFC)이 노말전압(VCORE)과 동일한 레벨을 갖는지 또는 1/2배의 전압 레벨을 갖는지에 따라 다른 회로적 구현을 갖는데, 다음에서는 각각의 경우에 대해 모두 살펴보도록 한다.Next, a circuit implementation of the
도 3a는 도 2에 도시된 노말전압 생성부(20A)의 내부 회로도이다.FIG. 3A is an internal circuit diagram of the
도 3a를 참조하면, 노말전압 생성부(20A)는 기준전압(VREFC1)과 노말전압(VCORE)의 레벨 차이를 감지하여 제어신호를 생성하기 위한 제어부(AMP1)와, 제어신호의 레벨에 응답하여 외부전압(VDD)을 노말전원(VCORE)의 공급단으로 공급하기 위한 드라이버(PM3)를 포함한다.Referring to FIG. 3A, the
그리고 제어부(AMP1)는 기준전압(VREFC1)과 노말전압(VCORE)을 차동 입력으로 갖는 차동증폭기로서, 네가티브 피드백(Negative feedback) 특성을 갖는다.The controller AMP1 is a differential amplifier having a reference voltage VREFC1 and a normal voltage VCORE as differential inputs, and has a negative feedback characteristic.
또한, 드라이버(PM3)는 제어신호를 게이트 입력으로 가지며 외부전압(VDD)의 공급단과 노말전압(VCORE)의 공급단 사이에 소스-드레인 경로를 갖는 PMOS트랜지스터로 구현된다.In addition, the driver PM3 is implemented as a PMOS transistor having a control signal as a gate input and having a source-drain path between a supply terminal of the external voltage VDD and a supply terminal of the normal voltage VCORE.
동작을 간략히 살펴보도록 한다. 여기서, 기준전압(VREFC1)은 1.5V를 갖는 것으로 가정한다.Let's look briefly at the operation. Here, it is assumed that the reference voltage VREFC1 has 1.5V.
먼저, 노말전압(VCORE)의 레벨이 떨어지면, 제어부(AMP1)는 제어신호의 레벨을 감소시킨다. 이어, 드라이버(PM3)는 제어신호의 레벨 하강에 의해, 더 액티브되 어 보다 많은 전류를 공급하므로, 노말전압(VCORE)의 레벨이 상승한다.First, when the level of the normal voltage VCORE drops, the controller AMP1 decreases the level of the control signal. Subsequently, the driver PM3 becomes more active and supplies more current as the level of the control signal decreases, so that the level of the normal voltage VCORE increases.
이와 같은, 과정을 통해 생성된 노말전압(VCORE)은 기준전압(VREFC1)과 같이 1.5V를 유지한다.As such, the normal voltage VCORE generated through the process maintains 1.5V as the reference voltage VREFC1.
도 3b는 도 2에 도시된 노말전압 생성부(20B)의 다른 회로도이다.3B is another circuit diagram of the
도 3b를 참조하면, 노말전압 생성부(20B)는 노말전압(VCORE)을 디바이딩하여 피드백-노말전압(FD_VCORE)으로 출력하기 위한 피드백부(21)와, 피드백-노말전압(FD_VCORE)과 기준전압(VREFC)의 레벨 차이를 감지하여 제어신호를 생성하기 위한 제어부(AMP2)와, 제어신호의 레벨에 응답하여 외부전압(VDD)을 노말전압(VCORE)의 공급단으로 공급하기 위한 드라이버(PM4)를 포함한다.Referring to FIG. 3B, the normal
여기서, 피드백부(21)는 노말전압(VCORE)의 공급단과 접지전압(VSS)의 공급단 사이에 직렬 연결된 제1 및 제2 저항 다이오드을 포함하며, 제1 및 제2 저항 다이오드의 연결노드에 걸린 전압을 피드백-노말전압(FD_VCORE)으로 출력한다. 이때, 피드백-노말전압(FD_VCORE)의 레벨은 노말전압(VCORE)에 대해 1/2의 비율을 갖는다.Here, the
또한, 제어부(AMP2)는 기준전압(VREFC)과 피드백-노말전압(FD_VCORE)을 차동 입력으로 갖는 차동증폭기로서, 네가티브 피드백(Negative feedback) 특성을 갖는다.In addition, the controller AMP2 is a differential amplifier having a reference voltage VREFC and a feedback-normal voltage FD_VCORE as differential inputs, and has a negative feedback characteristic.
참고적으로, 기준전압(VREFC2)의 레벨을 0.75V인 것으로 가정한다. 즉, 노말전압(VREFC2)에 대해 1/2 전압 비율을 갖는 피드백-노말전압(FD_VCORE)과 기준전압(VREFC2)을 제어부(AMP2)가 인가받으므로, 이에 의해 생성되는 노말전압(VCORE) 은 1.5V의 레벨을 갖는다. 그러므로, 도 3b에 도시된 노말전압 생성부(20b)는 도 3a에 도시된 것과 동일한 구동을 갖는 것을 알 수 있다.For reference, it is assumed that the level of the reference voltage VREFC2 is 0.75V. That is, since the control unit AMP2 receives the feedback-normal voltage FD_VCORE and the reference voltage VREFC2 having a 1/2 voltage ratio with respect to the normal voltage VREFC2, the generated normal voltage VCORE is 1.5. Has a level of V. Therefore, it can be seen that the normal voltage generator 20b shown in FIG. 3B has the same drive as that shown in FIG. 3A.
한편, 도 4는 도 2 내지 도 3b에 도시된 내부전원 공급장치의 동작 파형도 및 그에 따른 노말전압의 레벨 변화를 함께 도시한 도면이다.Meanwhile, FIG. 4 is a view illustrating an operation waveform diagram of the internal power supply device shown in FIGS. 2 to 3B and a level change of the normal voltage accordingly.
도 4에 도시된 바와 같이, 먼저 외부전원-공급신호(VDD_ON)가 활성화되면 외부전압 드라이버(PM1)가 액티브되어 외부전원(VDD)을 제1 구동전원(RTO)의 공급단에 공급한다. 이와 같이, 노말전압(VCORE) 보다 높은 외부전압(VDD)으로 제1 구동전원(RTO)의 공급단을 오버드라이빙하므로서, 비트라인 감지증폭기(10)가 정/부 비트라인(BL, BLB)의 레벨 차이를 감지하는 초기 감지 동작을 빠르게 수행하게 된다.As shown in FIG. 4, when the external power-supply signal VDD_ON is activated, the external voltage driver PM1 is activated to supply the external power VDD to the supply terminal of the first driving power RTO. As described above, the bit
이어, 감지 동작이 충분히 수행되면 외부전원-공급신호(VDD_ON)는 비활성화되고 노말전원-공급신호(VCORE_ON)가 활성화된다. 이어, 노말전압 드라이버(PM2)가 액티브되어 제1 구동전원(RTO)의 공급단에 노말전압(VCORE)을 공급한다. 이때, 외부전압(VDD)으로 인해 상승된 제1 구동전원(RTO)의 레벨이 노말전압(VCORE)의 공급단에 유입되어 노말전압(VCORE)의 레벨이 △V1만큼 증가하는 것을 알 수 있다.Subsequently, when the sensing operation is sufficiently performed, the external power-supply signal VDD_ON is deactivated and the normal power-supply signal VCORE_ON is activated. Then, the normal voltage driver PM2 is activated to supply the normal voltage VCORE to the supply terminal of the first driving power source RTO. In this case, it can be seen that the level of the first driving power source RTO increased due to the external voltage VDD flows into the supply terminal of the normal voltage VCORE, so that the level of the normal voltage VCORE increases by ΔV1.
이후, 상승된 노말전압(VCORE)의 레벨은 트랜지스터의 누설현상이나, 노말전압(VCORE)의 레벨 안전성을 위해 노말전압 생성부에 고의로 달아주는 아주 작은 트랜지스터를 통한 방전에 의해 △V2 정도 하강한다. 즉, 도시된 바와 같이, 방전되는 전압(△V2)의 양이 극히 미미하여 노말전압(VCORE)의 레벨을 목표값으로 유지시켜 줄 수 없는 문제점이 있는 것을 알 수 있다. 더욱이, 오버드라이빙 동작이 반복될 경우, 계속해서 노말전압(VCORE)의 레벨이 상승되어 문제가 심화된다.Thereafter, the elevated normal voltage VCORE is lowered by ΔV2 due to a leakage phenomenon of the transistor or a discharge through a very small transistor intentionally attached to the normal voltage generator for level safety of the normal voltage VCORE. That is, as shown, it can be seen that there is a problem in that the amount of the voltage ΔV2 discharged is extremely small so that the level of the normal voltage VCORE cannot be maintained at the target value. Moreover, when the overdriving operation is repeated, the level of the normal voltage VCORE continues to rise, causing the problem to deepen.
따라서, 상승된 노말전압(VCORE)의 레벨을 목표값 레벨로 하강(회복)시켜 주기 위한 회로가 반드시 필요한다. 다음에서는 노말전압의 레벨을 하강시켜주기 위한 노말전압 디스차징부(Normal-voltage discharge block)에 대해 살펴보도록 한다.Therefore, a circuit for lowering (recovering) the level of the elevated normal voltage VCORE to the target value level is necessary. Next, the normal-voltage discharge block for lowering the level of the normal voltage will be described.
도 5는 종래기술에 따른 노말전압 디스차징부의 내부 회로도이다.5 is an internal circuit diagram of a normal voltage discharging unit according to the related art.
도 5를 참조하면, 종래기술에 따른 노말전압 디스차징부는 노말전압(VCORE)의 공급단에 걸린 전압에 대해 일정 전압 비율을 갖는 피드백전압(HFVCORE)을 출력하기 위한 전압 피드백부(32)와, 구동신호(DC_EN)에 응답하여 기준전압(VREFC3)과 피드백전압(HFVCORE)의 레벨 차이를 감지하여 풀다운-제어신호(DC_CTRL)를 출력하기 위한 풀다운 제어부(34)와, 풀다운-제어신호(DC_CTRL)에 응답하여 노말전압(VCORE)의 공급단을 풀다운 구동하기 위한 풀다운 드라이버(NM1)를 구비한다.Referring to FIG. 5, the normal voltage discharging unit according to the related art includes a
그리고 풀다운 제어부(34)는 기준전압(VREFC3)과 피드백전압(HFVCORE)을 차동 입력으로 가져 레벨 차이를 감지하여 출력신호 A 및 B를 출력하기 위한 차동증폭기(34a)와, 차동증폭기(34a)의 출력신호 A 및 B에 응답하여 풀다운-제어신호(DC_CTRL)를 활성화시키기 위한 제어신호 활성화부(34b)와, 구동신호(DC_EN)의 비활성화에 응답하여 풀다운-제어신호(DC_CTRL)를 비활성화시키기 위한 제어신호 비활성화부(NM2)를 포함한다.In addition, the pull-down control unit 34 receives the reference voltage VREFC3 and the feedback voltage HFVCORE as differential inputs, detects a level difference, and outputs the output signals A and B, and the
풀다운 드라이버(NM1)는 풀다운-제어신호(DC_CTRL)를 게이트 입력으로 가지며 노말전압(VCORE)의 공급단과 접지전압(VSS)의 공급단 사이에 드레인-소스 경로를 갖는 NMOS트랜지스터로 구현된다.The pull-down driver NM1 is implemented as an NMOS transistor having a pull-down control signal DC_CTRL as a gate input and having a drain-source path between a supply terminal of the normal voltage VCORE and a supply terminal of the ground voltage VSS.
전압 피드백부(32)는 노말전압(VCORE)의 공급단과 접지전압(VSS)의 공급단 사이에 직렬 연결된 제1 및 제2 저항 다이오드(NM3, NM4)를 포함하며, 제1 및 제2 저항 다이오드(NM3, NM4)의 연결노드에 걸린 전압을 피드백전압(HFVCORE)으로 출력한다.The
참고적으로, 기준전압(VREFC3)은 도면에는 도시되지 않았으나 기준전압 생성부에 의해 공급된다.For reference, the reference voltage VREFC3 is supplied by the reference voltage generator although not shown.
한편, 다음에서는 노말전압 디스차징부의 구동에 따른 노말전압(VCORE)의 레벨 변화를 도면을 참조하여 살펴보도록 한다.Meanwhile, the level change of the normal voltage VCORE according to the driving of the normal voltage discharging unit will be described with reference to the drawings.
도 6a 및 도 6b는 도 5에 도시된 노말전압 디스차징부의 구동에 따른 노말전압(VCORE)의 레벨 변화를 도시한 도면이다. 참고적으로, 기준전압(VREFC3)은 노말전압(VCORE)에 대해 1/2의 비율을 갖는 것으로 가정한다.6A and 6B illustrate changes in the level of the normal voltage VCORE according to the driving of the normal voltage discharging unit illustrated in FIG. 5. For reference, it is assumed that the reference voltage VREFC3 has a ratio of 1/2 with respect to the normal voltage VCORE.
도 6a에 도시된 바와 같이, 먼저 오버 드라이빙 구간 동안 외부전원-공급신호(VDD_ON)가 활성화되어 노말전압(VCORE)의 레벨이 상승하게 된다.As shown in FIG. 6A, first, the external power-supply signal VDD_ON is activated during the overdriving period, thereby increasing the level of the normal voltage VCORE.
이어, 외부전원-공급신호(VDD_ON)가 비활성화될 때, 구동신호(DC_EN)가 활성화되며 활성화 구간은 디스차징을 하고자 하는 시간 동안 유지되는데 보통 수십 ns동안 유지된다.Subsequently, when the external power-supply signal VDD_ON is deactivated, the driving signal DC_EN is activated and the activation period is maintained for the time to be discharged, which is usually maintained for several tens of ns.
이어, 구동신호(DC_EN)의 활성화에 응답하여 차동증폭기(34a)가 액티브되어 기준전압(VREFC3)과 피드백전압(HFVCORE)의 레벨 차이를 감지하여 출력한다. 이때, 오버드라이빙으로 인해 노말전압(VCORE)의 레벨이 상승되어 있으므로, 피드백전압(HFVCORE) 역시 기준전압(VREFC3) 보다 높은 전압 레벨을 갖는다. 따라서, 차동 증폭기(34a)는 자신의 출력신호의 레벨을 하강시켜 출력한다.Subsequently, in response to the activation of the driving signal DC_EN, the
이어, 제어신호 활성화부(34b)는 차동증폭기(34a) 출력신호 B의 레벨이 하강할 때, 이에 비례하여 풀다운-제어신호(DC_CTRL)의 레벨을 상승시킨다.Subsequently, when the level of the output signal B of the
따라서, 풀다운 드라이버(NM1)는 풀다운-제어신호(DC_CTRL)의 레벨 상승에 응답하여 노말전압(VCORE)의 공급단을 풀다운 구동하므로서, 노말전압(VCORE)의 레벨이 하강하도록 한다.Accordingly, the pull-down driver NM1 pulls down the supply terminal of the normal voltage VCORE in response to the level rise of the pull-down control signal DC_CTRL, thereby lowering the level of the normal voltage VCORE.
그런데, 풀다운 드라이버(NM1)의 싸이즈가 큰 경우, 도면에 도시된 바와 같이 목표값 이하로 과도하게 방전된다. 이때, 노말전압(VCORE)의 공급단을 드라이빙하기 위한 노말전압 생성부(20) 역시 구동되는 구간이기 때문에, 이에 의해서 노말전압(VCORE)의 레벨이 목표값으로 회복되게 된다.By the way, when the size of pull-down driver NM1 is large, it discharges excessively below a target value as shown in a figure. At this time, since the
이와 같이, 구동신호(DC_EN)가 활성화되어 있는 동안에 노말전압 디스차징부와 노말전압 생성부(20)가 함께 구동되어, 노말전압(VCORE)의 레벨이 오실레이션(Oscillation)하는 링잉현상(Ringing)이 발생하는 문제점을 갖는다. 따라서, 전류의 손실이 커진다.As such, while the driving signal DC_EN is activated, the normal voltage discharging unit and the
또한, 반대로 풀다운 드라이버(NM1)의 싸이즈가 작은 경우에는 도 6b에 도시된 바와 같이, 오버드라이빙에 의해 상승된 노말전압(VCORE)의 레벨이 충분히 방전되지 않을 수 있다.On the contrary, when the size of the pull-down driver NM1 is small, as shown in FIG. 6B, the level of the normal voltage VCORE raised due to overdriving may not be sufficiently discharged.
그러므로, 종래에는 과도한 디스차징으로 인한 링잉 현상, 또는 부족한 디스차징으로 인한 노말전압의 레벨 상승 등과 같은 문제점들을 해결하기 위한 불량 분석을 풀다운 드라이버의 싸이즈 및 응답속도 조절과, 노말전압 디스차징부의 구동 시간조절을 통해 수행했다. 이와 같은 테스트는 불량 분석의 복잡함으로 인해 긴 시간이 소요되는 단점을 갖는다.Therefore, in the related art, failure analysis for solving problems such as ringing phenomenon due to excessive discharging or rising of the normal voltage level due to insufficient discharging is performed by adjusting the size and response speed of the pull-down driver, and driving time of the normal voltage discharging unit. The adjustment was carried out. Such a test has the disadvantage of taking a long time due to the complexity of the failure analysis.
한편, 풀다운 제어부 내 기준전압에 대한 피드백전압의 레벨을 감지하기 위해 차동증폭기를 포함하는데, 이러한 차동증폭기의 구현 시 차동 입력에 대해 옵셋전압이 발생하여 노말전압의 레벨이 목표값을 유지하지 못하는 현상이 동일하게 발생한다.On the other hand, a differential amplifier is included to detect the level of the feedback voltage with respect to the reference voltage in the pull-down controller, and when the differential amplifier is implemented, an offset voltage is generated for the differential input so that the normal voltage level does not maintain the target value. This happens the same way.
본 발명은 상기와 같은 종래 기술의 문제점을 해결하기 위하여 제안된 것으로, 안정적인 내부전압을 제공하기 위한 내부전원 공급장치를 제공하는데 그 목적이 있다.The present invention has been proposed to solve the above problems of the prior art, and an object thereof is to provide an internal power supply device for providing a stable internal voltage.
상기의 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명의 일 측면에 따르면, 내부전압의 공급단에 걸린 전압에 대해 일정 전압 비율을 갖는 피드백전압을 출력하기 위한 전압 피드백수단; 구동신호에 응답하여 기준전압과 상기 피드백전압의 레벨 차이를 감지하여 풀다운-제어신호를 출력하기 위한 풀다운 제어수단; 상기 풀다운-제어신호의 출력단에 풀업-저항 및 풀다운-저항을 선택적으로 접속시켜 상기 풀다운-제어신호의 레벨 변화의 폭 및 속도를 조절하기 위한 레벨 조절수단; 및 상기 풀다운-제어신호에 응답하여 상기 내부전압의 공급단을 풀다운 구동하기 위한 풀다운 드라이버를 구비하는 전압 디스차징장치가 제공된다.According to an aspect of the present invention for achieving the above technical problem, the voltage feedback means for outputting a feedback voltage having a constant voltage ratio with respect to the voltage applied to the supply terminal of the internal voltage; Pull-down control means for detecting a level difference between a reference voltage and the feedback voltage in response to a drive signal and outputting a pull-down control signal; Level adjusting means for selectively connecting a pull-up resistor and a pull-down resistor to an output terminal of the pull-down control signal to adjust a width and a speed of a level change of the pull-down control signal; And a pull-down driver for pull-down driving the supply terminal of the internal voltage in response to the pull-down control signal.
이하, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명의 기술적 사상을 용이하게 실시할 수 있을 정도로 상세히 설명하기 위하여, 본 발명의 가장 바람직한 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 설명하기로 한다.DETAILED DESCRIPTION Hereinafter, exemplary embodiments of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings so that those skilled in the art may easily implement the technical idea of the present invention. do.
(제1 실시 예)(First embodiment)
도 7은 본 발명의 제1 실시 예에 따른 노말전압 디스차징부의 회로도이다.7 is a circuit diagram of a normal voltage discharging unit according to a first embodiment of the present invention.
도 7을 참조하면, 본 발명의 제1 실시 예에 따른 노말전압 디스차징부는 구동신호(DC_EN)에 응답하여 노말전압(VCORE)의 공급단에 걸린 전압과 기준전압(VREFC)의 레벨 차이를 감지하여 풀다운-제어신호(DC_CTRL)를 출력하기 위한 제어부(100, 200)와, 풀다운-제어신호(DC_CTRL)의 레벨 변화의 폭(속도)를 조절하기 위한 레벨 조절부(300)와, 풀다운-제어신호(DC_CTRL)에 응답하여 노말전압(VCORE)의 공급단을 풀다운 구동하기 위한 풀다운 드라이버(NM5)를 구비한다.Referring to FIG. 7, the normal voltage discharging unit according to the first embodiment of the present disclosure detects a level difference between the voltage applied to the supply terminal of the normal voltage VCORE and the reference voltage VREFC in response to the driving signal DC_EN. The
그리고 제어부는 노말전압(VCORE)의 공급단에 걸린 전압에 대해 일정 전압 비율을 갖는 피드백전압(HFVCORE)을 출력하기 위한 전압 피드백부(100)와, 구동신호(DC_EN)에 응답하여 기준전압(VREFC)과 피드백전압(HFVCORE)의 레벨 차이를 감지하여 풀다운-제어신호(DC_CTRL)를 출력하기 위한 풀다운 제어부(200)를 구비한다.In addition, the controller is configured to output a feedback voltage HFVCORE having a predetermined voltage ratio with respect to the voltage applied to the supply terminal of the normal voltage VCORE, and the reference voltage VREFC in response to the driving signal DC_EN. ) And a pull-
여기서, 풀다운 제어부(200)는 기준전압(VREFC)과 피드백전압(HFVCORE)의 레벨 차이를 감지하여 출력신호 C 및 D를 출력하기 위한 레벨 감지부(220)와, 레벨 감지부(220)의 출력신호 C 및 D에 응답하여 풀다운-제어신호(DC_CTRL)를 활성화시키기 위한 제어신호 활성화부(240)와, 구동신호(DC_EN)의 비활성화에 응답하여 풀 다운-제어신호(DC_CTRL)를 비활성화시키기 위한 제어신호 비활성화부(NM6)를 포함한다.Here, the pull-
풀다운 제어부(200)의 내부 블록들을 회로적 구현 측면에서 보다 구체적으로 살펴보도록 한다.The internal blocks of the pull-
레벨 감지부(220)는 구동신호(DC_EN)의 활성화에 응답하여 액티브되며, 기준전압(VREFC)과 피드백전압(HFVCORE)을 차동 입력으로 갖는 차동증폭기로 구현된다. 레벨 감지부(220)는 구동신호(DC_EN)에 응답하여 구동전원을 공급하기 위한 구동전원 공급 트랜지스터(NM7)과, 구동전원 공급 트랜지스터(NM7)에 접속되어 기준전압(VREFC)과 피드백 전압(HFVCORE)을 차동으로 인가받는 차동 입력트랜지스터(NM8, NM9)와, 외부전압(VDD)의 공급단과 차동 입력 트랜지스터(NM8, NM9) 사이에 배치되어 차동 입력 트랜지스터(NM8, NM9)에 의해 조절된 전류량에 대응되는 제1 및 제2 출력신호(C 및 D)를 출력하기 위한 저항 트랜지스터(PM5, PM6)를 포함한다.The
제어신호 활성화부(240)는 레벨 감지부(220)의 제1 및 제2 출력신호(C 및 D)을 인가받으며 외부전압(VDD)과 접지전압(VSS) 사이에 형성된 커런트 미러로 구현된다. 제어신호 활성화부(240)는 제1 출력신호(D)를 게이트 입력으로 가지며 외부전압(VDD)의 공급단과 출력노드(N1)에 소스-드레인 경로를 갖는 제1 PMOS트랜지스터(PM7)와, 제1 출력신호(D)를 게이트 입력으로 가지며 외부전압(VDD)의 공급단에 자신의 소스단이 접속된 제2 PMOS트랜지스터(PM8)와, 제2 PMOS트랜지스터(PM8)의 드레인단에 자신의 게이트단과 소스단이 접속되고 드레인단은 접지전압(VSS)의 공급단에 접속된 제1 NMOS트랜지스터(NM11)와, 제1 NMOS트랜지스터(NM11)의 게이트단 에 자신의 게이트 단이 접속되고 출력노드(N1)와 접지전압(VSS)의 공급단 사이에 드레인-소스 경로를 갖는 NMOS트랜지스터(NM10)를 포함한다.The
제어신호 비활성화부(NM6)는 반전된 구동신호(DC_EN)를 게이트 입력으로 가지며 제어신호 활성화부(240)의 출력노드(N1)와 접지전압(VSS)의 공급단 사이에 드레인-소스 경로를 갖는 NMOS트랜지스터로 구현된다.The control signal deactivator NM6 has the inverted drive signal DC_EN as a gate input and has a drain-source path between the output node N1 of the
레벨 조절부(300)는 외부전압(VDD)의 공급단과 풀다운-제어신호(DC_CTRL)가 인가되는 노드(N1) 사이에 소스-드레인 경로를 갖는 PMOS트랜지스터(PM9)와, 풀다운-제어신호(DC_CTRL)가 인가되는 노드(N1)와 접지전압(VSS)의 공급단 사이에 드레인-소스 경로를 갖는 NMOS트랜지스터(NM12)와, 레벨 감지부(220)의 제1 출력신호(D)가 인가되는 노드와 PMOS트랜지스터(PM9)의 게이트단을 절체하기 위한 제1 스위치(SW1)와, 제어신호 활성화부(240)의 NMOS트랜지스터(NM10)의 게이트단과 NMOS트랜지스터(NM12)의 게이트단을 절체하기 위한 제2 스위치(SW2)를 포함한다.The
풀다운 드라이버(NM5)는 풀다운-제어신호(DC_CTRL)를 게이트 입력으로 가지며 노말전압(VCORE)의 공급단과 접지전압(VSS)의 공급단 사이에 드레인-소스 경로를 갖는 NMOS트랜지스터로 구현된다.The pull-down driver NM5 is implemented as an NMOS transistor having a pull-down control signal DC_CTRL as a gate input and having a drain-source path between a supply terminal of the normal voltage VCORE and a supply terminal of the ground voltage VSS.
전압 피드백부(100)는 노말전압(VCORE)의 공급단과 접지전압(VSS)의 공급단 사이에 직렬 연결된 제1 및 제2 저항 다이오드(NM13 및 NM14)를 포함하며, 제1 및 제2 저항 다이오드(NM13, NM14)의 연결노드에 걸린 전압을 피드백전압(HFVCORE)으로 출력한다.The
참고적으로, 기준전압(VREFC)은 도면에는 도시되지 않았으나 기준전압 생성 부에 의해 공급된다.For reference, the reference voltage VREFC is supplied by the reference voltage generator although not shown.
또한, 도면에는 도시되지 않았으나 노말전압의 공급단을 구동하기 위한 노말전압 생성부와, 노말전압의 공급단에 걸린전압을 비트라인 감지증폭기의 구동전원 라인 RT0에 드라이빙하기 위한 노말 드라이버와, 구동전원 라인 RTO는 노말전압 보다 높은 외부전압으로 오버드라이빙하기 위한 오버드라이빙 드라이버를 구비한다. 이때, 오버드라이빙 드라이버의 구동 이후, 노말 드라이버가 액티브된다.Further, although not shown in the drawing, a normal voltage generator for driving a supply terminal of the normal voltage, a normal driver for driving the voltage applied to the supply terminal of the normal voltage to the driving power line RT0 of the bit line sense amplifier, and a driving power supply The line RTO has an overdriving driver for overdriving to an external voltage higher than the normal voltage. At this time, after driving of the overdriving driver, the normal driver is activated.
한편, 전술한 바와 같이 본 발명에 따른 노말전압 디스차징부는 레벨 조절부(300)를 더 포함하므로서, 노말전압(VCORE)의 공급단이 디스차징 되도록 제어하기 위한 풀다운-제어신호(DC_CTRL)의 레벨 변화속도와 레벨 변화폭을 스위치(SW1, SW2)의 온/오프(On/Off)를 통해 조절한다. 다시 언급하면, 스위치(SW1, SW2)의 온/오프를 통해 PMOS 및 NMOS트랜지스터(PM9, NM12)를 절체시켜 제어신호 활성화부(240)의 저항비율을 바꾸므로서, 풀다운-제어신호(DC_CTRL)가 갖는 레벨의 상승 속도 또는 하강속도를 조절할 수 있다. 따라서, 오버드라이빙으로 상승된 노말전압이 목표값으로 유지되도록 하기 위한 노말전압 디스차징부가 적정한 구동을 갖도록 스위치의 온/오프만을 통해 조절할 수 있어, 테스트 과정을 빠르게 진행할 수 있다.Meanwhile, as described above, the normal voltage discharging unit further includes a
도 8a 및 도 8b는 도 7에 도시된 본 발명의 노말전압 디스차징부의 동작 파형도이다. 참고적으로, 기준전압(VREFC)은 노말전압(VCORE)의 목표값에 대해 1/2 비율을 갖는 것으로 가정한다.8A and 8B are operation waveform diagrams of the normal voltage discharging unit of the present invention shown in FIG. 7. For reference, it is assumed that the reference voltage VREFC has a ratio of 1/2 to the target value of the normal voltage VCORE.
도 8a에 도시된 바와 같이, 먼저 오버 드라이빙 구간 동안 외부전원-공급신 호(VDD_ON)가 활성화되므로, 외부전압(VDD)이 인가되어 노말전압(VCORE)의 레벨이 상승된다.As shown in FIG. 8A, since the external power-supply signal VDD_ON is activated during the overdriving period, the external voltage VDD is applied to increase the level of the normal voltage VCORE.
이어, 외부전원-공급신호(VDD_ON)가 비활성화될 때, 구동신호(DC_EN)가 활성화된다.Subsequently, when the external power-supply signal VDD_ON is deactivated, the driving signal DC_EN is activated.
이어, 구동신호(DC_EN)의 활성화에 응답하여 구동전원 공급 트랜지스터(NM7)가 액티브되어 구동전원이 인가된다. 이때, 오버드라이빙으로 인해 노말전압의 레벨이 상승되어 있으므로, 피드백전압(HFVCORE) 역시 기준전압(VREFC) 보다 높은 전압 레벨을 갖는다. 따라서, 차동 입력 트랜지스터(NM8, NM9)는 기준전압(VREFC) 보다 높은 피드백전압(HFVCORE)의 레벨에 의해 출력신호 D의 레벨은 하강하며, 출력신호 C의 레벨은 상승한다. Subsequently, in response to the activation of the driving signal DC_EN, the driving power supply transistor NM7 is activated to apply the driving power. At this time, since the level of the normal voltage is increased due to overdriving, the feedback voltage HFVCORE also has a voltage level higher than the reference voltage VREFC. Accordingly, the differential input transistors NM8 and NM9 have a lower level of the output signal D and a higher level of the output signal C due to the level of the feedback voltage HFVCORE higher than the reference voltage VREFC.
이어, 제어신호 활성화부(240) 내 PMOS트랜지스터(PM7)는 출력신호 D의 레벨이 상승된 만큼 비례적으로 풀다운-제어신호(DC_CTRL)의 레벨을 상승한다.Subsequently, the PMOS transistor PM7 in the
이어, 풀다운 드라이버(NM6)는 풀다운-제어신호(DC_CTRL)의 레벨 상승에 응답하여 노말전압(VCORE)의 공급단을 풀다운 구동하므로서, 노말전압(VCORE)의 레벨이 하강하도록 한다.Subsequently, the pull-down driver NM6 pulls down the supply terminal of the normal voltage VCORE in response to the level rise of the pull-down control signal DC_CTRL, thereby causing the level of the normal voltage VCORE to decrease.
이때, 풀다운 드라이버(NM6)의 큰 싸이즈로 인해 노말전압이 과도하게 디스차징되게 되면, 점선으로 도시된 바와 같이 링잉현상이 발생하게 된다. 또한, 레벨 감지부(220)인 차동증폭기 내 기준전압(VREFC)이 인가되는 트랜지스터(NM8)에 비해 피드백전압(HFVCORE)을 인가받는 트랜지스터(NM9)가 -α의 옵셋전압을 갖는 경우에도 동일하게 과도한 디스차징이 발생된다.At this time, if the normal voltage is excessively discharged due to the large size of the pull-down driver NM6, the ringing phenomenon occurs as shown by the dotted line. In addition, the transistor NM9 receiving the feedback voltage HFVCORE has the offset voltage of −α in comparison with the transistor NM8 to which the reference voltage VREFC in the
따라서, 제2 스위치(SW2)를 턴온시키면, 액티브된 NMOS트랜지스터(NM12)가 제어신호 활성화부(240) 내 NMOS트랜지스터(NM10)와 함께 병렬 형태로 접속되게 된다. 다시 언급하면, 병렬 접속된 NMOS트랜지스터 NM10 및 NM12에 의해 노드(N1)와 접지전압(VSS)의 공급단 사이의 저항값이 작아지므로, 풀다운-제어신호(DC_CTRL)의 레벨이 보다 빠르게 더 낮은 레벨까지 하강한다. 따라서, 이를 입력으로 갖는 풀다운 드라이버(NM6)가 쉽게 턴오프되어 노말전압(VCORE)의 공급단으로 부터 적은 양의 전류를 방전하게 되어, 노말전압(VCORE)의 레벨이 목표 값 이하로 과도하게 낮아지는 현상을 방지할 수 있다.Accordingly, when the second switch SW2 is turned on, the active NMOS transistor NM12 is connected in parallel with the NMOS transistor NM10 in the
한편, 도 8b에 점선으로 도시된 바와 같이, 풀다운 드라이버(NM6)의 싸이즈가 작은 경우, 노말전압(VCORE)의 디스차징이 부족하게 이뤄져 노말전압(VCORE)이 목표값 이상의 레벨을 갖는 문제가 발생된다. 또한, 차동증폭기 내 기준전압(VREFC)이 인가되는 트랜지스터(NM8)에 비해 피드백전압(HFVCORE)을 인가받는 트랜지스터(NM9)가 +α의 옵셋전압을 갖는 경우에도 디스차징이 충분히 이뤄지지 못한다.Meanwhile, as shown by a dotted line in FIG. 8B, when the pull-down driver NM6 has a small size, discharging of the normal voltage VCORE is insufficient, resulting in a problem in which the normal voltage VCORE has a level higher than a target value. do. Further, even when the transistor NM9 to which the feedback voltage HFVCORE is applied has an offset voltage of + α, the discharging is not sufficiently performed compared to the transistor NM8 to which the reference voltage VREFC in the differential amplifier is applied.
이때, 제1 스위치(SW1)를 턴온시키면 PMOS트랜지스터(PM9)가 액티브되어, 제어신호 활성화부(240) 내 PMOS트랜지스터(PM7)와 함께 병렬 형태로 접속된다. 이는 풀다운-제어신호(DC_CTRL)의 레벨이 보다 빠르게 더 높은 레벨까지 상승하도록 하기 때문에, 풀다운 드라이버(NM1)가 쉽게 턴온되어 보다 많은 양의 전류를 방전하게 된다. 따라서, 노말전압(VCORE)의 레벨이 목표값으로 유지될 수 있도록 한다.At this time, when the first switch SW1 is turned on, the PMOS transistor PM9 is activated to be connected in parallel with the PMOS transistor PM7 in the
그러므로, 제1 실시 예에 따른 노말전압 디스차징부는 스위치(SW1, SW2)의 절체를 통해 풀다운-제어신호(DC_CTRL)의 레벨 상승 속도 및 상승 폭을 조절할 수 있다. 따라서, 노말전압(VCORE)의 레벨을 목표값으로 유지하기 위해, 종래 디스차징 구동시간 조절과 풀다운 드라이버의 싸이즈 및 응답속도 조절 등과 같은 다양한 불량 테스트를 수행하는 번거로움이 있었던 반면, 본 발명과 같은 따른 노말전압 디스차징부를 포함하면 스위치(SW1, SW2)의 절체만을 통해서 노말전압(VCORE)의 레벨을 적절하게 조절할 수 있어, 테스트 시간을 줄일 수 있다.Therefore, the normal voltage discharging unit according to the first embodiment may adjust the level rising speed and the rising width of the pull-down control signal DC_CTRL through switching of the switches SW1 and SW2. Therefore, in order to maintain the level of the normal voltage (VCORE) at the target value, it has been cumbersome to perform various defect tests such as adjusting the discharge time of the discharge and adjusting the size and response speed of the pull-down driver. Including the normal voltage discharging unit may properly adjust the level of the normal voltage VCORE only through switching of the switches SW1 and SW2, thereby reducing test time.
참고적으로, 스위치의 절체를 통해 저항 비율을 조절하면, 결과적으로 풀다운-제어신호를 활성화시키는 제어신호 활성화부 내 PMOS트랜지스터(PM7) 및 NMOS트랜지스터(NM10)의 데드존(Dead Zone)이 조절된다. 여기서, 데드존이란 PMOS트랜지스터 및 NMOS트랜지스터의 게이트단 입력 전압의 레벨이 모두를 액티브시키지 못하는 영역을 의미한다.For reference, when the resistance ratio is adjusted through switching of the switch, the dead zone of the PMOS transistor PM7 and the NMOS transistor NM10 in the control signal activator that activates the pull-down control signal is consequently adjusted. . Here, the dead zone means a region in which the level of the gate terminal input voltage of the PMOS transistor and the NMOS transistor does not activate both.
한편, 피드백전압의 레벨을 조절하여 옵셋전압을 보정하므로서, 노말전압 공급단의 디스차징되는 정도를 조절할 수 있는데, 이에 관해서는 도면을 통해 구체적으로 살펴보도록 한다.Meanwhile, by adjusting the level of the feedback voltage to correct the offset voltage, the degree of discharge of the normal voltage supply terminal can be adjusted. This will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
(제2 실시 예)(Second embodiment)
도 9는 본 발명의 제2 실시 예에 따른 노말전압 디스차징부의 회로도이다.9 is a circuit diagram of a normal voltage discharging unit according to a second exemplary embodiment of the present invention.
도 9를 참조하면, 본 발명의 제2 실시 예에 따른 노말전압 디스차징부는 노말전압(VCORE)의 공급단에 걸린 전압에 대해 일정 전압 비율을 갖는 피드백전압(HFVCORE)을 출력하되, 일정 전압 비율을 조절할 수 있는 전압 피드백부(400, 500)와, 구동신호(DC_EN)에 응답하여 기준전압(VREFC)과 피드백전압(HFVCORE)의 레벨 차이를 감지하여 노말전압(VCORE)의 공급단을 풀다운 구동하기 위한 풀다운 드라이빙부를 구비한다.Referring to FIG. 9, the normal voltage discharging unit outputs a feedback voltage HFVCORE having a constant voltage ratio with respect to a voltage applied to a supply terminal of the normal voltage VCORE. The
그리고 풀다운 드라이빙부는 구동신호(DC_EN)에 응답하여 기준전압(VREFC)과 피드백전압(HFVCORE)의 레벨 차이를 감지하여 풀다운-제어신호(DC_CTRL)를 출력하기 위한 풀다운 제어부(200)와, 풀다운-제어신호(DC_CTRL)에 응답하여 노말전압(VCORE)의 공급단을 풀다운 구동하기 위한 풀다운 드라이버(NM5)를 구비한다.In addition, the pull-down driving unit detects a level difference between the reference voltage VREFC and the feedback voltage HFVCORE in response to the driving signal DC_EN and outputs a pull-down control signal DC_CTRL, and pull-down control. In response to the signal DC_CTRL, a pull-down driver NM5 is provided to pull down the supply terminal of the normal voltage VCORE.
여기서, 전압 피드백부(400, 500)는 노말전압(VCORE)의 공급단과 출력노드(N2) 사이에 직렬 연결된 제1 및 제2 다이오드 저항(NM15, NM16)과, 출력노드(N2)와 접지전압(VSS)의 공급단 사이에 직렬 연결된 제3 및 제4 다이오드 저항(NM17, NM18)을 구비하여, 출력노드(N2)에 걸린전압을 피드백전압(HFVCORE)으로 출력하기 위한 디바이딩부(400)와, 제2 다이오드 저항(NM16)의 양측단에 접속된 제1 스위치(SW3)와, 제4 다이오드 저항(NM18)의 양측단에 접속된 제2 스위치(SW4)를 포함하는 옵셋 조절부(500)를 포함한다.Here, the
참고적으로, 도 8에 도시된 노말전압 디스차징부를 제1 실시 예와 비교하여 보면 전압 피드백부(400, 500)만이 다르며, 이외의 구성은 동일한 것을 알 수 있다. 따라서, 동일한 블록에 대해서는 동일 도면부호를 부여하고, 이에 대한 구체적인 언급은 생략하도록 한다.For reference, when comparing the normal voltage discharging unit illustrated in FIG. 8 with the first embodiment, only the
한편, 제2 실시 예에 따른 노말전압 디스차징부는 옵셋 조절부를 더 포함하여, 피드백전압(HFVCORE)의 레벨을 노말전압(VCORE)과는 관계없이 스위치의 절제를 통해 일정레벨 상승시키거나 하강시킨다. 따라서, 옵셋전압의 보정을 통해 노말전압의 공급단을 디스차징하기 위한 노말전압 디스차징부의 구동을 조절하게 된다.On the other hand, the normal voltage discharging unit according to the second embodiment further includes an offset control unit, to raise or lower the level of the feedback voltage (HFVCORE) by a predetermined level through the control of the switch irrespective of the normal voltage (VCORE). Therefore, the driving of the normal voltage discharging unit for discharging the supply terminal of the normal voltage through the correction of the offset voltage is controlled.
전압 피드백부(400. 500)의 구동을 간략히 보도록 한다. 먼저, 제1 및 제2 스위치(SW3, SW4)는 턴온된 것으로 가정한다.The driving of the
이후, 노말전압(VCORE)의 레벨이 목표값 이하로 과도하게 디스차징되는 경우에는, 레벨 조절부(500) 내 제2 스위치(SW4)를 턴오프한다. 그러면, 턴오프된 제2 스위치(SW4)에 의해 제4 다이오드 저항(NM18)이 새롭게 접속되기 때문에, 제4 다이오드 저항(NM18)이 갖는 저항값 만큼 피드백전압(HFVCORE)의 레벨이 상승한다.Subsequently, when the level of the normal voltage VCORE is excessively discharged below the target value, the second switch SW4 in the
따라서, 피드백전압(HFVCORE)의 레벨이 상승하면, 기준전압(VREFC)에 대한 피드백전압(HFVCORE)의 레벨이 상승된 것이므로, 풀다운 제어부(200)가 풀다운-제어신호(DC_CTRL)를 상대적으로 빠르게 비활성화시킨다. 풀다운 드라이버(NM5)에 의한 노말전압(VCORE)의 과도한 디스차징이 방지된다.Therefore, when the level of the feedback voltage HFVCORE increases, the level of the feedback voltage HFVCORE with respect to the reference voltage VREFC is increased, so that the pull-
또한, 노말전압(VCORE)이 충분하게 디스차징 되지 않아 목표값 이상의 값을 갖는 경우에는, 제1 스위치(SW3)를 턴오프한다. 그러면, 턴오프된 제1 스위치(SW3)에 의해 제2 다이오드 저항(NM16)이 새롭게 접속되기 때문에, 제2 다이오드 저항(NM16)이 갖는 저항값만큼 피드백전압(HFVCORE)의 레벨이 하강한다.In addition, when the normal voltage VCORE is not sufficiently discharged and has a value equal to or greater than the target value, the first switch SW3 is turned off. Then, since the second diode resistor NM16 is newly connected by the turned-off first switch SW3, the level of the feedback voltage HFVCORE decreases by the resistance value of the second diode resistor NM16.
이는 기준전압(VREFC)에 대한 피드백전압(HFVCORE)의 레벨이 상승되는 것이므로, 풀다운 제어부(200)가 풀다운-제어신호(DC_CTRL)를 상대적으로 느리게 비활성화시킨다. 풀다운 드라이버(NM5)의 구동이 길어지기 때문에 노말전압(VCORE)이 목표값으로 유지된다.Since the level of the feedback voltage HFVCORE with respect to the reference voltage VREFC is increased, the pull-
그러므로, 제2 실시 예에 따른 노말전압 디스차징부는 옵셋 조절부를 더 포함하여, 스위치의 온/오프를 통해 피드백전압의 레벨을 조절하므로서, 기준전압에 대한 피드백전압의 옵셋전압이 ±α로 쉽게 조절되도록 한다. 즉, 옵셋전압의 조절을 통해 노말전압의 공급단을 디스차징하는 양을 조절한다.Therefore, the normal voltage discharging unit according to the second embodiment further includes an offset adjusting unit to adjust the level of the feedback voltage through on / off of the switch, so that the offset voltage of the feedback voltage with respect to the reference voltage is easily adjusted to ± α. Be sure to That is, the amount of discharge of the supply terminal of the normal voltage is adjusted by adjusting the offset voltage.
한편, 전술한 본 발명에서는 풀다운-제어신호의 풀다운 및 풀업 스윙을 제어하기 위해 각각 하나의 트랜지스터만을 더 구비하였으나, 이는 하나의 실시 예로서 복수 개의 트랜지스터를 더 구비할 수 있다. 복수 개의 트랜지스터를 추가하여 사용하면 옵셋에 대한 마진을 더욱 확보할 수 있다.Meanwhile, in the above-described present invention, only one transistor is further provided to control pull-down and pull-up swing of the pull-down control signal, but this may further include a plurality of transistors as one embodiment. The use of multiple transistors can provide additional margin for offset.
한편, 전술한 본 발명에서는 풀다운-제어신호의 스윙 폭을 제어하기 위한 레벨 조절부 또는 옵셋전압을 조절하기 위한 옵셋 조절부만을 선택적으로 구비하는 경우만을 예시하였으나, 레벨 조절부 또는 옵셋 조절부를 모두 구비하여도 전술한 바와 같은 동일한 효과를 얻는다.On the other hand, in the above-described invention, only the case of selectively providing only the level adjusting unit for controlling the swing width of the pull-down signal or the offset adjusting unit for adjusting the offset voltage, but provided with both the level adjusting unit or the offset adjusting unit Even if the same effect as described above is obtained.
이상에서 설명한 본 발명은 전술한 실시 예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니고, 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하다는 것이 본 발명이 속한 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 있어 명백할 것이다.The present invention described above is not limited to the above-described embodiments and the accompanying drawings, and various substitutions, modifications, and changes are possible in the art without departing from the technical spirit of the present invention. It will be clear to those of ordinary knowledge.
전술한 본 발명은 스위치의 온/오프를 통해 피드백되는 전압의 레벨 또는 전압의 디스차징 되는 양을 조절하기 위한 제어신호의 스윙 속도 및 폭을 조절하므로 서, 적절하게 전압의 공급단을 디스차징하여 내부전압의 레벨이 안정적으로 유지되도록 한다.The present invention described above adjusts the swing speed and the width of the control signal for adjusting the level of the voltage fed back through the on / off of the switch or the amount of voltage discharged, and by appropriately discharging the supply terminal of the voltage Keep the level of internal voltage stable.
Claims (36)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
KR1020060049116A KR100802072B1 (en) | 2006-05-31 | 2006-05-31 | Voltage discharging appratus and internal voltage generator having the same |
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
KR1020060049116A KR100802072B1 (en) | 2006-05-31 | 2006-05-31 | Voltage discharging appratus and internal voltage generator having the same |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
KR20070115138A KR20070115138A (en) | 2007-12-05 |
KR100802072B1 true KR100802072B1 (en) | 2008-02-12 |
Family
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
KR1020060049116A KR100802072B1 (en) | 2006-05-31 | 2006-05-31 | Voltage discharging appratus and internal voltage generator having the same |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
KR (1) | KR100802072B1 (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2024039185A1 (en) * | 2022-08-19 | 2024-02-22 | 삼성전자 주식회사 | Method for controlling fail-safe resistance connection to both ends of communication lines in differential voltage communication, and communication device that employs method |
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2006
- 2006-05-31 KR KR1020060049116A patent/KR100802072B1/en not_active IP Right Cessation
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