KR100681760B1 - Receiver with plurality of equalizers - Google Patents
Receiver with plurality of equalizers Download PDFInfo
- Publication number
- KR100681760B1 KR100681760B1 KR1020050112772A KR20050112772A KR100681760B1 KR 100681760 B1 KR100681760 B1 KR 100681760B1 KR 1020050112772 A KR1020050112772 A KR 1020050112772A KR 20050112772 A KR20050112772 A KR 20050112772A KR 100681760 B1 KR100681760 B1 KR 100681760B1
- Authority
- KR
- South Korea
- Prior art keywords
- equalizer
- algorithm
- filter tap
- chip level
- iterative
- Prior art date
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/01—Equalisers
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
- H04L25/03057—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a recursive structure
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L2025/03433—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by equaliser structure
- H04L2025/03535—Variable structures
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
Description
도 1은 일반적인 HSPDS(High Speed Physical Downlink Shared Channel) 방식의 이동통신 시스템 구성도를 나타낸 도면.1 is a diagram illustrating a configuration of a mobile communication system using a general High Speed Physical Downlink Shared Channel (HSPDS) method.
도 2는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 수신기의 구성을 간략히 나타낸 도면.Figure 2 is a simplified diagram showing the configuration of a receiver according to an embodiment of the present invention.
도 3은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 수신기의 동작 상태도.3 is an operational state diagram of a receiver according to an embodiment of the present invention.
<도면의 주요부분에 대한 부호의 설명><Description of Symbols for Main Parts of Drawings>
100 : 기지국100: base station
200 : 무선 채널200: wireless channel
300 : 이동단말300: mobile terminal
301 : 수신 안테나301: receiving antenna
302 : 수신 회로부302: receiving circuit
303 : 신호 처리부303: signal processing unit
305 : 디코더305: Decoder
310 : 칩 레벨 등화기310: Chip Level Equalizer
311 : 반복 등화기(iterative equalizer)311: iterative equalizer
312 : 블록 등화기(block equalizer)312 block equalizer
313 : 기준신호(Reference signal) 제공부313: Reference signal provider
314 : 제1 메트릭(metric) 산출부314: First metric calculation unit
315 : 제2 메트릭 산출부315: second metric calculation unit
316 : 스위칭부316: switching unit
317 : 제어부317: control unit
318 : 멀티코드 처리부318: multi-code processing unit
본 발명은 이동통신 수신기에 관한 것으로, 보다 상세하게는 등화기(equalizer)를 구비한 이동통신 수신기에 관한 것이다.The present invention relates to a mobile communication receiver, and more particularly, to a mobile communication receiver having an equalizer.
도 1은 일반적인 HSPDS(High Speed Physical Downlink Shared Channel) 방식의 이동통신 시스템 구성도를 나타낸 도면이다. 1 is a diagram illustrating a configuration of a mobile communication system using a general high speed physical downlink shared channel (HSPDS) method.
도 1에 도시된 바와 같이, 일반적인 CDMA 이동통신 시스템은 기지국(100), 무선 채널(200) 및 이동단말(300)로 구성된다. HSPDS 방식의 이동통신 시스템은 고속의 데이터를 기지국(100)에서 이동단말(300)로 전송하기 위한 시스템이다. As shown in FIG. 1, a general CDMA mobile communication system includes a
기지국(100)은 복수의 채널에 서로 다른 직교 코드를 할당하고, 직교 코드가 할당된 복수의 채널 신호들을 동기를 맞추어 합산한 후 안테나(107)를 통해 방사한다. The
이때, 합산된 채널 신호들이 무선 공간에서 효율적으로 전송되고, 또한 이동 단말(300)에서의 적절한 수신 감도를 보장하기 위하여, 채널 신호의 방사 이전에 베이스밴드 유닛(105)에 의한 변조, 주파수 변환 및 전력증폭(106)이 선행된다. In this case, in order to ensure that the summed channel signals are efficiently transmitted in a wireless space and also to ensure proper reception sensitivity in the
기지국(100)에서 이동단말(300)로 전송하는 채널에는 고속의 데이터를 전송하기 위한 HSPDS 채널(101), 파이롯 신호(Pilot signal)를 전송하기 위한 파이롯 채널(102), 이동단말(300)로 제어 정보, 시스템 정보 등을 전송하기 위한 P-CCPCH 채널, SCCH 채널, DPCH 채널 등을 포함하는 컨트롤 채널(103), 음성 신호를 전송하는 채널을 등가적으로 표시하는 OCNS 채널(104) 등이 있다.The channel transmitted from the
기지국(100)에서 방사된 복수의 물리계층 채널들로 구성된 신호는 이동단말(300)로 전송되는 과정에서 경로 손실(Path loss, 201) 및 다중경로 페이딩 현상(202)이 발생되어 그 세기가 감쇄되고 왜곡되게 된다. 경로 손실(201)은 거리 및 음영지역에 의해 발생되고, 다중경로 페이딩 현상(202)은 복수의 반사체(예를들어, 건물, 산, 나무 등)에 의해 반사되어 형성된 다수의 이동 경로와 이동단말(300)의 움직임에 의해 발생되는 도플러 효과(Doppler effect)에 의해 복합적으로 형성된다.A signal composed of a plurality of physical layer channels radiated from the
또한, 기지국(100)에서 전송된 신호는 수신 과정에서 타 기지국에서 전송된 간섭신호(203), 여러 가지 잡음원(203) 및 간섭 주파수원(203)에서 발생된 원치 않는 신호들이 합산되어 이동단말(300)로 수신된다.In addition, the signal transmitted from the
이동단말(300)은 안테나(301)를 통해 기지국(100)으로부터 방사된 채널 신호를 수신하고, 저잡음 증폭 및 주파수 변환 과정(302)을 수행한 후 베이스밴드 유닛(303)에서 복조한다. The
베이스밴드 유닛(303)에 의해 복조된 채널 신호는 상술한 바와 같이 전송 경로상에서 다중경로 페이딩 현상이 발생되고, 또한 원치 않은 잡음 및 간섭신호가 합산되어 심하게 왜곡된 상태로 존재한다. As described above, the channel signal demodulated by the
여기서, 무선공간에서 발생하는 다중경로 페이딩 현상은 여러 반사체에 의해 형성된 다중경로와 이동단말(300)의 움직임에 의해 발생하는 도플러 효과에 의해 주로 형성되는데 기존의 레이크 수신기(304)는 path searcher 기능에 의해 분해능 범위 내에서 다중경로를 구분할 수 있다. Here, the multipath fading phenomenon occurring in the radio space is mainly formed by the multipath formed by the various reflectors and the Doppler effect caused by the movement of the
따라서, 레이크 수신기(304)는 Path searcher 기능에 의해구분된 다중경로에 핑거(Finger)라는 독립된 수신기를 할당하여 개별적으로 각각의 경로를 추적하면서 신호를 검출하는 경로 다이버시티 기능을 구현함으로써 일반수신기보다 탁월한 성능을 나타낸다. Therefore, the
도 1에 도시된 바와 같이 기지국(100)에서 동기가 맞추어져 합산된 복수의 채널신호들은 각 코드간에 직교성이 보장되어야 구분이 가능하다. 그러나, 무선의 전송 경로상에서 발생한 다중경로 페이딩에 의해 각 코드간의 직교성이 파괴되므로 이동단말(300)의 수신단에서는 여러 코드 채널간의 구분이 어렵게 되어 다른 채널들이 원하는 채널의 검출을 방해하는 간섭신호로 작용하는 MUI(Multiple User Interference) 또는 MAI(Multiple Access Interference) 효과가 발생된다. As shown in FIG. 1, a plurality of channel signals that are synchronized and summed at the
이러한 현상은 복수의 사용자에게 동시에 서비스하기 위해 각각의 사용자에게 서로 다른 직교 코드 채널을 동시에 할당하는 경우, 고속의 데이터를 전송하기 위해 한 명의 사용자에게 복수의 직교코드 채널을 동시에 할당하는 경우또는 이들의 복합 형태로 직교 코드 채널을 동시에 할당하는 경우에 발생될 수 있다. This phenomenon occurs when different orthogonal code channels are simultaneously assigned to each user for simultaneous service to a plurality of users, or when a plurality of orthogonal code channels are simultaneously assigned to one user for high speed data transmission. This may occur when the orthogonal code channels are simultaneously allocated in a complex form.
특히 고속의 데이터를 전송하기 위해 무선 채널 상태에 따라 변조 방식(QPSK, 16QAM)을 변경하는 경우 MAI 현상은 두드러질 수 있다. 동기가 맞추어 겹쳐져 있는 여러 직교 채널들의 직교 성질을 파괴시키는 주요 요인이 무선전송 경로에서 복수의 반사체들에 의해 형성된 다중경로가 서로 겹쳐질 때 직교 채널 주기의 정수배 간격이 아닌 임의의 간격으로 겹쳐지기 때문이다. In particular, when changing the modulation scheme (QPSK, 16QAM) according to the radio channel state in order to transmit high-speed data, the MAI phenomenon may be noticeable. The main factor that destroys the orthogonality of multiple orthogonal channels overlapping in synchronization is that when multipaths formed by a plurality of reflectors in a radio transmission path overlap each other, they overlap at random intervals instead of integer multiples of the orthogonal channel period. to be.
종래의 레이크 수신기의 경우 다중 경로를 구분하는 기능은 있지만 이는 단지 각각의 다중경로의 시작점을 구분하는 것이지 임의의 간격으로 겹쳐지는 다른 경로에서 오는 신호들을 제거하지는 못하는 한계가 있다. 따라서 레이크 수신기는 복수의 직교 코드채널을 동시에 사용함으로써 발생하는 MAI에 대처하기에는 적합하지 않은 문제점이 있다. Conventional rake receivers have a function of distinguishing multiple paths, but this is only to distinguish the starting point of each multipath, but there is a limit that cannot remove signals from other paths overlapping at random intervals. Therefore, the rake receiver is not suitable to cope with the MAI generated by using a plurality of orthogonal code channels at the same time.
이러한 문제점을 해결하기 위해, 최근 레이크 수신기 대신 등화기(equalizer)를 사용하기 위한시도가 행해지고 있다. 이는 등화기를 사용하면 무선채널에서 파괴된 여러 코드 채널간의 직교성이 어느 정도 복원되어 레이크 수신기 보다 좋은 성능을 나타낼 수 있기 때문이다. In order to solve this problem, attempts have recently been made to use an equalizer instead of a rake receiver. This is because using the equalizer, the orthogonality between the various code channels destroyed in the radio channel can be restored to some degree, which is better than that of the rake receiver.
종래에 등화기는 전송심볼간의 간섭 효과인 ISI(inter symbol interference)를 줄이기 위해서 주로 사용되었으며 단말장치가 고정되어 있거나 저속으로 움직이는 경우에 효과가 있었다. Conventional equalizers are mainly used to reduce inter symbol interference (ISI), which is an interference effect between transmission symbols, and has an effect when a terminal device is fixed or moves at a low speed.
그러나, 도 1에 도시된 바와 같이 고속의 데이터를 전송하기 위해 여러 개의 직교 코드 채널을 동시에 사용하는 경우, 이동단말(300)이 고속으로 움직이는 경우에는 지금까지 등화기를 일반적으로 사용되지 못하고 있다.However, as shown in FIG. 1, when multiple orthogonal code channels are simultaneously used to transmit high speed data, the equalizer has not been generally used when the
이동단말(300)이 거의 정지 상태에 있는 실내 환경이나 걸어서 움직이거나 차량을 타고 중속 또는 고속으로 움직이는 실외 환경 등에서 발생하는 다양한 다중경로 페이딩 현상에 적절히 대처하여 여러 코드 채널 간의 직교성을 복원하기 위해서는 등화기를 주기적으로 또는실시간으로 적절히 트레이닝 시켜야 한다. The equalizer is used to recover orthogonality between various code channels by appropriately coping with various multipath fading phenomena occurring in an indoor environment in which the
이를 위해,적절한 트레이닝 신호가 기지국으로부터 수신되어야 하지만 현재의 이동통신 시스템들의 경우등화기의 트레이닝용으로 별도의 신호를 전송하지 않는다. 따라서, 현재까지 빠른 다중 경로 페이딩 현상으로 인해 발생하는 MAI 효과를 줄여서 원하는 성능을 얻기 위해 등화기를 사용하는 것은 효과적이지 못하다.To this end, an appropriate training signal must be received from the base station but current mobile communication systems do not transmit a separate signal for training the equalizer. Therefore, it is not effective to use the equalizer to achieve the desired performance by reducing the MAI effect caused by the fast multipath fading phenomenon to date.
따라서 본 발명은 상술한 문제점을 해결하기 위한 것으로, MAI 효과를 최소화할 수 있는 복수의 등화기를 구비한 수신기를 제공하는 것이다.Accordingly, an object of the present invention is to provide a receiver having a plurality of equalizers capable of minimizing an MAI effect.
또한, 본 발명의 다른목적은 기지국에서 전송되는 파일럿 채널정보를 이용하여 실시간으로 등화기를 트레이닝(training)시킴으로써 다양한 다중경로 페이딩 현상에 대한 대처 능력을 향상시킬 수 있는 복수의 등화기를 구비한 수신기를 제공하는 것이다.In addition, another object of the present invention to provide a receiver having a plurality of equalizers that can improve the ability to cope with various multipath fading phenomenon by training the equalizer in real time using the pilot channel information transmitted from the base station. It is.
또한, 본 발명의 또 다른 목적은 MAI 성능 개선을 위해이중 구조를 채택함으로써 이동단말이 실내 환경 및 실외 환경에서 탁월한 수신 성능을 확보할 수 있는 복수의 등화기를 구비한 수신기를 제공하는 것이다.In addition, another object of the present invention is to provide a receiver having a plurality of equalizers by which a mobile terminal can secure excellent reception performance in indoor and outdoor environments by adopting a dual structure to improve MAI performance.
또한, 본 발명의 또 다른 목적은 무선환경의 변화에 따라 구비된 복수의 등화기 중 일부 또는 모두를 구동하도록 제어함으로써 이동 단말의 소비 전력을 최소화할 수 있고, 또한 무선 환경 변화에 대해 우수한 성능을 유지할 수 있는 복수의 등화기를 구비한 수신기를 제공하는 것이다.In addition, another object of the present invention is to control the driving of some or all of the plurality of equalizers provided in accordance with the change in the wireless environment to minimize the power consumption of the mobile terminal, and also to improve the performance of the wireless environment changes It is to provide a receiver having a plurality of equalizers that can be maintained.
그 외의 다른 본 발명의 목적들은 이하에 서술되는 바람직한 실시예를 통하여 보다 명확해질 것이다.Other objects of the present invention will become more apparent through the preferred embodiments described below.
상술한 목적을 달성하기 위하여 본 발명의 일 측면에 따르면, 칩 레벨 등화기 및/또는 칩 레벨 등화기를 구비한 수신기가 제공된다.According to an aspect of the present invention for achieving the above object, there is provided a receiver having a chip level equalizer and / or a chip level equalizer.
본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 수신기에 포함되는 칩 레벨 등화기는, 기지국으로부터 수신되는 파일럿 채널 정보를 이용하여 반복적인 연산에 의해 필터탭 계수를 산출하고, 상기 필터탭 계수를 이용하여 상기 칩 레벨 등화기에 입력된 신호를 보정하는 반복 등화부; 상기 파일럿 채널 정보를 이용하여 비반복적인 연산에 의해 필터탭 계수를 산출하고, 상기 필터탭 계수를 이용하여 상기 칩 레벨 등화기에 입력된 신호를 보정하는 블록 등화부; 상기 반복 등화부 또는 블록 등화부에서 출력된 칩 레벨 신호를 이용하여 무선채널 상태를 나타내는 메트릭 값을 산출하는 메트릭 산출부; 및 상기 메트릭 값을 하나 이상의 미리 지정된 기준값과 비교하여 상기 블록 등화부의 활성 또는 비활성 상태를 제어하고, 어느 등화부의 출력을 사용할 것인지 제어하는 제어부를 포함할 수 있다.A chip level equalizer included in a receiver according to an exemplary embodiment of the present invention calculates filter tap coefficients by an iterative operation using pilot channel information received from a base station, and uses the filter tap coefficients to calculate the filter tap coefficients. A repeating equalizer for correcting a signal input to the equalizer; A block equalizer for calculating filter tap coefficients by a non-repetitive operation using the pilot channel information and correcting a signal input to the chip level equalizer using the filter tap coefficients; A metric calculator for calculating a metric value indicating a wireless channel state by using a chip level signal output from the repeating equalizer or the block equalizer; And a controller for controlling an active or inactive state of the block equalizer by comparing the metric value with at least one predetermined reference value, and controlling which output of the equalizer is used.
상기 반복 등화부는 상기 필터 탭 계수를 산출하기 위하여 적응(adaptive) 알고리즘을 이용할 수 있다. 여기서, 상기 적응 알고리즘은 LMS 알고리즘, RLS 알고리즘, SQ-RLS 알고리즘 등 중 적어도 어느 하나일 수 있다.The iterative equalizer may use an adaptive algorithm to calculate the filter tap coefficients. Here, the adaptive algorithm may be at least one of an LMS algorithm, an RLS algorithm, an SQ-RLS algorithm, and the like.
상기블록 등화부는 상기 필터 탭 계수를 산출하기 위하여 자기상관 행렬(auto-correlation matrix)을 이용할 수 있다. 여기서, 상기 자기상관 행렬(auto-correlation matrix)은 Levinson recursion 알고리즘, Wiener Lattice filter 알고리즘, Conjugate gradient 알고리즘 등 중 적어도 어느 하나일 수 있다. The block equalizer may use an auto-correlation matrix to calculate the filter tap coefficient. Here, the auto-correlation matrix may be at least one of a Levinson recursion algorithm, a Wiener Lattice filter algorithm, a conjugate gradient algorithm, and the like.
상기 메트릭 산출부는 상기 반복 등화부에서 출력된 칩 레벨 신호에서 파일럿 심볼을 예측하고, 상기 예측된 파일럿 심볼과 미리 설정된 파일럿 레퍼런스 신호간의 차이의 평균값을 상기 메트릭 값으로 산출하여 출력할 수 있다. 여기서, 상기 메트릭 값은 한 프레임을 기준으로 산출될 수 있다.The metric calculator may predict a pilot symbol from the chip level signal output from the iterative equalizer, and calculate and output an average value of the difference between the predicted pilot symbol and a preset pilot reference signal as the metric value. Here, the metric value may be calculated based on one frame.
상술한 목적을 달성하기 위하여 본 발명의 다른 측면에 따르면, 칩 레벨 등화기의 등화부 제어 방법 및/또는 그 방법을 실행하기 위한 프로그램이 기록된 기록매체가 제공된다.According to another aspect of the present invention for achieving the above object, there is provided a method for controlling an equalizer of a chip level equalizer and / or a recording medium on which a program for executing the method is recorded.
본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 수신기에 포함되는 칩 레벨 등화기에서의 등화부 제어 방법은, 기지국으로부터 수신되는 파일럿 채널 정보를 이용하여 반복적인 연산에 의해 필터탭 계수를 산출하는 반복 등화부에서 출력된 칩 레벨 신호를 이용하여 구한제1 메트릭 값을 메트릭 산출부로부터 입력받는 단계(a); 상기 제1 메트릭 값이 미리 지정된 제1 기준을 만족하는 경우, 상기 파일럿 채널 정보를 이용하여 비반복적인 연산에 의해 필터 탭 계수를 산출하는 블록 등화부를 활성화하는 단계(b); 및 상기 반복 등화부로부터 상기 단계(b) 이후에 출력된 칩 레벨 신호를 이용하여 구한 제2 메트릭 값이 미리 지정된 제2 기준을 만족하는 경우, 상기 블록 등화부를 비활성화하는 단계(c)를 포함할 수 있다.The equalizer control method in the chip level equalizer included in the receiver according to an embodiment of the present invention, in the iterative equalizer to calculate the filter tap coefficient by iterative calculation using the pilot channel information received from the base station (A) receiving a first metric value obtained by using the output chip level signal from a metric calculator; (B) activating a block equalizer that calculates a filter tap coefficient by a non-repetitive operation using the pilot channel information when the first metric value satisfies a first predetermined criterion; And (c) deactivating the block equalizer if the second metric value obtained using the chip level signal output after the step (b) from the repeat equalizer satisfies a second predetermined criterion. Can be.
상기 블록 등화부가 활성화된 경우, 상기 블록 등화부의 출력이 상기 수신기에서 이용될 수 있다.When the block equalizer is activated, the output of the block equalizer may be used in the receiver.
상기 반복 등화부는 상기 필터 탭 계수를 산출하기 위하여 적응(adaptive) 알고리즘을 이용할 수 있다. 여기서, 상기 적응 알고리즘은 LMS 알고리즘, RLS 알고리즘, SQ-RLS 알고리즘 등 중 적어도 어느 하나일 수 있다.The iterative equalizer may use an adaptive algorithm to calculate the filter tap coefficients. Here, the adaptive algorithm may be at least one of an LMS algorithm, an RLS algorithm, an SQ-RLS algorithm, and the like.
상기블록 등화부는 상기 필터 탭 계수를 산출하기 위하여 자기상관 행렬(auto-correlation matrix)을 이용할 수 있다. 여기서, 상기 자기상관 행렬(auto-correlation matrix)은 Levinson recursion 알고리즘, Wiener Lattice filter 알고리즘, Conjugate gradient 알고리즘 등 중 적어도 어느 하나일 수 있다. The block equalizer may use an auto-correlation matrix to calculate the filter tap coefficient. Here, the auto-correlation matrix may be at least one of a Levinson recursion algorithm, a Wiener Lattice filter algorithm, a conjugate gradient algorithm, and the like.
상기 제1 메트릭 값 및 상기 제2 메트릭 값은 메트릭 산출부에 의해 산출되며, 상기 메트릭 산출부는 상기 반복 등화부에서 출력된 칩 레벨 신호에서 파일럿 심볼을 예측하고, 상기 예측된 파일럿 심볼과 미리 설정된 파일럿 레퍼런스 신호간의 차이의 평균값을 상기 메트릭 값으로 산출하여 출력할 수 있다. 여기서, 상기 메트릭 값은 한 프레임을 기준으로 산출될 수 있다.The first metric value and the second metric value are calculated by a metric calculator, wherein the metric calculator predicts a pilot symbol from a chip level signal output from the iterative equalizer, and estimates the pilot symbol and the preset pilot symbol. The average value of the difference between the reference signals may be calculated and output as the metric value. Here, the metric value may be calculated based on one frame.
본 발명은 이동단말(300)의 움직임으로 인해 실시간으로 상태가 변하는 다중경로 페이딩 채널을 통해 고속의 데이터를 전송하기 위해, 사용하는 변조방식과 채널 코드 수를 변화시키는 WCDMA(이는 'HSPDS' 포함할 수 있음) 시스템과 같은 이동 통신 시스템에서 기지국(100)으로부터 실시간으로 전송되는 파일럿 심볼(pilot symbol)을 이용하여 구비된 복수의 등화기(equalizer)들을 트레이닝(training)시킬 수 있고, 또한 복수의 등화기들이 병렬 구조로 결합되어 효율적으로 구동시킴으로써 기존의 레이크 수신기보다 우수한 성능을 갖도록 하는복수의 등화기를 구비한 수신기에 관한 것이다.The present invention includes WCDMA for changing the modulation scheme and the number of channel codes used to transmit high-speed data through a multipath fading channel whose state changes in real time due to the movement of the
이하, 첨부한 도면들을 참조하여 본 발명에 따른 복수의 등화기를 구비한 수 신기를 상세히 설명하기로 한다. 다만, 수신기에 구비된 등화기는 2개인 경우를 가정하여 설명하나, 3 이상의 등화기가 직/병렬로 결합되어 동작될 수도 있고, 원하는 성능을 얻기 위해 특정 등화기만을 선택적으로 활성화시킬 수 있음은 이하의 설명을 통해자명할 것이다.Hereinafter, a receiver having a plurality of equalizers according to the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. However, the description will be given on the assumption that there are two equalizers provided in the receiver, but three or more equalizers may be combined and operated in series / parallel, and only a specific equalizer may be selectively activated to obtain a desired performance. It will be self explanatory through explanation.
또한, 첨부 도면을 참조하여 본 발명을 설명함에 있어 도면 부호에 상관없이 동일하거나 대응하는 구성 요소는 동일한 참조번호를 부여하고 이에 대한 중복되는 설명은 생략하기로 한다. In addition, in the following description of the present invention with reference to the accompanying drawings, the same or corresponding components will be given the same reference numerals and redundant description thereof will be omitted.
도 2는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 수신기의 구성을 간략히 나타낸 도면이다. 즉, 도 2는 다양한 무선 채널 환경에 의해 파괴된 서로 다른 코드채널 간의 직교성을 복원하여 우수한 수신 성능을 얻기 위해 반복 등화기(iterative equalizer, 311) 및 블록 등화기(block equalizer, 312)를 병렬로 결합한 이중 구조를 갖는 칩 레벨 등화기(310)를 중심으로 도시한 도면이다. 본 발명에 따른 칩 레벨 등화기(310)는 기지국(100)으로부터 항상 실시간으로 수신되는 파이롯 채널 정보를 이용하여 각 등화기(311, 312)를 트레이닝시키고, 각 등화기(311, 312)의 동작을 결정한다.2 is a diagram briefly showing a configuration of a receiver according to an exemplary embodiment of the present invention. That is, FIG. 2 shows an
도 2를 참조하면, 본 발명에 따른 수신기는 수신 안테나(301), 수신 회로부(302), 신호 처리부(303), 칩 레벨 등화기(310) 및 디코더(305)를 포함한다.2, a receiver according to the present invention includes a receiving
이동단말(300)의 수신 안테나(301)를 통해 수신된 신호는 수신 회로부(302) 에 의해 저잡음 증폭 및 주파수 변환된다. 수신 회로부(302)는 저역 잡음 증폭기(LNA) 및 주파수 변환기를 포함할 수 있다. The signal received through the receiving
수신 회로부(302)에 의해 저잡음 증폭 및 주파수 변환된 신호는 신호 처리부(303)로 입력되어 복조, 아날로그-디지털 변환(Analog-to-Digital conversion), 정합 필터링(matched filtering) 등의 신호 처리가 수행된 후, 칩 레벨 등화기(310)로 입력된다. The low noise amplified and frequency-converted signal by the receiving
칩 레벨 등화기(310)는 반복 등화기(iterative equalizer, 311), 블록 등화기(block equalizer, 312), 기준신호(Reference signal) 제공부(313), 제1 메트릭(metric) 산출부(314), 제2 메트릭 산출부(315), 제어부(317), 스위칭부(316) 및 멀티코드 처리부(318)를 포함한다.The
일반적으로 기지국(100)에서 신호를 전송할 때 원하는 정보를 데이터 심볼로 나타내지만, CDMA 기반의 이동통신 시스템에서는 다중 접속 기능 및 수신 감도 개선 등의 이유로 데이터 심볼에 미리 지정된 직교 코드를 곱해서 얻은 칩 스트림(chip stream)을 무선 공간을 통해 전송한다. 따라서, 수신기에서 등화기를 이용하여 수신한 신호를 복원할 때 칩 단위 또는 데이터 심볼 단위로 신호를 복원하게 된다. 이중, 본 발명에 따른 칩 레벨 등화기(310)는 칩 단위로 신호를 복원한다.In general, when the
신호 처리부(303)로부터 입력된 신호는 분기되어 반복 등화부(311) 및 블록 등화부(312)로 각각 입력된다. The signal input from the
반복 등화부(311)는 기지국(100)에서 실시간으로 수신되는 파일럿 채널(Pilot Channel)에 실린 256개의 파일럿 칩으로 구성된 파일럿 심볼을 트레이닝 신호로 사용한다. 반복 등화부(311)의 트레이닝은 한 프레임(frame) 내의 평균 파일럿 심볼을 예측하고 기준 신호 제공부(313)로부터 입력된 레퍼런스 신호(1+j)를 비교하여 두 신호간의 차이(에러)를 여러 번의 반복적인(iterative) 계산을 통해 최소화시킴으로써 적응적(adaptive)으로 수행된다. 즉 256개의 파일럿 칩마다 레퍼런스 신호가 발생하므로 256칩 동안은 무선 채널이 변하지 않는다고 가정하고 동일한 필터 탭 계수를 사용하고, 이후에 다시 레퍼런스 신호를 이용하여 필터 탭 계수를 구한다. 이와 같이, 구한 탭 계수 값들을 각 256 칩 동안 사용하는 방식으로 트레이닝이 수행된다. The
상술한 바와 같이, 반복 등화부(311)는 레퍼런스 신호와 예측된 신호와의 차이(에러)를 최소화시키기 위해 반복적(iterative)으로 레퍼런스 신호와 예측된 신호와 비교하는 방식으로 동작하는 임의의 등화기일 수 있다. 반복 등화부(311)는 필터 탭 계수를 구하기 위해 예를 들어 LMS 알고리즘, RLS 알고리즘, SQ-RLS 알고리즘 등과 같은 임의의 적응 알고리즘을 적용할 수 있다.As described above, the
반복 등화부(311)는 적응적 트레이닝에 의해 무선 채널에서 발생하는 다중 경로 페이딩에 강인한 특성을 가진다. 그러나, 반복 등화부(311)는 충분한 반복(iteration)이 수행된 후에야 원하는 에러만큼 최소화시킬 수 있으므로 빠르게 변화하는 무선 채널에서는 좋은 성능을 나타내지 못하는 단점이 있다. 다만, 반복 등화부(311)는 입력 데이터를 추가적인 처리없이 그대로 사용하므로 이동단말(300)이 정지 상태에 있거나 약간 움직이는 실내 환경에서 탁월한 성능을 나타낼 수 있을 것이다.The
블록 등화부(312)는 반복 등화부(311)와 마찬가지로 기지국(100)에서 실시간으로 수신되는 파일럿 채널에 실린256개의 파일럿 칩으로 구성된 파일럿 심볼을 트레이닝 신호로 사용한다. 또한, 블록 등화부(312)도 평균파일럿 심볼을 기준 신호 제공부(313)로부터 입력된 레퍼런스 신호(1+j)와 비교하지만 반복 등화부(311)와는 달리 두 신호간의 차이를 적응적(adaptive) 방식을 통해 반복함으로써 최소화하지 않고 한 번의 계산 과정을 통해 두 신호간의 차이(에러)를 최소화시키는 방식이 적용된다. 블록 등화부(312)가 파일럿 채널을 이용하여 필터 탭 계수를 구하는 방법 및 적용 방법은 상술한 반복 등화부(311)의 경우와 동일하므로 그 설명을 생략한다.The
상술한 바와 같이, 블록 등화부(312)는 레퍼런스 신호와 예측된 신호와의 차(에러)를 최소화시키기 위해 반복적(iterative) 방식이 아닌 매트릭스 인버젼이나 그와 유사한 결과를 얻을 수 있는 방식을 사용하여 동작할 수 있다. 블록 등화부(312)는 필터 탭 계수를 구하기 위해 예를 들어, Levinson recursion 알고리즘, Wiener Lattice filter 알고리즘, Conjugate gradient 알고리즘 등의 자기상관 행렬(auto-correlation matrix)를 적용할 수 있다.As described above, the
블록 등화부(312)는 빠르게 변화하는 무선 채널에서는 좋은 성능을 나타낼 수 있는 장점이 있지만, 단 한 번의 계산을 통해 원하는 값을 얻기 위해서는신뢰성있는 데이터가 절대적으로 필요하고 신뢰성있는 데이터를 얻기 위해 입력 데이터의 추가적인 처리가 요구되는 단점이 있다. 그러나, 입력 데이터에 대한 추가적인 처리는 이동단말(300)이 정지 상태에 있거나 약간 움직이는 실내 환경에서는 오히려 역효과를 나타내어 성능을 나쁘게 하는 요인이 된다. Although the
상술한 바와 같이, 본 발명에 따른 칩 레벨 등화기(310)가 이동단말(300)이 동작하는 실내외의 모든 무선 채널 환경에서 우수한 수신 성능을 나타내기 위해서는, 실내 무선 채널 환경에서 반복 등화부(311)가 구동되도록 하고, 실외의 무선 채널 환경에서는 블록 등화부(312)가 구동되도록 하여 서로의 성능을 보완하도록 하여야 할 것이다.As described above, in order for the
따라서, 본 발명에 따른 칩 레벨 등화기(310)는 도 2에 도시된 바와 같이 반복 등화부(311) 및 블록 등화부(312)가 병렬로 결합되도록 하고, 제어부(317)가 해당 등화기들(311, 312) 중 하나 이상을 무선 채널 환경에 따라 활성 또는 비활성 되도록 제어하도록 구현된다.Accordingly, the
이를 위해, 각 등화기(311, 312)의 출력단에는 메트릭 산출부(314, 315)가 각각 결합되고, 각 메트릭 산출부(314, 315)는 각 등화기(311, 312)를 통과한 칩 레벨 신호에서 무선 채널 환경 변화를 대변하는 메트릭(metric) 값을 산출한다. To this end, the
기지국(100)에서 실시간으로 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식으로 전송되는 파일럿 채널 내의 파일럿 칩들은 모두 크기가 1이며 256을 주기로 반복된 다. 또한, 다른 채널을 구성하는 칩들도 256의 주기를 갖지만 그 크기가 데이터 심볼 값에 따라 변하며 각 심볼에 곱해지는 코드는 각각의 코드 및 파일럿 코드와 직교성을 갖고 있다. 그러나, 각 코드 간 직교성은 무선 채널을 통해 전송되면서 다중경로 페이딩 현상에 의해 파괴되므로 수신단에서 각 채널을 구분함이 용이하지 않다.The pilot chips in the pilot channel transmitted in a quadrature phase shift keying (QPSK) scheme in real time from the
그러나, 이러한 성질을 파일럿 채널에 적용하면 무선 채널에서 파괴된 채널 간 직교성이 등화기에 의해 얼마나 복원되었는지를 알 수 있는 좋은 단서가 될 수 있다. 따라서 반복 등화부(311) 및 블록 등화부(312)를 통해 복원된 직교 코드 채널들의 합 신호에서 파일럿 심볼을 예측하고 이것을 알고 있는 파일럿 레퍼런스 신호(1+j)와 비교하여 그 차이의 평균값을 원하는 메트릭 값으로 사용할 수 있다. However, applying this property to the pilot channel can provide a good clue as to how much orthogonality between the destroyed channels in the wireless channel is restored by the equalizer. Therefore, the pilot symbol is predicted from the sum signal of the orthogonal code channels reconstructed by the
이와 같이, 반복 등화부(311) 및 블록 등화부(312)의 각 출력단에서 산출한 두 개의 메트릭(314, 315)을 서로 비교하거나 미리 설정된 절대 기준값과 비교하여 현재 이동단말(300)이 속한 무선채널 환경에서는 어느등화기(311 또는 312)가 더 좋은 성능을 내는지 판단할 수 있다. As described above, the two
물론, 두 개의 등화기(311, 312)를 동시에 구동시켜서 두 개의 출력을 구한 후 이 둘 중에 더 좋은 성능을 내는 등화기(311 또는 312)의 출력을 사용하는 것이 이상적인 방법일 것이다. Of course, it would be ideal to drive two
그러나, 두 개의 등화기(311, 312)를 항상 구동시키는 것은 이동단말(300)의 소비 전력 관점에서 볼 때 효율적이지 못하다. 따라서 두 개의 등화기(311, 312) 중 계산량이 작은 등화기를 항상 구동시키고 이것의 출력단에 구비된 메트릭 산출 부(314, 315)에서 산출한 파일럿 심볼 메트릭을 절대 기준값과 비교하여 현재의 무선채널 상태를 예측한 후 다른 등화기를 동작시킬 것인지 결정하는 방식이 이동단말의 소비전력 관점에서 더 효율적일 수 있다. However, driving two
이와 같이, 본 발명에 따른 제어부(317)는 각 메트릭 산출부(314, 315)에서 입력된 메트릭을 기준값과 비교함으로써 어떤 등화기를 활성화하여야 할 것인지 여부를 결정할 수 있고, 또한 각 등화기의 활성 또는 비활성 여부를 제어할 수 있으므로 이동단말(300)의 소비 전력을 최소화할 수 있다.As such, the
본 명세서에서 예로 들어 설명하는 HSPDS 시스템의 경우 신호를 전송하는 기본 단위인 프레임의 길이는 7680개의 칩으로 구성된 2ms이며, 이 시간은 이동단말(300)이 움직이는 시간에 비하면 매우 짧다. In the HSPDS system described as an example in the present specification, the frame length, which is a basic unit for transmitting a signal, is 2ms including 7680 chips, and this time is very short compared to the time when the
따라서, 상술한 바와같이 계산량이 작은 등화기를 항상구동시키면서 2ms 단위로 현재의 채널상태를 예측하고 이 정보를 이용하여 최적의 수신 성능을 얻기 위해 다른 등화기를 구동시킬 것인가를 결정하는 것은이동단말의 소비전력 관점에서 효율적이며 원하는 수신 성능을 낼 수 있는 최적의 방법이라 할 수 있을 것이다.Therefore, as described above, while always driving the equalizer with a small amount of calculation, it is necessary to predict the current channel state in units of 2ms and to use this information to determine whether to drive the other equalizer to obtain the optimal reception performance. In terms of power, it is an efficient and optimal way to achieve the desired reception performance.
상술한 방법에 의해 산출된 메트릭 값들은 제어부(317)로 입력되고, 제어부(317)는 입력된 메트릭 값들을 참조하여 반복 등화부(311) 또는블록 등화부(312)를 활성화시킬 것인지 여부를 판단하여 제어한다. The metric values calculated by the above-described method are input to the
또한, 제어부(317)는 두 개의 등화기(311, 312)가 모두 활성화된 경우에는 어느등화기의 출력이 사용되도록 할 것인지를 나타내는 경로 선택 신호를 스위칭부(316)로 출력하여 원하는 출력 신호가 이용되도록 한다.In addition, when both
스위칭부(316)에서 출력된 신호는 멀티코드 처리부(318)로 입력되고, 멀티코드 처리부(318)는 입력된 신호에 대해스크램블링(scrambling) 및 스프래딩(spreading) 과정을 수행한다. 멀티코드 처리부(318)에 의해 입력된 신호는 각 채널에 실린 데이터 심볼로 변환된 후 직렬로 합산되어 디코더(305)로 입력된다. The signal output from the
디코더(305)는 입력된 신호에 대해 복호(decoding) 및 추가적인 신호 처리를 수행한다.The
도 3은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 수신기의 동작 상태도이다. 3 is an operational state diagram of a receiver according to an embodiment of the present invention.
즉, 도 3은 칩 레벨 등화기(310)가 동작할 수 있는 여러 상태중의 하나를 나타낸 것이다. 칩 레벨 등화기(310)가 동작 가능한 상태로는 반복 등화부(311)만이 활성화된 iterative EQ only 모드(501), 반복 등화부(311)와 블록 등화부(312)가 동시에 활성화된 iterative + block EQ 모드(502)가 있을 수 있다. 이외에도, 계산량이 큰 등화기일지라도 항상 구동시키는 방법을 고려하면 블록 등화부(312)만이 활성화된 block EQ only 모드가 더 존재할 수 있으나 이에 대한 설명은 생략한다.3 illustrates one of several states in which
iterative EQ only 모드(501)에서는 입력신호에 대해서 반복 등화부(311)가 등화 기능을 수행하면서 동시에 무선 채널 상태를 계속 감시하게 된다. 즉, 반복 등화부(311)에 결합된 제1 메트릭 산출부(314)에 의해 산출된 메트릭 값을 이용하여 무선 채널 상태가 감시될 수 있다. In the iterative EQ only
만일,무선 채널 상태를 나타내는 메트릭 값이 원하는 기준 값보다 커서 블록 등화부(312)가 활성화되어야 한다고 판단되면(503), 칩 레벨 등화기(310)의 동작 상태는 iterative EQ only 모드(501)에서 iterative + block EQ 모드(502)로 전환된다. 즉, 블록 등화부(312)가 추가적으로 활성화된다.If it is determined that the
iterative + block EQ 모드(502)에서는 블록등화부(312)의 출력이 선택되어 후속하는 구성 요소로 전달된다. 이 경우에도, 반복등화부(311)의 출력을 이용하여 제1 메트릭 산출부(314)에서 산출된 메트릭 값이 무선 채널 상태를 감시하는 값으로 사용될 수 있다.In the iterative +
만일, 제1 메트릭 산출부(314)로부터 입력된 메트릭 값이 미리 설정된 또 다른 기준 값보다 작게 되어 블록 등화부(312)를 비활성화해야 한다고 판단되면(504), 칩 레벨등화기(310)의 동작 상태는 iterative + block EQ 모드(502)에서 iterative EQ only 모드(501)로 다시 전환된다. If it is determined that the metric value input from the first
상술한 바와 같이, 본 발명에 따른 칩 레벨 등화기(310)는 두 개의 등화기(311, 312)가 병렬로 연결된 특수한 이중 구조를 사용함으로써 기존의 레이크 수신기가 가지던 MAI 문제를 실내 환경과 실외환경 모두에서 크게 개선할 수 있다.As described above, the
상술한 바와 같이 본 발명에 따른 복수의 등화기를 구비한 수신기는 MAI 효과를 최소화할 수 있는 효과가 있다.As described above, a receiver having a plurality of equalizers according to the present invention has an effect of minimizing an MAI effect.
또한, 본 발명은 기지국에서 전송되는 파일럿 채널 정보를 이용하여 실시간으로 등화기를 트레이닝(training)시킴으로써 다양한 다중경로 페이딩 현상에 대한 대처 능력을 향상시킬 수 있는 효과도 있다.In addition, the present invention has an effect of improving the ability to cope with various multipath fading phenomena by training the equalizer in real time using the pilot channel information transmitted from the base station.
또한, 본 발명은 MAI 성능 개선을 위해 이중 구조를 채택함으로써 이동단말이 실내 환경 및 실외 환경에서 탁월한 수신 성능을 확보할 수 있는 효과도 있다.In addition, the present invention has the effect that the mobile terminal can secure excellent reception performance in the indoor environment and outdoor environment by adopting a dual structure to improve the MAI performance.
또한, 본 발명은 무선환경의 변화에 따라 구비된 복수의 등화기 중 일부 또는 모두를 구동하도록 제어함으로써 이동 단말의 소비 전력을 최소화할 수 있고, 또한 무선 환경 변화에 대해 우수한 성능을 유지할 수 있는 효과도 있다.In addition, the present invention can minimize the power consumption of the mobile terminal by controlling some or all of the plurality of equalizers provided in accordance with the change in the wireless environment, and can also maintain excellent performance against changes in the wireless environment There is also.
상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 하기의 특허 청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.Although the above has been described with reference to a preferred embodiment of the present invention, those skilled in the art to which the present invention pertains without departing from the spirit and scope of the invention as set forth in the claims below It will be appreciated that modifications and variations can be made.
Claims (15)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
KR1020050112772A KR100681760B1 (en) | 2005-11-24 | 2005-11-24 | Receiver with plurality of equalizers |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
KR1020050112772A KR100681760B1 (en) | 2005-11-24 | 2005-11-24 | Receiver with plurality of equalizers |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
KR100681760B1 true KR100681760B1 (en) | 2007-02-15 |
Family
ID=38106189
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
KR1020050112772A KR100681760B1 (en) | 2005-11-24 | 2005-11-24 | Receiver with plurality of equalizers |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
KR (1) | KR100681760B1 (en) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR101494401B1 (en) | 2008-12-24 | 2015-02-17 | 삼성전자주식회사 | Apparatus and method for receiving in mobile communication system |
KR20170019873A (en) * | 2015-08-13 | 2017-02-22 | 삼성전자주식회사 | Equalizer device and memory device including the same |
KR20190008848A (en) * | 2016-04-01 | 2019-01-25 | 코히어 테크놀로지, 아이엔씨. | Iterative two-dimensional equalization of orthogonal time-frequency space-modulated signals |
Citations (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5796814A (en) | 1995-03-22 | 1998-08-18 | U.S. Philips Corporation | Digital transmission system comprising a receiver with cascaded equalizers |
KR20030024578A (en) * | 2001-09-18 | 2003-03-26 | 톰슨 라이센싱 소시에떼 아노님 | Mechanism for ofdm equalizer tap initialization using an adaptive algorithm |
JP2003283385A (en) | 2002-03-25 | 2003-10-03 | Hitachi Kokusai Electric Inc | Equalizer |
US20040240531A1 (en) | 2003-06-02 | 2004-12-02 | Black Peter J. | Communication receiver with hybrid equalizer |
KR20050004866A (en) * | 2002-06-04 | 2005-01-12 | 콸콤 인코포레이티드 | Receiver with selection between a decision feedback equalizer and a linear equalizer |
KR20060039961A (en) * | 2004-11-04 | 2006-05-10 | 에스케이 텔레콤주식회사 | Method and apparatus for enhancing reception performance of satellite broadcasting using chip equalization algorithm |
-
2005
- 2005-11-24 KR KR1020050112772A patent/KR100681760B1/en active IP Right Grant
Patent Citations (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5796814A (en) | 1995-03-22 | 1998-08-18 | U.S. Philips Corporation | Digital transmission system comprising a receiver with cascaded equalizers |
KR20030024578A (en) * | 2001-09-18 | 2003-03-26 | 톰슨 라이센싱 소시에떼 아노님 | Mechanism for ofdm equalizer tap initialization using an adaptive algorithm |
JP2003283385A (en) | 2002-03-25 | 2003-10-03 | Hitachi Kokusai Electric Inc | Equalizer |
KR20050004866A (en) * | 2002-06-04 | 2005-01-12 | 콸콤 인코포레이티드 | Receiver with selection between a decision feedback equalizer and a linear equalizer |
US20040240531A1 (en) | 2003-06-02 | 2004-12-02 | Black Peter J. | Communication receiver with hybrid equalizer |
KR20060039961A (en) * | 2004-11-04 | 2006-05-10 | 에스케이 텔레콤주식회사 | Method and apparatus for enhancing reception performance of satellite broadcasting using chip equalization algorithm |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR101494401B1 (en) | 2008-12-24 | 2015-02-17 | 삼성전자주식회사 | Apparatus and method for receiving in mobile communication system |
KR20170019873A (en) * | 2015-08-13 | 2017-02-22 | 삼성전자주식회사 | Equalizer device and memory device including the same |
KR102326661B1 (en) | 2015-08-13 | 2021-11-16 | 삼성전자주식회사 | Equalizer device and memory device including the same |
KR20190008848A (en) * | 2016-04-01 | 2019-01-25 | 코히어 테크놀로지, 아이엔씨. | Iterative two-dimensional equalization of orthogonal time-frequency space-modulated signals |
KR102276187B1 (en) | 2016-04-01 | 2021-07-12 | 코히어 테크놀로지스, 아이엔씨. | Iterative two-dimensional equalization of orthogonal time-frequency spatial modulated signals |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US7295597B2 (en) | Receiver processing systems | |
US7386032B2 (en) | Receiver processing systems | |
TWI389485B (en) | Method and system for achieving space and time diversity gain | |
US7339980B2 (en) | Successive interference cancellation in a generalized RAKE receiver architecture | |
CN100379166C (en) | RAKE Receiver in CDMA system, with space-time transmitting diversity | |
EP2215725B1 (en) | Processing signals in a wireless network | |
JP5412657B2 (en) | Receiver with chip level equalization | |
JP2004538720A (en) | Adaptive selection of pilot filters for wireless communication systems | |
US6904081B2 (en) | Spread spectrum receiver apparatus and method | |
JP2002232397A (en) | Receiving processing method and receiving equipment in mobile communication system | |
KR20050030976A (en) | Adapting operation of a communication filter based on mobile unit velocity | |
EP2030334B1 (en) | Method and apparatus for communication receiver despreading resource management | |
WO2001003318A1 (en) | Code division multiple access system having improved pilot channels | |
KR100578435B1 (en) | A METHOD AND AN APPARATUS FOR Eb/Nt ESTIMATION FOR FORWARD POWER CONTROL IN SPREAD SPECTRUM COMMUNICATIONS SYSTEMS | |
KR100681760B1 (en) | Receiver with plurality of equalizers | |
KR101513562B1 (en) | Apparatus and method for receiving signal using rake receiver and equalizer in wireless communication system | |
US20060159204A1 (en) | Method and system for adaptive channel estimation in pilot symbol assisted modulation systems | |
Goto et al. | Variable spreading and chip repetition factors (VSCRF)-CDMA in reverse link for broadband packet wireless access | |
JP2003046412A (en) | Demodulator, demodulation method and communication device | |
Hwang et al. | Performance of reverse-link synchronous DS-CDMA system on a frequency-selective multipath fading channel with imperfect power control | |
KR100319751B1 (en) | Channel estimation for space-time transmit diversity receiver | |
GB2384661A (en) | CDMA receivers with subtractive suppression of interpath interference (IPI) and multiple access interference (MAI) |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A201 | Request for examination | ||
E902 | Notification of reason for refusal | ||
E701 | Decision to grant or registration of patent right | ||
GRNT | Written decision to grant | ||
FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20130125 Year of fee payment: 7 |
|
FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20140124 Year of fee payment: 8 |
|
FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20150127 Year of fee payment: 9 |
|
FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20160203 Year of fee payment: 10 |
|
FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20180126 Year of fee payment: 12 |
|
FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20190124 Year of fee payment: 13 |
|
FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20200129 Year of fee payment: 14 |