KR100673852B1

KR100673852B1 - 개선된 기준신호 발생용 적응예측필터 및 이를 이용한능동전력필터 시스템

Info

Publication number: KR100673852B1
Application number: KR1020050035324A
Authority: KR
Inventors: 한병문; 배병열
Original assignee: 명지대학교 산학협력단
Priority date: 2005-04-28
Filing date: 2005-04-28
Publication date: 2007-01-25
Also published as: KR20060112747A

Abstract

본 발명은 기준신호발생기 내에 있는 적응예측필터의 작동 알고리즘을 개선하여 정확한 동작을 안정적으로 지속할 수 있는 개선된 기준신호발생기 및 이를 이용한 능동전력필터를 제공하기 위한 것이다.

본 발명의 적응예측필터는, 정규화된 전류 신호

및 상기 정규화된 전력 신호에서 m차 이상의 고조파 성분을 제거한 입력 신호

을 입력받아, 출력신호

[여기서

는 필터 계수벡터]을 출력하는 FIR 필터 및 최소자승법 기반의 적응예측필터이며, n+1 스텝의 필터 계수 벡터 H(n+1)를 결정하기 위하여,

으로 정의되는 관계를 사용하고, 여기서,

,

는 필터의 데이터 벡터이며, δ는 필터 계수의 표류를 완화하기 위해 0<δ<1 범위에서 조정되는 리키지 팩터(leakage factor) 값인 것을 특징으로 한다.

적응예측필터, 기준신호발생기, 능동전력필터, 고조파, 비선형부하, 기본파

Description

개선된 기준신호 발생용 적응예측필터 및 이를 이용한 능동전력필터 시스템{IMPROVED ADAPTIVE PREDICTIVE FILTER FOR GENERATING REFERENCE SIGNAL AND ACTIVE POWER FILTER USING THE SAME}

도 1은 일반적인 능동전력필터의 구성 및 작동원리를 설명하기 위한 도면이다.

도 2는 종래 기술의 기준신호발생기(100)의 데이터 흐름을 나타내는 블록도이다.

도 3은 종래 기술의 적응예측필터(30)의 데이터 처리 흐름을 설명하기 위한 블록도이다.

도 4는 본 발명의 개선된 기준신호발생기의 바람직한 실시예를 개략적으로 도시한다.

도 5는 리키지 팩터(leakage factor)를 0.5에서 0.999까지 변화시켰을 때 적응예측필터 출력에 포함된 THD(Total harmonic Distortion)를 나타낸다.

도 6의 (a)는 부하전류의 파형, (b)와 (c)는 부하전류가 종래 기술의 기준신호발생기를 통과하였을 때 발생하는 적응예측필터의 출력과 필터계수의 주파수응답을 나타낸다.

도 7은 종래 기술의 기준신호발생기에 대하여 20초 동안 진행된 시뮬레이션 결과를 도시한다.

도 8은 부하전류가 본 발명의 기준신호발생기를 통과하였을 때 발생하는 적응예측필터의 출력과 필터계수의 주파수응답을 나타낸다.

도 9는 부하 변동 시 본 발명의 기준신호발생기의 동작 상태를 확인하기 위해 실시한 시뮬레이션 결과이다.

도 10은 본 발명의 기준신호발생기를 하드웨어로 구현하여 테스트하기 위한 시험 장치의 구성을 개략적으로 도시한다.

도 11은 본 발명의 적응예측필터를 기본으로 한 기준신호발생기의 동작을 나타낸 것이다.

도 12는 데드비트 전류제어기에 의한 능동전력필터의 동작을 나타낸다.

도 13의 (a)는 부하가 20% 스텝 증가할 때, (b)는 부하가 20% 스텝 감소할 때의 보상된 전원 측의 전류와 기준신호발생기의 인터폴레이터(interpolator) 출력인 기본파 성분을 나타낸다.

<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>

10, 410: 피크 검출기 20, 420: 전치필터

30, 430: 적응예측필터 40, 440: 인터폴레이터(interpolator)

435: 기본파 크기 보정부

본 발명은 능동전력필터 시스템에 관한 것으로, 보다 상세하게는 적응예측필터의 성능을 개선하여 위상 지연이 없는 기준신호를 정확히 추출할 수 있는 기준신호 발생기를 제공하며, 또한, 이를 활용한 고성능 능동전력필터 시스템을 제공하기 위한 것이다.

최근 비선형 부하인 전력 전자 기기의 보급이 보편화되면서 고조파전류에 의해 발생되는 문제가 심각하다. 고조파전류는 교류계통의 단자전압을 왜곡하여 연계된 전력기기에 과열과 진동을 유발시킨다. 따라서 고조파전류는 전력기기의 수명단축과 교류계통의 고장을 초래한다.

비선형 부하에 의해 발생된 고조파전류를 효과적으로 제거하기 위해 고안된 전력전자기기가 능동전력필터(Active Power Filter)이다. 능동전력필터의 기능은 부하전류에 포함된 고조파와 크기가 같고 위상이 반대인 전류를 부하와 병렬로 주입하여 전원 측에서는 왜곡이 없는 기본파 성분에 해당하는 전류만 공급되도록 하는 것이다. 따라서 능동전력필터의 성능은 인버터의 특성, 고조파전류 제어방식, 그리고 기준전류신호를 추출하는 방식에 따라 결정된다.

부하전류로부터 기준전류신호를 추출하는 방식으로는, 부하전류를 노치(Notch) 필터를 통과시켜 얻는 방법이나 또는 직각좌표변환에 의한 순시전력이론을 이용하여 얻는 방법이 제안되어 있다. 그러나 노치(Notch) 필터를 사용할 경우 기준신호에 위상지연을 가져오게 되는 단점이 있다. 순시전력이론에 의한 방법은 부하전류, 전원전압, 능동전력필터의 주입전류를 측정하여 복잡한 좌표변환과 역변환을 수행하여야 하고 저역필터를 사용해야한다.

위 방법들의 단점을 극복하기 위해, 능동전력필터로의 응용을 위해 위상지연이 없는 기준전류신호를 생성하기 위한 적응예측필터의 적용이 1998년에 Valiviita와 Ovaska에 의해 처음으로 발표 되었다[S. Valiviita and S. J. Ovaska, "Delayless method to generate current reference for active filters." IEEE Trans. Ind. Electron., Vol. 45, pp. 559∼567, Aug. 1998.]. 상기 논문에서는 기준신호를 추출하기 위해 전치필터, 적응예측필터, 피크검출기, 라그란지 인터폴레이터(Lagrange interpolator)로 구성된 기준신호발생기를 제안하고, MATLAB 시뮬레이션에 의해 그 성능을 평가한 내용을 기술하고 있다.

능동전력필터 시스템의 전체 구성:

능동전력필터 시스템의 기본적인 기능은 비선형 부하에 공급되는 전원전류의 고조파 성분을 경감시키는 것이다. 도 1은 일반적인 능동전력필터의 구성 및 작동원리를 설명하기 위한 도면이다. 능동전력필터(300)는 부하와 병렬 또는 직렬로 연결되나 전력계통에서 일반적으로 사용되는 방식은 도 1과 같이 부하(500)와 병렬 결합되는 방식이다.

도 1과 같이, 능동전력필터(300)가 부하(500)에 흐르는 고조파전류와 위상이 같고 크기가 반대인 전류(i_F)를 병렬로 연결점에 공급하면 키르히호프의 법칙에 의해 전원전류는 기본파 성분만 남게 된다. 이를 실제로 구현하기 위해서는 부하전류를 검출하여 기준신호발생기를 통해 능동전력필터가 계통에 주입해야 되는 기준 전류신호

를 다음 수식과 같이 산출한다.

(1)

여기서

은 비선형 부하에 의해 왜곡된 부하전류이고

은 부하전류에 포함된 기본파 성분이다. 이렇게 산출된 기준 전류

는 인버터 출력 전류가 이를 추종하도록 스위칭 펄스를 만들어 낸다.

수식 (1)에 표현된 기준신호 발생 과정은, 이론적으로는 간단하나, 문제는 고조파전류를 포함한 부하전류에서 어떻게 기본파성분을 제거한 고조파 기준신호를 실제로 얻는가이다. 이를 위해 처음으로 제안된 것이 기본파성분을 제거하는 노치(Notch) 필터의 사용이다. 이 경우 고조파성분의 추출은 가능하나 추출된 고조파가 위상이 지연되는 문제가 발생한다. 위상지연의 문제를 효과적으로 해결하기 위해 3상 비선형부하의 경우 순시좌표변환을 사용하여 기본파성분을 직류성분으로 바꾸고 저역통과필터(Low-Pass Filter)를 통해 기본파 성분을 추출하여 결국 고조파전류를 포함하는 기준신호를 발생하는 순시전력이론에 의한 방법이 제안되었는데 이 방법의 단점은 입력센서가 많이 필요하고 복잡한 좌표변환이 필요하다는 것이다.

기준신호발생기(100)의 구성:

도 2는 종래 기술의 기준신호발생기(100)의 데이터 흐름을 나타내는 블록도이다. 종래 기술의 기준신호발생기(100)는, 피크검출기(10), 전치필터(pre-filter)(20), 적응예측필터(adaptive predictive filter)(30), 그리고 라그란지 인터폴레이터(Lagrange interpolator)(40)로 구성되어 있다.

먼저 적응예측필터(30)는 입력신호의 크기가 크게 변하면 처리가 어렵기 때문에 측정된 값을 피크치로 나누어 정규화(normalization)를 시킨다. 적응예측필터(30)를 통과한 신호에는 측정된 피크값이 곱하여져 역정규화(denormalization)된다. 정규화된 신호의 원하지 않는 주파수 성분을 제거하기 위해, 저역통과 필터(20)로 필터링한다. 만약 원래의 왜곡된 신호가 직접 적응예측필터(30)로 들어가게 되면 최소자승법(LMS) 알고리즘이 모든 correlation 요소에 민감하기 때문에 필터계수의 적응 수행을 방해하게 되기 때문이다.

전치필터(20)에는 통과영역 차단주파수(passband cut-off frequency)와 stopband 리플이 각각 0.17

, 10dB인 5차 Chebyshev II IIR(infinite impulse response) 필터를 사용하여 성능 시험을 수행하였다. 이때, 전치필터(20)의 샘플링 주파수는 1.67㎑ 이므로 통과영역 차단주파수 값은 142㎐가 된다. 따라서 5차, 7차 그리고 그 이상의 고조파는 전치필터(20)에 의해 제거된다. 또한 이 전치필터(20)에서 발생되는 위상지연 문제는 적응예측필터(30)에서 보상된다.

1.67㎑의 샘플링 주파수는 능동전력필터(300)에서 인버터의 PWM(Pulse Width Modulation)스위칭에 적용하기에는 다소 낮고, 샘플링에 의한 고조파 발생을 제거하기 위해서는 10kHz정도의 샘플링 주파수가 요구되므로 이를 위해 2차 라그란지 인터폴레이터(Lagrange interpolator)(40)를 적용하였다.

적응예측필터(30):

도 3은 종래 기술의 적응예측필터(30)의 데이터 처리 흐름을 설명하기 위한 블록도이다. 적응예측필터(30)는 10㎑로 샘플링을 높이기 위해, 한 스텝(step) 먼저 예측해야 한다. 그래서 도 3과 같이 전치필터(20)를 통과한 신호를 한 스텝(step)지연시킨 후, 이를 적응예측필터가 처리하게 된다. 기본적으로 적응예측필터(30)는 한 스텝 미리 예측하는(one-step-ahead) 예측기로 동작한다.

적응예측필터(30)는 FIR(finite impulse response) 필터를 기반으로 되어 있다. 그리고 필터계수의 적응처리는 위드로-호프 최소자승법(Widrow-Hoff Least Mean Square)기반으로 되어있으며, 그 알고리즘은 다음과 같다.

(2)

이 수식에서 계수 적응에 관여하는 에러는 다음 수식에 의해 정의된다.

(3)

여기서

는 필터 계수벡터이고,

는 필터의 데이터 벡터이다. N은 FIR 필터의 길이이다. 식 (2)에 사용된

는 LMS 알고리즘의 안정성을 보장하기 위해 충분히 작게 선택되어진 값이다.

값의 선택은 항상 적응률과 전반적인 시스템의 안정성 사이에서 트레이드-오프(trade-off)관계에 있다. 여기에서는

=0.002,

=22로 선택되었다.

마지막으로 적응예측필터의 최종 출력

는 다음 식에 의해 계산된다.

(4)

인터폴레이터(Interpolator)(40):

적응예측필터의 출력값은 1.67㎑의 샘플링(sampling) 데이터인데 이 시간 분해능은 인터폴레이터(interpolator)(40)에 의한 업-샘플링(up-sampling)으로 향상되어질 수 있으며, 인터폴레이션(interpolation) 비율은 소프트웨어와 하드웨어 조건에 의해 정해진다. 능동전력필터의 스위칭 주파수는 일반적으로 수 ㎑에서 10㎑까지이다.

임의의 포인트들을 인터폴레이션(interpolation)하는 방법으로 2차 라그란지 인터폴레이터(Lagrange interpolator)(40)를 사용하였다. 이 라그란지 인터폴레이션(Lagrange interpolation)의 이점은 데이터 포인트의 차를 계산할 필요가 없으며, 인터폴레이션 계수들(interpolation coefficients)을 미리 계산하여 테이블화 함으로써 연산량을 줄일 수 있다는 것이다.

인터폴레이터(interpolator)(40)는 적응예측필터를 통해 역정규화되고 기본파 크기가 보정된 데이터

,

을 조작하는 6상의 필터로 구성되어 있다. 각각의 새로운 입력 샘플에 대해 출력 측에서 각 6상 필터로부터의 샘플이 모아지게 된다. 다상 필터의 계수,

는 식 (5) 와 같이 주어진다.

(5)

결국, 인터폴레이터(interpolator)(40)의 출력 신호 v(m)은 식 (6)에 의해 결정된다.

(6)

여기서,

는 인터폴레이터(interpolator)(40)의 데이터 벡터이다. 다상 필터 인덱스

는 출력 시간 인덱스 m이 입력 시간 인덱스 n보다 6배 빠르게 증가하기 때문에

의 나머지로서 10㎑비율로 회전 이동한다.

피크 검출기(10):

전류 크기의 큰 변화는 적응예측필터의 안정된 수행을 방해하는 요소이므로 이를 경감하기 위해 측정된 피크값으로 나누어 정규화(normalization)를 수행한다. 이렇게 되면 신호는 피크값이 거의 1인 신호로 정규화된다. 피크검출기는 기본주파수의 한주기 동안에 입력 샘플의 최대값을 선정함으로 이루어진다. 만약 60㎐의 전력 시스템에서 1.67㎑의 샘플링 주파수가 사용된다면 피크치 검출을 위해 22개의 샘플이 필요하다.

그러나 상기 종래 기술에서 제안된 기준신호발생기를 사용하여 부하전류로부터 추출한 기준 신호는 처음 2-3초 동안은 정상 동작을 하는 것처럼 보이나 20초 이상 경과하면 추출한 기본파 성분이 심하게 왜곡되는 현상을 나타내었다. 따라서 이를 이대로 실제의 능동전력필터에 적용하는 것은 불가능하다.

본 발명은 이와 같은 문제점을 해결하기 위한 것으로, 기준신호발생기 내에 있는 적응예측필터의 작동 알고리즘을 개선하여 정확한 동작을 안정적으로 지속할 수 있는 개선된 기준신호발생기 및 이를 이용한 능동전력필터를 제공하기 위한 것이다.

또한, 본 발명은 누설계수(leakage factor)를 도입하고 스케일계수를 보정하는 알고리즘을 추가함으로써 드리프트 현상이 보정된 적응예측필터를 제공하여 이를 기준신호발생기에 응용할 수 있도록 하기 위한 것이다.

나아가서, 본 발명은, 전치필터, 피크검출기 및 적응예측필터 등의 구성요소를 개선하여, 센서의 개수를 줄이는 등 시스템 구성이 단순화되고, 크기가 변하는 신호에 대해서도 위상지연 없이 안정적으로 기준신호의 추출이 가능하여, 능동전력필터에 활용 시 매우 우수한 동작 특성을 보장할 수 있는 기준신호발생기를 제공하기 위한 것이다.

이와 같은 목적을 달성하기 위한, 본 발명의 제1 특징에 의한 적응예측필터는, 정규화된 전류 신호

을 입력받아, 출력신호

[여기서

으로 정의되는 관계를 사용하고, 여기서,

,

필요에 따라, 본 발명의 적응예측필터는, 상기 리키지 팩터의 도입에 의하여 발생하는 출력 신호에 있어서의 기본파 크기 손실을 보상하는 것임이 바람직하다.

여기서, 상기 기본파 크기 손실을 보상하기 위하여서는, 단위 크기의 직교하는 두 정현파를 내장된 FIR 필터에 통과시켜 상기 두 정현파 성분의 벡터 합 크기를 역수로 취하여 SF(Scaling factor)를 구하고, 상기 SF를 상기 출력신호에 곱하는 방식이 사용될 수 있다.

본 발명의 제2 특징에 의한 기준신호발생기는, 상술한 바와 같은 적응예측필터를 포함하는 것을 특징으로 한다.

여기서, 본 발명의 기준신호발생기는, 전류 신호를 정규화하기 위하여 기본 주파수의 한 주기 동안에 입력 샘플의 최대 값을 선정하는 피크 검출기를 더 포함하며, 상기 피크 검출기는 저역통과필터(LPF)를 더 구비하는 것일 수 있다.

또한, 본 발명의 기준신호발생기는, 상기 적응예측필터로 입력되는 신호의 고조파 성분을 제거하기 위한 전치필터를 더 포함하는 것일 수 있다.

본 발명의 제3 특징에 의한 능동전력필터는 상술한 바와 같은 기준신호발생기를 포함하는 것을 특징으로 한다.

이하에서는 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 상세히 설명한다.

본 발명자는 기준신호발생기의 동작 알고리즘을 개선하고, 그 성능을 평가하기 위해 MATLAB을 이용한 시뮬레이션을 수행하고, TMS320C31 DSP를 사용한 하드웨어로 구현하여, 이 기준신호발생기를 기반으로 하는 단상능동전력필터를 제작하여 단상다이오드정류기로 구성된 비선형부하에 연결하여 실제 동작 시험을 실시한 결과 아래와 같은 양호한 특성을 얻을 수 있음을 검증하였다.

도 4는 본 발명의 개선된 기준신호발생기의 바람직한 실시예를 개략적으로 도시한다. 상술한 도 2와 같은 종래기술의 기준신호발생기는 적응예측필터의 계수벡터

이 약 20초 정도 경과 후 표류하여 결국에는 출력으로 나오는 기본파에 고조파가 함유되어 출력 파형이 왜곡되는 현상이 발생한다. 본 발명자들은 이러한 표류 문제가 지속적인 적응조건을 만족하지 못하는 환경에서 도 3과 같이 LMS 알고리즘이 사용되어질 때 나타난다는 사실을 관측하였다. 따라서 이러한 표류현상을 제거하고 출력 기본파에 고조파 함유를 최소화하기 위해 본 발명자들은 기준신호발생기를 도 4와 같이 재구성하였다.

제안된 기준신호발생기의 구성 중, 인터폴레이터(interpolator)(440)는 종래기술의 기준신호발생기와 동일한 형태로 구성되어 있고, 나머지 구성요소는 다음과 같이 개선되었다.

피크 검출기(410):

고조파에 의한 왜곡을 경감시키기 위한 피크 검출기(410)의 기능은 종래기술의 기준신호발생기의 피크 검출기(10)와 같다. 하지만 종래기술의 피크값 검출은 1.67 kHz의 샘플링 비율(sampling rate)로 수행되었고, 이와 같이 낮은 샘플링 비율을 갖는 신호는 835 Hz 이상의 고조파에 의해 간섭을 받게 되어 적응예측필터(430)의 입력에 좋지 않은 영향을 주게 되고, 결과적으로 적응예측필터(430)의 출력 안정도에 영향을 준다. 이러한 영향을 최소화하기 위해서 입력 단에 180 Hz 차단 주파수(cut-off frequency)를 갖는 2차 LPF를 두어 입력신호를 필터링하였다. 그리고 이와 같이 필터링 된 신호를 10 kHz 비율로 샘플링하여 고차 고조파의 영향이 현저히 경감되었다.

전치필터(420):

상술한 도 2의 종래기술의 기준신호발생기(100)에서는 적응예측필터(30)에 전달되는 입력이 고조파에 의한 오염이 적은 기본파 성분이 되도록 하기 위한 전치필터(20)로서, 5차 Chebyshev II IIR 필터를 사용하였는데 이는 스커트 특성이 좋으며 위상 지연이 적게 발생하는 장점이 있는 반면, 위신호(僞信號 : aliasing)에 민감한 단점으로 인해 835 Hz 이상의 고조파가 전치필터(20)를 거친 후에도 남아 있어서 적응예측필터(30)의 동작을 방해하는 요소로 존재하게 된다. 따라서 본 발명의 기준신호발생기(400)에서는 Chebyshev II IIR 필터보다 위상특성, 스커트 특성에서는 뒤지지만 위신호(僞信號 : aliasing)에 비교적 덜 민감한 5차 butter-worth IIR 필터를 전치필터(420)로써 사용하였다.

적응예측필터(430):

필터 계수의 표류를 완화 및 제거하기 위해 리키지 팩터(leakage factor)

를 도입하여 관계식 (2)를 다음과 같이 수정하였다.

(7)

에러 산출 함수는 식 (3)과 동일하고, 계수벡터

,

그리고 적응률

등은 개선 전의 형태와 동일한 값을 취하였다. 그리고 계수가 업데이트 되면 식 (4)와 같이 FIR 필터에 의해 출력이 결정된다.

도 5는 리키지 팩터(leakage factor)를 0.5에서 0.999까지 변화시켰을 때 적응예측필터 출력에 포함된 THD(Total harmonic Distortion)를 나타낸다. 이렇게 하여 적응예측필터 출력데이터의 THD가 가장 작으면서 필터 계수가 표류(drift)하지 않는 값인

=0.999로 리키지 팩터(leakage factor)가 설정되었다. 리키지 팩터는 0보다 크고 1보다 작은 범위 내에서 적절히 설정 가능하며, 리키지 팩터가 작으면 적응예측필터 계수의 업데이트가 빠르나 기본파 손실이 커져 신호의 안정성이 결여되고, 1에 가까울수록 기본파 손실이 적으며 고조파 함유율이 작아지는 특성을 가지나 필터계수의 표류가 발생하기 쉬움이 관측되었다. 따라서 이러한 범위 중 필터 계수의 표류가 발생하지 않는 값으로 설정하면 된다.

이러한 리키지 팩터를 도입할 경우, 필터 계수 벡터

의 표류가 발생하 지 않도록 하는 개선이 가능하지만, 적응예측필터의 주파수 크기특성에 있어서 원하는 주파수대역에 손실이 발생한다. 이러한 손실을 보상하기 위해서는 기본파의 크기를 보정해야 한다.

기본파 크기 보정부(435):

본 발명의 적응예측필터(430)로의 리키지 팩터 도입에 따른 기본파의 크기손실은 크기보정계수 SF(Scaling Factor)를 산출하여 출력값에 곱함으로써 보상한다. 기본파 크기 손실은 FIR 필터의 기본파 크기 손실을 직접 측정함으로서 알 수 있다. 이를 측정하기 위해 식 (8)과 같이 크기가 1이고 직교하는 두 정현파를 FIR 필터에 통과시킨다(도 4 참조). 두 정현파는 직교좌표계 각 축에서의 벡터로 정의되며 두 성분의 벡터합의 크기는 1이 된다. 필터 통과 후 두 성분의 벡터합 크기를 역수로 취하여 SF를 구하는데 이 값은 역정규화 할 때 적응예측필터 출력 값에 곱해진다.

(8)

상술한 바와 같은 개선이 이루어진 본 발명의 기준신호발생기(400)를 종래기술의 기준신호발생기(100)와 성능을 비교하기 위해서, MATLAB에 의한 시뮬레이션을 통해 정상상태의 파형과, 그 때의 필터계수 주파수특성을 분석하였다. 시뮬레이션 에서는 20초를 정상상태로 간주하였다. 표 1은 성능비교를 위해 입력신호로 사용된 부하전류의 기본파와 고조파별 함유량(%)을 나타낸 것이다.

<표 1. 부하전류 가정신호의 각 주파수 성분>

차수	크기[%]
기본파	100
5고조파	22.6
7고조파	10.5
11고조파	7.3
13고조파	4.7

표 1의 기본파와 고조파들로 구성된 부하전류의 파형은 도 6의 (a)와 같다. 이 신호를 기반으로 종래 기술 및 본 발명의 기준신호발생기의 기본파를 20초 동안 시뮬레이션 하여 분석을 실시하였다.

도 6의 (b)와 (c)는 부하전류가 종래 기술의 기준신호발생기를 통과하였을 때 발생하는 적응예측필터의 출력과 필터계수의 주파수응답을 나타낸다. 시뮬레이션 시간 약 1초 동안은 도 6의 (b)와 (C)에 도시된 바와 같이, 고조파 함유율이 대단히 낮은 신호를 발생하고 기준신호발생기가 잘 동작하는 것처럼 보여 진다.

도 7은 종래 기술의 기준신호발생기에 대하여 20초 동안 진행된 시뮬레이션 결과를 보여주는데 심한 왜곡이 진행됐음을 알 수 있고 이것은 기준신호발생기가 더 이상 제대로 동작하지 않음을 의미하며, 이 결과는 도 7(b)의 필터계수 주파수 응답을 통해 더욱 확실히 알 수 있다.

도 8은 부하전류가 본 발명의 기준신호발생기를 통과하였을 때 발생하는 적응예측필터의 출력과 필터계수의 주파수응답을 나타낸다. 그리고 표 2는 출력신호의 각 주파수 성분의 비율을 표시하였다. 시뮬레이션은 동등한 비교를 위해 20초 동안 실시하였다. 이러한 결과를 통해 본 발명의 적응예측필터 출력신호가 고조파 함유율이 대단히 낮음을 알 수 있고 시간 경과 후에도 안정적으로 동작하며, 결국 적응예측필터가 위상지연 보상을 하는 대역통과필터로 최적화되어 동작함을 확인할 수 있다.

<표 2 출력 신호의 각 주파수 성분>

차수	크기[%]
기본파	100
5고조파	0.53
7고조파	0.245
11고조파	0.1
13고조파	0.075

도 9는 부하 변동 시 본 발명의 기준신호발생기의 동작 상태를 확인하기 위해 실시한 시뮬레이션 결과이다. 고조파가 함유된 입력신호를 0.303초에 20% 또는 40% Step 증가시키고 다시 0.395초에 원래 크기로 Step 감소하도록 기준신호발생기에 입력하였을 때 기준신호발생기 내부의 적응예측필터 출력을 나타낸 것이다. 본 발명의 기준신호발생기는 부하 Step 변동 시에 피크 검출기의 지연요소에 의해 1주기의 과도상태가 존재하지만 1주기 후에는 안정적으로 정상 동작함을 알 수 있다.

도 10은 본 발명의 기준신호발생기를 하드웨어로 구현하여 테스트하기 위한 시험 장치의 구성을 개략적으로 도시한다. 본 발명의 기준신호발생기의 성능을 평가하고 실제 응용타당성을 검토할 목적으로 RL 부하와 다이오드 정류기로 구성된 비선형 부하를 가진 단상능동전력필터의 축소모형을 도 10과 같이 제작하고 실험을 실시하였다. 능동전력필터의 용량은 1KVA로 하였으며, 출력단에는 스위칭 리플을 경감하기 위해 LRC수동필터를 부착하였다. 그리고 RL 부하는 부하변동에 따른 실 험을 위해 가변저항을 사용하였으며 전체 시스템의 회로 정수는 표 3과 같다.

<표 3 시스템 회로 정수>

회로정수
전원 전압	110[V], 60[Hz]
인버터
필터 L	6[mH]
필터 C	20[㎌]
필터 R	5 [Ω]
DC-Link 캐패시터	2200[㎌]
DC-Link전압	200[V]
부하조건
다이오드 정류기 부하
R (Variable)	20[Ω] ⇒ 16.6[Ω] 16.6[Ω] ⇒ 20[Ω]
L	50 [mH]

제안하는 기준신호발생기의 각 요소를 구성하는 알고리즘은 부동소수점 연산방식의 TMS320C31 DSP에서 수행되도록 하였으며, 전류제어는 데드비트 전류제어기를 사용하여 인버터 출력 전류가 기준전류를 추종하도록 하였다. 데드비트 전류제어는 1990년대 이후로 전력전자의 전류제어에 도입된 방식으로 제어이론에서 언급되는 데드비트 응답(deadbeat response)을 얻기 위한 제어 방식이다. 이 제어기에 사용되는 제어변수들은 선간 전압, 커플링 리액터 값, 현재 인버터출력전류, 그리고 기준전류 등인데, 제어의 지연이 이 방식의 근본적인 단점이다. 본 발명에서 시험을 위해 사용된 데드비트 전류제어기는 n-1의 출력에 의해 발생되는 n시점에서의 에러를 예측하여 n+1시점에 n시점의 에러와 n-1시점의 에러를 같이 보상하는 방식으로 제어를 수행하여 제어기의 지연을 개선하여 수행하였다.

도 11은 본 발명의 적응예측필터를 기본으로 한 기준신호발생기의 동작을 나타낸 것이다. 여기서, 도 11의 (a)는 부하전류를, (b)는 인터폴레이터(interpolator) 출력인 기본파성분을, 그리고 (c)는 기준전류신호발생기의 출력인데, 예측한대로 본 발명의 기준신호발생기는 부하전류를 입력으로 받아 위상지연이 없는 고조파기준신호를 발생함을 알 수 있다.

도 12는 데드비트 전류제어기에 의한 능동전력필터의 동작을 나타낸 것이다. 그림 12 (a)는 전원 전류를, (b)는 능동전력필터의 주입전류를, 그리고 (c)는 부하전류를 나타낸다. 부하 전류의 THD(Total Harmonic Distortion)는 25.3%인데 반해 보상된 전류의 THD는 5.93%이다.

본 발명의 기준신호발생기와 데드비트 전류제어기를 사용한 능동전력필터는 비록 전원전류에 약간의 과도현상이 존재하기는 하지만 비선형 부하에 의한 고조파를 보상할 수 있다. 여기서 존재하는 약간의 과도는 부하 입력전류가 스텝 상승하는 순간에 스텝 상승이 제어를 추종하기에 너무 가파르기 때문에 발생한다. 부하전류의 가파름은 dc 리액터의 인덕턴스를 줄임으로써 완화시킬 수 있다.

일반적으로 부하는 시간에 따라 변하므로 제안한 기준신호발생기가 갑작스런 부하 변동에 대해서 안정적으로 동작하는지 확인하는 것은 매우 중요하다. 도 13은 부하가 20% 스텝 증가하고 20% 스텝 감소할 때의 실험 결과이다. 도 13의 (a)는 부하가 20% 스텝 증가할 때, (b)는 부하가 20% 스텝 감소할 때의 보상된 전원 측의 전류와 기준신호발생기의 인터폴레이터(interpolator) 출력인 기본파 성분을 나타낸다. 예측한대로 본 발명의 기준신호발생기는 스텝 부하 가변 시에도 심각한 과도 없이 우수하게 동작함을 알 수 있다.

본 발명에 의한 기준신호발생기 및 이를 이용한 능동전력필터는 본 발명의 기술적 사상의 범위 내에서 다양한 형태로 변형, 응용 가능하며 상기 바람직한 실 시예에 한정되지 않는다. 또한, 상기 실시예와 도면은 발명의 내용을 상세히 설명하기 위한 목적일 뿐, 발명의 기술적 사상의 범위를 한정하고자 하는 목적이 아니며, 이상에서 설명한 본 발명은 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 있어 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하므로 상기 실시예 및 첨부된 도면에 한정되는 것은 아님은 물론이며, 후술하는 청구범위뿐만이 아니라 청구범위와 균등 범위를 포함하여 판단되어야 한다.

본 발명에 의하여, 기준신호발생기 내에 있는 적응예측필터의 작동 알고리즘을 개선하여 정확한 동작을 안정적으로 지속할 수 있는 개선된 기준신호발생기 및 이를 이용한 능동전력필터를 구현할 수 있다.

또한, 본 발명의 누설계수(leakage factor) 도입 및/또는 스케일계수 보정 알고리즘 추가에 의하여 드리프트 현상이 보정된 적응예측필터를 제공하는 것이 가능하며, 이를 기준신호발생기에 응용할 수 있다.

나아가서, 본 발명에 의하여, 전치필터, 피크검출기 및 적응예측필터 등의 구성요소를 개선하여, 센서의 개수를 줄이는 등 시스템 구성이 단순화되고, 크기가 변하는 신호에 대해서도 위상지연 없이 안정적으로 기준신호의 추출이 가능하여, 능동전력필터에 활용 시 매우 우수한 동작 특성을 보장할 수 있는 기준신호발생기를 제공할 수 있다.

시뮬레이션과 실험을 통하여 본 발명의 기준신호발생기가 위상지연이 없는 기준신호를 추출하여 능동전력필터에 활용가능하며 그 성능도 대단히 우수함이 검증되었다. 제안된 기준전류신호발생기는 부하전류 검출만으로 기준신호를 추출함으로써 센서의 개수를 줄일 수 있고 크기가 변하는 신호에 대해서도 위상지연 없이 안정적으로 동작하는 장점을 갖고 있다.

Claims

정규화된 전류 신호
및 상기 정규화된 전력 신호에서 m차 이상의 고조파 성분을 제거한 입력 신호
을 입력받아, 출력신호
[여기서
는 필터 계수벡터]을 출력하는 FIR 필터 및 최소자승법 기반의 적응예측필터에 있어서,

n+1 스텝의 필터 계수 벡터 H(n+1)를 결정하기 위하여,

으로 정의되는 관계를 사용하고,

여기서,
,
는 필터의 데이터 벡터이며, δ는 필터 계수의 표류를 완화하기 위해 0<δ<1 범위에서 조정되는 리키지 팩터(leakage factor) 값인 것을 특징으로 하는 적응예측필터.
제1항에 있어서,

상기 리키지 팩터의 도입에 의하여 발생하는 출력 신호에 있어서의 기본파 크기 손실을 보상하는 것을 특징으로 하는 적응예측필터.
제2항에 있어서,

상기 기본파 크기 손실을 보상하기 위하여, 단위 크기의 직교하는 두 정현파 를 내장된 FIR 필터에 통과시켜 상기 두 정현파 성분의 벡터 합 크기를 역수로 취하여 SF(Scaling factor)를 구하고, 상기 SF를 상기 출력신호에 곱하는 것을 특징으로 하는 적응예측필터.
제1항 내지 제3항 중 어느 한 항의 적응예측필터를 포함하는 기준신호발생기.
제4항에 있어서,

전류 신호를 정규화하기 위하여 기본 주파수의 한 주기 동안에 입력 샘플의 최대 값을 선정하는 피크 검출기를 더 포함하며, 상기 피크 검출기는 저역통과필터(LPF)를 구비하는 것을 특징으로 하는 기준신호발생기.
제4항에 있어서,

상기 적응예측필터로 입력되는 신호의 고조파 성분을 제거하기 위한 전치필터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 기준신호발생기.
제4항의 기준신호발생기를 포함하는 능동전력필터 시스템.