KR100643696B1 - Voltage distortion modeling method of inverter - Google Patents
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Abstract
Description
도 1은 3상 유도 모터의 제어에 사용되는 3상 풀-브리지 인버터의 구성을 나타낸 회로도.1 is a circuit diagram showing the configuration of a three-phase full-bridge inverter used for the control of a three-phase induction motor.
도 2는, 단자 전류(Ileg)가 0보다 클 때, 본 발명의 실시예에 따른 전압 왜곡 모델을 설명하기 위한 도면.2 is a diagram for explaining a voltage distortion model according to an embodiment of the present invention when the terminal current I leg is greater than zero.
도 3은, 단자 전류(Ileg)가 0보다 작을 때, 본 발명의 실시예에 따른 전압 왜곡 모델을 설명하기 위한 도면.3 is a view for explaining a voltage distortion model according to an embodiment of the present invention when the terminal current I leg is less than zero.
*도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명** Description of the symbols for the main parts of the drawings *
Q1~Q6 : 트랜지스터Q1 ~ Q6: Transistor
D1~D6 : 프리 휠링 다이오드D1 ~ D6: Free Wheeling Diode
106 : 인버터106: inverter
108 : 직류단 캐패시터108: direct current capacitor
110 : 유도 모터110: induction motor
본 발명은 PWM(pulse width modulation) 방식 인버터의 전압 왜곡을 보상하기 위한 방법에 관한 것으로서, 특히 PWM 방식 인버터에서 데드 타임(dead time) 및 파워 소자의 전압 강하에 의한 출력 전압의 왜곡을 보상하기 위한 방법에 관한 것이다. BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a method for compensating for voltage distortion of a pulse width modulation (PWM) inverter, and more particularly to compensate for distortion of an output voltage due to dead time and voltage drop of a power device in a PWM inverter. It is about a method.
유도 모터는 고정자 권선의 전압/전류의 변화에 의해 고정자와 회전자 간의 자속을 유도해 낸다. 그러므로 직류 모터나 교류 동기 모터처럼 자속의 세기가 일정하지 않으며, 자속의 세기를 일정하게 유지하는 것이 어려워 동작 특성이 복잡하고 제어가 그만큼 어렵다. 한편, 이 자속의 크기는 정상 상태에서 근사적으로 출력 전압과 주파수의 비, 즉 V/F에 비례한다. 그러므로 주파수를 일정하게 유지하면 발생 자속이 거의 일정하여 직류 모터나 교류 동기 모터와 같은 토크 특성을 얻을 수 있게 된다. 이는 곧 모터의 원하는 속도에 대해 모터의 극수 등을 고려하여 출력 주파수를 결정하고, 그 출력 주파수에 비례하는 전압을 모터에 인가하게 되는 것을 말한다. 그런데, 상용 전원의 전압과 주파수는 거의 일정하게 유지되고 있으므로, 이를 가변 전압 가변 주파수(variable voltage variable frequency)로 변화시키기 위하여 PWM 방식의 인버터가 사용된다. 여기서, PWM 방식은 출력 전압의 크기를 등가의 펄스폭으로 변조시켜 인가하는 방식으로서 인버터에 있어서 증폭 트랜지스터의 열손실을 막기 위한 필수적인 구성 요소라고 할 수 있다.Induction motors induce magnetic flux between the stator and the rotor by changing the voltage / current of the stator windings. Therefore, the intensity of the magnetic flux is not constant like a DC motor or an AC synchronous motor, and it is difficult to keep the strength of the magnetic flux constant, which makes the operation characteristic complicated and so difficult to control. On the other hand, the magnitude of the magnetic flux is approximately proportional to the ratio of output voltage and frequency, that is, V / F in the steady state. Therefore, if the frequency is kept constant, the generated magnetic flux is almost constant, so that torque characteristics such as a DC motor or an AC synchronous motor can be obtained. This means that the output frequency is determined in consideration of the number of poles of the motor and the like, and a voltage proportional to the output frequency is applied to the motor. However, since the voltage and frequency of the commercial power supply are maintained almost constant, a PWM inverter is used to change it to a variable voltage variable frequency. Here, the PWM method is a method of modulating and applying the magnitude of the output voltage to an equivalent pulse width, which is an essential component for preventing heat loss of the amplifying transistor in the inverter.
도 1은 3상 유도 모터의 제어에 사용되는 3상 풀-브리지 인버터의 구성을 나타낸 회로도이다. 도 1에 나타낸 바와 같이, 3상 교류 신호들(P1~P6)에 의해 각각 의 스위칭 소자 즉 파워 트랜지스터들(Q1~Q6)이 스위칭되어 상 전류의 전환이 이루어진다. 다이오드(D1~D6)는 프리 휠링 다이오드(Free Wheeling Diode)이다.1 is a circuit diagram showing the configuration of a three-phase full-bridge inverter used to control a three-phase induction motor. As shown in FIG. 1, each of the switching elements, that is, the power transistors Q1 to Q6, is switched by the three-phase AC signals P1 to P6 to switch the phase current. The diodes D1 to D6 are free wheeling diodes.
도 1에서, 예를 들면, 트랜지스터(Q1)가 턴 온될 때 트랜지스터(Q4)가 턴 오프되거나 또는 그 반대 동작을 통해 U상 단자 전압(Vleg(U))의 레벨을 결정하는데, 이 때 트랜지스터(Q1)가 턴 온되고 동시에 트랜지스터(Q4)가 턴 오프되는 과정에서 두 트랜지스터(Q1 및 Q4)가 동시에 턴 온되는 구간이 발생하면 직류단 캐패시터(108) 양 단이 전기적으로 단락되어 인버터(106)에서 정상적인 3상 교류 전압을 발생시키지 못하게 되고, 이 때문에 유도 모터(110) 역시 정상적으로 동작하지 못한다. 따라서 도 1의 인버터(106)와 같은 구성에서는 두 트랜지스터(Q1 및 Q4)의 턴 온/오프 시점을 의도적으로 지연시키는데 이를 데드 타임(dead time)이라 한다.In FIG. 1, for example, when the transistor Q1 is turned on, the transistor Q4 is turned off or vice versa to determine the level of the U phase terminal voltage V leg (U), wherein the transistor If a section in which both transistors Q1 and Q4 are turned on at the same time while Q1 is turned on and transistor Q4 is turned off at the same time, both ends of the DC-
그러나 인버터(106)는 이 데드 타임으로 인해 비선형적인 특성을 갖게 되고, 이 비선형적인 특성은 부하(예를 들면 모터)의 제어가 불안정해지는 원인이 되기 때문에, 부하의 안정된 정밀한 제어를 위해서는 이와 같은 데드 타임을 정확하게 보상해 줄 필요가 있다.However, the
본 발명은 PWM(pulse width modulation) 방식 인버터의 전압 왜곡을 보다 더 정확하게 모델링 하여 이를 근거로 전압 왜곡을 충실히 보상함으로써 인버터의 비선형적 특성을 최소화하는데 그 목적이 있다.An object of the present invention is to minimize the nonlinear characteristics of an inverter by more accurately modeling the voltage distortion of a PWM (pulse width modulation) inverter and faithfully compensating for the voltage distortion.
이와 같은 목적의 본 발명에 따른 인버터의 전압 왜곡 모델링 방법은, 각 상에 복수의 스위칭 소자와 다이오드를 구비하며 두 개 이상의 상 단자 전압을 발생시켜 부하에 제공하는 PWM 방식 인버터에서, 상 단자 전압의 기준 단자 전압과 실제 단자 전압 사이의 전압 왜곡을 모델링 하되, 전압 왜곡 모델은 복수의 스위칭 소자 각각의 전기적 특성에 기인한 턴 온/오프 지연 시간과, 상 단자 전압의 기준 단자 전압과 실제 단자 전압 사이의 의도적인 지연 시간인 데드 타임, 스위칭 소자 및 다이오드의 전압 강하를 포함한다.In the voltage distortion modeling method of the inverter according to the present invention for this purpose, in a PWM inverter having a plurality of switching elements and diodes in each phase and generating two or more phase terminal voltages and providing them to a load, Model a voltage distortion between the reference terminal voltage and the actual terminal voltage, wherein the voltage distortion model provides a turn on / off delay time due to the electrical characteristics of each of the plurality of switching elements and between the reference terminal voltage of the phase terminal voltage and the actual terminal voltage. Dead time, which is the intentional delay time of the switching element and the voltage drop of the diode.
이와 같은 본 발명의 바람직한 실시예를 도 2 및 도 3을 참조하여 설명하면 다음과 같다. 도 2와 도 3은 본 발명의 실시예에 따른 전압 왜곡 모델을 설명하기 위한 도면으로서, 도 2는 단자 전류(Ileg)가 0보다 클 때이고, 도 3은 단자 전류(Ileg)가 0보다 작을 때이다. 도 2 및 도 3에서, 점선으로 표시된 파형은 데드 타임을 고려하지 않은 임의의 상의 기준 단자 전압(Vdesired)의 파형이고, 실선으로 표시된 파형은 데드 타임을 고려한 해당 상의 실제 단자 전압(Vleg)의 파형이다.Referring to Figures 2 and 3 as a preferred embodiment of the present invention as follows. 2 and 3 are diagrams for explaining a voltage distortion model according to an embodiment of the present invention, Figure 2 is when the terminal current (I leg ) is greater than 0, Figure 3 is a terminal current (I leg ) than 0 It's small. 2 and 3, the waveform indicated by the dotted line is the waveform of the reference terminal voltage V desired of any phase not considering dead time, and the waveform indicated by the solid line is the actual terminal voltage V leg of the phase considering the dead time. Waveform.
도 2 및 도 3에 나타낸 바와 같이, 단자 전류(Ileg)가 0보다 크거나 또는 작을 때, 실제 단자 전압(Vleg)의 상승 또는 하강 시점은 기준 단자 전압(Vdesired)보다 데드 타임(Tdead)만큼 지연되며, 이와 함께 스위칭 소자(Q1~Q6)의 전기적 특성에 기인하는 턴 온/오프 지연 시간도 발생한다. 또한, 실제 단자 전압(Vleg)의 레벨도 변화하는데, 이 전압 레벨의 변화의 가장 큰 원인은 스위칭 소자(Q1~Q6)에서의 전압 강하(Vsat)와 프리 휠링 다이오드(D1~D6)에서의 전압 강하(Vd)이다. 이와 같은 지연 시간과 전압 강하로 인하여 기준 단자 전압(Vdesired)과 실제 단자 전압(Vleg) 사이에 왜곡(ΔV)이 발생한다.As shown in FIGS. 2 and 3, when the terminal current I leg is greater than or less than zero, the rising or falling time point of the actual terminal voltage V leg is greater than the dead time T than the reference terminal voltage V desired . dead ), and a turn on / off delay time due to the electrical characteristics of the switching elements Q1 to Q6 also occurs. In addition, the level of the actual terminal voltage V leg also changes, and the biggest cause of the change in the voltage level is the voltage drop V sat at the switching elements Q1 to Q6 and the free wheeling diodes D1 to D6. Is the voltage drop (V d ) of. Due to the delay time and the voltage drop, a distortion ΔV occurs between the reference terminal voltage V desired and the actual terminal voltage V leg .
도 2에서, 해당 상의 단자 전류(Ileg)가 0보다 클 때, 기준 단자 전압(Vdesired)과 실제 단자 전압(Vleg) 사이의 왜곡(ΔV)은 <ΔV1+ΔV1'>과 <ΔV2>, <ΔV3>의 세 부분으로 나누어 생각할 수 있는데, 단자 전류(Ileg)가 0보다 클 때의 단자 전압(Vleg) 및 전압 왜곡(ΔV)을 수학적으로 모델링하면 다음과 같다.In FIG. 2, when the terminal current I leg of the corresponding phase is greater than zero, the distortion ΔV between the reference terminal voltage V desired and the actual terminal voltage V leg is <ΔV1 + ΔV1 ′> and <ΔV2>. It can be thought of as divided into three parts of <ΔV3>. The terminal voltage V leg and the voltage distortion ΔV when the terminal current I leg is greater than zero are mathematically modeled as follows.
(1) (One)
(2) (2)
(2-1) (2-1)
(2-2) (2-2)
(2-3) (2-3)
(2-4) (2-4)
식 (1)에서, Vdc는 도 1에 나타낸 직류단 캐패시터(118) 양단의 전압이고, Ton은 기준 단자 전압(Vdesired)의 턴 온 시간(즉 하이 레벨 구간)이며, Ts는 인버터(106)의 트랜지스터(Q1~Q6)에 입력되는 스위칭 제어 신호(도 1의 P1~P6)의 주기이다.In Equation (1), V dc is the voltage across the DC-stage capacitor 118 shown in FIG. 1, T on is the turn-on time (ie high level interval) of the reference terminal voltage V desired , and T s is the inverter It is a period of the switching control signal (P1 to P6 in FIG. 1) input to the transistors Q1 to Q6 of 106.
또, 식 (2-1) 내지 (2-4)에서, Tdead는 데드 타임이고, ton은 스위칭 소자인 트랜지스터(Q1~Q6) 각각의 턴 온 시 발생하는 소자 고유의 지연 시간이며, toff는 트랜지스터(Q1~Q6) 각각의 턴 오프 시 발생하는 소자 고유의 지연 시간이다. Tdead time은 <Tdead + ton - toff>이다.In the formulas (2-1) to (2-4), T dead is a dead time, t on is a device-specific delay time that occurs when each of the transistors Q1 to Q6 that are switching elements is turned on, and t is off is a device-specific delay time that occurs when each of the transistors Q1 to Q6 is turned off. T dead time is <T dead + t on -t off >.
식 (2-4)에 나타낸 바와 같이, 본 발명에서는 전압 왜곡(ΔV)을 모델링 하는데 있어서 데드 타임(Tdead)과 트랜지스터(Q1~Q6)의 전압 강하(Vsat)와 턴 온/오프 지연 시간(ton, toff), 프리 휠링 다이오드(D1~D6)의 전압 강하(Vd) 등을 모두 고려하기 때문에, 전압 왜곡(ΔV)을 보다 더 실제에 가깝게 모델링 할 수 있다.As shown in Equation (2-4), in the present invention, the dead time T dead , the voltage drop V sat and the turn on / off delay time of the transistors Q1 to Q6 in modeling the voltage distortion ΔV. (t on , t off ) and the voltage drop (V d ) of the free wheeling diodes D1 to D6 are all considered, so that the voltage distortion ΔV can be modeled more realistically.
도 3에서, 해당 상의 단자 전류(Ileg)가 0보다 작을 때, 기준 단자 전압(Vdesired)과 실제 단자 전압(Vleg) 사이의 왜곡(ΔV)은 <ΔV4+ΔV4'>과 <ΔV5>, <Δ V6>의 세 부분으로 나누어 생각할 수 있는데, 단자 전류(Ileg)가 0보다 작을 때의 단자 전압(Vleg) 및 전압 왜곡(ΔV)을 수학적으로 모델링하면 다음과 같다.In FIG. 3, when the terminal current I leg of the corresponding phase is smaller than zero, the distortion ΔV between the reference terminal voltage V desired and the actual terminal voltage V leg is <ΔV4 + ΔV4 ′> and <ΔV5>. It can be thought of as divided into three parts of <ΔV6>. The terminal voltage V leg and the voltage distortion ΔV when the terminal current I leg is less than zero are mathematically modeled as follows.
(3) (3)
(4) (4)
(4-1) (4-1)
(4-2) (4-2)
(4-3) (4-3)
(4-4) (4-4)
식 (3)에서, Vdc는 도 1에 나타낸 직류단 캐패시터(118) 양단의 전압이고, Ton은 기준 단자 전압(Vdesired)의 턴 온 시간(즉 하이 레벨 구간)이며, Ts는 인버터(106)에 입력되는 스위칭 제어 신호(도 1의 P1~P6)의 주기이다.In Equation (3), V dc is the voltage across the DC-stage capacitor 118 shown in FIG. 1, T on is the turn-on time (ie high level interval) of the reference terminal voltage V desired , and T s is the inverter It is a period of the switching control signal (P1-P6 of FIG. 1) input to 106.
또, 식 (4-1) 내지 (4-4)에서, Tdead는 데드 타임이고, ton은 스위칭 소자인 트랜지스터(Q1~Q6) 각각의 턴 온 시 발생하는 지연 시간이며, toff는 트랜지스터(Q1~Q6) 각각의 턴 오프 시 발생하는 소자 고유의 지연 시간이다. Tdead time은 <Tdead + ton - toff>이다.In formulas (4-1) to (4-4), T dead is a dead time, t on is a delay time that occurs when turning on each of the transistors Q1 to Q6 which are switching elements, and t off is a transistor. (Q1 to Q6) Device-specific delay time that occurs during each turn off. T dead time is <T dead + t on -t off >.
식 (4-4)에 나타낸 바와 같이, 본 발명에서는 전압 왜곡(ΔV)을 모델링 하는데 있어서 데드 타임(Tdead)과 트랜지스터(Q1~Q6)의 전압 강하(Vsat)와 턴 온/오프 지연 시간(ton, toff), 프리 휠링 다이오드(D1~D6)의 전압 강하(Vd) 등을 모두 고려하기 때문에, 전압 왜곡(ΔV)을 보다 더 실제에 가깝게 모델링 할 수 있다.As shown in equation (4-4), in the present invention, the dead time (T dead ), the voltage drop (V sat ) and the turn on / off delay time of the transistors (Q1 to Q6) in modeling the voltage distortion (ΔV). (t on , t off ) and the voltage drop (V d ) of the free wheeling diodes D1 to D6 are all considered, so that the voltage distortion ΔV can be modeled more realistically.
이와 같이, 본 발명은 PWM(pulse width modulation) 방식 인버터의 전압 왜곡을 보다 정확하게 모델링 하여 이를 근거로 전압 왜곡을 충실히 보상함으로써, 인버터의 비선형적 특성을 최소화하여 모터 등과 같은 부하를 정밀하게 제어할 수 있도록 한다.As such, the present invention models the voltage distortion of a pulse width modulation (PWM) inverter more accurately and faithfully compensates for the voltage distortion, thereby minimizing the nonlinear characteristics of the inverter to precisely control a load such as a motor. Make sure
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KR1020050042472A KR100643696B1 (en) | 2005-05-20 | 2005-05-20 | Voltage distortion modeling method of inverter |
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Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH02196367A (en) * | 1989-01-25 | 1990-08-02 | Yamatake Honeywell Co Ltd | Method and device for estimating dead time |
KR19980072428A (en) * | 1997-03-05 | 1998-11-05 | 김광호 | Voltage Distortion Compensation Method in 3-phase PWM Inverter |
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2005
- 2005-05-20 KR KR1020050042472A patent/KR100643696B1/en not_active IP Right Cessation
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JPH02196367A (en) * | 1989-01-25 | 1990-08-02 | Yamatake Honeywell Co Ltd | Method and device for estimating dead time |
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