KR100584626B1

KR100584626B1 - 캐리어 대 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 장치 및 방법

Info

Publication number: KR100584626B1
Application number: KR1020010043109A
Authority: KR
Inventors: 황찬수
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2001-07-18
Filing date: 2001-07-18
Publication date: 2006-05-30
Also published as: KR20030008457A

Abstract

캐리어 대 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 장치 및 방법이 개시된다. 이 장치는, 선택 신호에 응답하여, 서로 다른 전송 특성을 갖는 두 입력 신호들중 적어도 하나를 송신 채널을 통해 전송하거나 두 입력 신호들을 모두 전송하지 않는 제1 신호 전송부 및 송신 채널을 통해서 전송된 신호를 수신 신호로서 수신하고, 수신 신호의 캐리어 대 잡음비(CNR)를 소정의 제1 CNR 임계값들과 비교하고, 비교된 결과를 분석하여 선택 신호(S) 및 컨스텔레이션 포인트의 개수(M)를 결정하며, 결정된 S 및 M을 제1 신호 전송부로 궤환 채널을 통해 전송하는 제1 신호 수신부를 구비하고, 송신 채널은 잡음에 의해 영향을 받을 수 있는 플랫한 페이딩 채널에 해당하고, 제1 신호 전송부 및 제1 신호 수신부는 적응적인 쿼드러쳐 진폭 변조 방식으로 동작하는 것을 특징으로 한다. 그러므로, 음성 신호에 대해서는 시간 지연 제약 조건을 만족시키고, 데이타 신호에 대해서는 높은 스펙트럴 효율을 만족시키며, 특히 높은 CNR에서 종래의 방식보다 좋은 스펙트럴 효율을 갖는 잇점이 있다.

Description

캐리어 대 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 장치 및 방법{Apparatus and method for communicating integrated signals using carrier to noise ratio}

도 1은 본 발명에 의한 CNR을 이용한 신호 혼합 통신 장치의 블럭도이다.

도 2는 도 1에 도시된 장치에서 수행되는 본 발명에 의한 신호 혼합 통신 방법을 설명하기 위한 플로우차트이다.

도 3은 도 1에 도시된 신호 혼합 통신 장치의 본 발명에 의한 바람직한 일 실시예의 블럭도이다.

도 4는 도 2에 도시된 제22 단계에 대한 본 발명에 의한 실시예를 설명하기 위한 플로우차트이다.

도 5는 도 4에 도시된 제62 단계에 대한 본 발명에 의한 바람직한 일 실시예를 설명하기 위한 플로우차트이다.

도 6은 본 발명에 의한 CNR을 이용한 신호 혼합 통신 방법을 설명하기 위한 다른 플로우차트이다.

도 7은 도 6에 도시된 방법을 수행하는 본 발명에 의한 CNR을 이용한 신호 혼합 통신 장치의 다른 블럭도이다.

도 8은 도 6에 도시된 제104 단계를 설명하기 위한 플로우차트이다.

도 9는 도 8에 도시된 방법을 수행하는 본 발명에 의한 신호 혼합 통신 장치 의 블럭도이다.

도 10은 도 8에 도시된 제132 단계에 대한 본 발명에 의한 실시예를 설명하기 위한 플로우차트이다.

도 11은 도 10에 도시된 제192 단계에 대한 본 발명에 의한 실시예를 설명하기 위한 플로우차트이다.

도 12는 본 발명에 의한 신호 혼합 통신 장치 및 방법과 종래의 적응적인 UQPSK 방식의 정전 확률을 비교하는 그래프이다.

도 13은 나가미 페이딩에서, 음성 신호와 데이타 신호에 대한 스펙트럴 효율을 나타내는 그래프이다.

본 발명은 페이딩(fading) 환경에서의 신호를 송/수신하는 것에 관한 것으로서, 특히, 음성 신호와 데이타 신호들을 혼합하여 통신하는 캐리어 대 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 장치 및 방법에 관한 것이다.

음성 신호의 전송은 실시간 지연 제약을 갖지만 낮은 전송율을 요구한다. 반면에, 데이타 신호의 전송은 실시간 지연 제약을 적게 갖지 않지만 높은 전송율을 요구한다. 또한 음성 신호의 전송은 데이타 신호의 전송보다 더 높은 비트 에러를 용인하며, 음성 신호와 데이타 신호를 신뢰성있게 송수신하기 위한 비트 에러율(BER:Bit Error Rate)들을 각각 BER_v 및 BER_d라고 할 때, BER_v 및 BER_d은 보통 10^-2 및 10^-4정도가 된다.

일반적으로 패이딩 채널을 통해 음성 신호와 데이타 신호를 혼합하여 송신하는 종래의 신호 혼합 통신 방식들중 하나가 "An adpative modulation scheme for simultaneous voice and data transmission over fading channels"라는 제목으로 1999년 5월에 IEEE J.Select. Areas Commun., vol 17의 페이지 837-850에 Mohamed-Slim Alouini, Xiaoyi Tang 및 A.J. Goldsmith에 의해 발표된 논문에 개시되어 있다. 여기에 개시된 종래의 적응적인 불균형 쿼드러쳐 위상 쉬프트 키잉(UQPSK:Unbalanced Quadrature Phase Shift Keying) 방식은 음성 신호를 이진 위상 쉬프트 키잉(BPSK:Binary Phase Shift Keying)을 이용하여 변조시켜 Q(Quadrature) 채널을 통해 전송하고, 데이타 신호를 M'-ary 진폭 변조(AM:Amplitude Modulation) 방식을 이용하여 변조시켜 I(Inphase) 채널을 통해 전송한다. 여기서, M'은 컨스텔레이션(constellation) 포인트의 개수를 의미하며, 데이타 신호의 비트 수를 n'이라고 할 때, M'=2^n'이 된다. 한다. 이 때, 음성 신호를 전송하기 위해 필요한 BER 조건(BER_vo)을 만족하는 만큼만 전력이 Q채널에 할당되고, 데이타를 전송하기 위해서 필요한 BER 조건(BER_d)하에서 동작하는 가변 M'-ary AM을 지원하기 위해 나머지 전력은 I 채널에 동적으로 할당된다. 하지만, M'-ary AM의 경우 M'-ary 쿼드러쳐 진폭 변조(QAM:Quadrature Amplitude Modulation) 보다 스펙트럴 효율(spectral efficiency)이 낮다. 그러므로, 종래의 적응적인 UQPSK 방식은 캐리어 대 잡음비(CNR:Carrier to Noise Ratio)가 높은 영역에서 Q 채널을 효율적으로 활용할 수 없는 문제점을 갖는다. 따라서, 이러한 방식을 사용하는 통신 시스템은 전체적으로 저조한 스펙트럴 효율을 갖게 된다.

한편, 종래의 다른 신호 혼합 통신 방식으로서, 페이딩 채널에서 전송 효율을 증가시키기 위해 채널의 상황에 따라 전송율등을 변화시키는 적응적인 변조 방식이 있으며, 이러한 방식들중 하나가 채널의 CNR에 따라 전송하는 M'의 크기를 변화시키는 적응적인 M'-QAM 방식이다. 적응적인 M'-QAM 방식은 음성 신호와 데이타 신호를 구별하지 않고 CNR의 임계값을 구하므로, 서로 다른 전송 특성을 갖는 음성 신호와 데이타 신호를 혼합하여 전송하는 데 비 효율적인 문제점을 갖는다. 예컨데, 음성 신호에 맞추어 CNR의 임계값을 구하면 데이타 신호가 요구하는 BER을 맞출 수 없으며, 데이타 신호에 맞추어 CNR의 임계값을 구하면 정전 확률(outage probability)이 커지는 문제점이 있다. 여기서, 정전 확률이란, 신호가 전송되지 못할 확률을 의미한다.

본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는, 높은 스펙트럴 효율과 작은 정전 확률을 가지면서, 전송하기 위한 특성을 서로 달리 갖는 이종의 두 입력 신호들을 송/수신할 수 있는 캐리어 대 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 장치를 제공하는 데 있다.

본 발명이 이루고자 하는 다른 기술적 과제는, 상기 캐리어 대 잡음비를 이 용한 신호 혼합 통신 장치에서 수행되는 신호 혼합 방법을 제공하는 데 있다.

상기 과제를 이루기 위한 본 발명에 의한 캐리어 대 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 장치는, 선택 신호에 응답하여, 서로 다른 전송 특성을 갖는 두 입력 신호들중 적어도 하나를 송신 채널을 통해 전송하거나 상기 두 입력 신호들을 모두 전송하지 않는 제1 신호 전송부 및 상기 송신 채널을 통해서 전송된 신호를 수신 신호로서 수신하고, 상기 수신 신호의 캐리어 대 잡음비(CNR)를 소정의 제1 CNR 임계값들과 비교하고, 비교된 결과를 분석하여 상기 선택 신호 및 컨스텔레이션 포인트의 개수(M)를 결정하며, 결정된 상기 선택 신호 및 상기 M을 상기 제1 신호 전송부로 궤환 채널을 통해 전송하는 제1 신호 수신부로 구성되고, 상기 송신 채널은 잡음에 의해 영향을 받을 수 있는 플랫한 페이딩 채널에 해당하고, 상기 제1 신호 전송부 및 상기 제1 신호 수신부는 적응적인 쿼드러쳐 진폭 변조 방식으로 동작하는 것이 바람직하다.

게다가, 본 발명에 의한 캐리어 대 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 장치는, 상기 두 입력 신호들을 상기 송신 채널을 통해 전송하는 제2 신호 전송부와, 상기 송신 채널을 통해 상기 제2 신호 전송부로부터 전송된 신호를 상기 수신 신호로서 수신하고, 수신된 상기 수신 신호의 CNR을 소정의 제2 CNR 임계값들과 비교하고, 비교된 결과로부터 상기 선택 신호(S)와 상기 M을 결정하며, 결정된 상기 S 및 상기 M을 상기 궤환 채널을 통해 상기 제2 신호 전송부로 전송하는 제2 신호 수신부와, 제어 신호에 응답하여 상기 두 입력 신호들을 상기 제1 신호 전송부 또는 상기 제2 신호 전송부로 선택적으로 출력하는 경로 결정부 및 상기 송신 채널을 통해 전송된 신호로부터 상기 CNR을 추정하고, 추정된 상기 CNR을 제3 임계값과 비교하고, 비교된 결과에 응답하여 상기 송신 채널을 통해 전송된 신호를 상기 제1 신호 수신부 또는 상기 제2 신호 수신부로 출력하고, 추정된 상기 CNR로부터 상기 제어 신호를 발생하여 상기 궤환 채널을 통해 상기 경로 결정부로 출력하는 제어부로 구성되고, 상기 제2 신호 전송부 및 상기 제2 신호 수신부는 적응적인 불균형 쿼드러쳐 위상 쉬프트 키잉 방식으로 동작하는 것이 바람직하다.

상기 다른 과제를 이루기 위해, 상기 CNR을 이용한 신호 혼합 통신 장치에서 수행되는 본 발명에 의한 신호 혼합 통신 방법은, 상기 궤환 채널을 통해 전송된 상기 선택 신호를 분석하고, 분석한 결과에 상응하여 상기 두 입력 신호들중 적어도 하나를 상기 제1 신호 수신부로 전송하거나 상기 두 입력 신호들을 모두 전송하지 않는 단계 및 상기 수신 신호의 CNR을 상기 제1 CNR 임계값들과 비교하고, 비교된 결과를 분석하여 상기 선택 신호 및 상기 M을 결정하고, 결정된 상기 선택 신호 및 상기 M을 상기 궤환 채널을 통해 상기 제1 신호 전송부로 전송하는 단계로 이루어지는 것이 바람직하다.

또는, 상기 CNR을 이용한 신호 혼합 통신 장치에서 수행되는 본 발명에 의한 신호 혼합 통신 방법은, 상기 CNR이 제3 CNR 임계값 이상인가를 판단하는 단계와, 상기 CNR이 상기 제3 CNR 임계값 이상인 것으로 판단되면, 상기 제1 신호 전송부를 동작시켜 상기 선택 신호를 분석할 결과에 상응하여 상기 두 입력 신호들을 전송하고, 상기 제1 신호 수신부를 동작시켜 상기 선택 신호 및 상기 M을 결정하는 단계 및 상기 CNR이 상기 제3 CNR 임계값 보다 적은 것으로 판단되면, 상기 제2 신호 전송부를 동작시켜 상기 선택 신호를 분석한 결과에 상응하여 상기 두 입력 신호들을 전송하고, 상기 제2 신호 수신부를 동작시켜 상기 선택 신호 및 상기 M을 결정하는 단계로 이루어지는 것이 바람직하다.

이하, 본 발명에 의한 캐리어 대 잡음비(CNR)를 이용한 신호 혼합 통신 장치들 각각의 구성 및 동작과 각 장치에서 수행되는 본 발명에 의한 신호 혼합 통신 방법을 첨부한 도면들을 참조하여 다음과 같이 설명한다.

도 1은 본 발명에 의한 CNR을 이용한 신호 혼합 통신 장치의 블럭도로서, 제1 신호 전송부(10) 및 제1 신호 수신부(16)로 구성된다.

도 2는 도 1에 도시된 장치에서 수행되는 본 발명에 의한 신호 혼합 통신 방법을 설명하기 위한 플로우차트로서, 궤환된 선택 신호를 분석하여 두 입력 신호들을 전송하는 단계(제20 단계) 및 수신된 신호의 CNR을 제1 CNR 임계값들과 비교하여 입력 신호들을 복원하는 단계(제22 단계)로 이루어진다.

도 1에 도시된 제1 신호 전송부(10)는 궤환 채널(14)을 통해 제1 신호 수신부(16)로부터 전송된 선택 신호(S)를 분석하고, 입력단자 IN1 및 IN2를 통해 데이타 소스로부터 각각 입력한 서로 다른 전송 특성을 갖는 두 입력 신호들중에서 송신 채널(12)을 통해 전송할 신호를 분석한 결과에 따라서 결정하고, 결정된 신호를 송신 채널(12)을 통해 제1 신호 수신부(16)로 전송한다(제20 단계). 예컨데, 제1 신호 전송부(10)는 선택 신호(S)에 응답하여 두 입력 신호들중 적어도 하나를 송신 채널(12)을 통해 제1 신호 수신부(16)로 전송하거나 두 입력 신호들 모두를 전송하 지 않는다. 여기서, 전송 특성은 두 입력 신호들이 전송되기 위한 특성으로서, 본 발명에 의하면, 비트 에러 율(BER)을 의미하거나 또는 비트 에러 율과 실시간 지연 제약을 모두 의미할 수 있다. 즉, 두 입력 신호들은 BER이 서로 다르거나 BER과 실시간 지연 제약이 서로 다른 신호들이며, 예를 들면, 데이타 신호와 음성 신호에 해당할 수 있다.

도 1 및 도 2에 도시된 본 발명에 의한 캐리어 대 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 장치 및 방법이 적용되기 위해서, 송신 채널(12)은 잡음에 의해 영향을 받을 수 있는 플랫 페이딩 채널(flat fading channel)에 해당하고, 제1 신호 수신부(16)에서 선택 신호(S)가 발생되는데 소요되는 시간보다 적어도 긴 시간 동안에 송신 채널(12)의 상황이 변하지 않아야 한다.

한편, 제20 단계후에, 제1 신호 수신부(16)는 송신 채널(12)을 통해 제1 신호 전송부(10)로부터 전송된 신호를 수신 신호로서 수신하고, 수신 신호의 CNR을 소정의 제1 CNR 임계값들과 비교하고, 비교된 결과를 분석하여 선택 신호(S) 및 컨스텔레이션 포인트의 개수(M)를 결정하며, 결정된 선택 신호(S) 및 M을 제1 신호 전송부(10)로 궤환 채널(14)을 통해 전송한다(제22 단계). 여기서, 제1 CNR 임계값들은 미리 결정되어 제1 신호 수신부(16)에 저장될 수도 있고, 사용자에 의해 조정될 때 마다 외부로부터 제1 신호 수신부(16)로 입력될 수도 있다. 이러한 제1 CNR 임계값들은 다음 수학식 1, 2, 3 및 4와 같이 표현되는 제1, 제2, 제n 및 제n+1 임계값들(γ₁, γ₂, γ_n및 γ_n+1)을 지칭할 수 있다.

여기서, n은 두 입력 신호들중 하나로서 높은 전송 효율을 요구하는 신호인 예를 들면 데이타 신호의 비트 수를 나타내고, BER_d는 데이타 신호의 비트 에러 율을 나타내고, BER_v는 두 입력 신호들중 다른 하나로서 낮은 전송 효율을 가져도 되는 신호인 예를 들면 음성 신호의 비트 에러 율을 각각 나타낸다. 이 때, M-ary QAM의 경우, M과 CNR(=γ)이 주어질 때, BER(M,γ)은 다음 수학식 5와 같이 표현된다.

수학식 5를 M에 대해 풀고, M=2ⁿ⁺¹을 대입하면, 다음 수학식 6과 같이 n비트의 데이타 신호를 전송하기 위해 필요한 임계값(γ_n)이 결정된다.

여기서, 제20 및 제22 단계들을 각각 수행하는 제1 신호 전송부(10) 및 제1 신호 수신부(16)는 적응적인 쿼드러쳐 진폭 변조(QAM) 방식으로 동작한다.

이하, 도 1에 도시된 본 발명에 의한 캐리어 대 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 장치의 일 실시예의 구성 및 동작과 그 실시예에서 수행되는 본 발명에 의한 캐리어 대 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 방법을 첨부된 도면을 참조하여 다음과 같이 설명한다.

도 3은 도 1에 도시된 신호 혼합 통신 장치의 본 발명에 의한 바람직한 일 실시예의 블럭도로서, 제1 신호 전송부(10A) 및 제1 신호 수신부(16A)로 구성된다.

도 3을 참조하면, 제20 단계를 수행하기 위해, 제1 신호 전송부(10A)는 멀티플렉싱(multiplexing)부(30) 및 제1 인코더(32)로 구성된다. 여기서, 멀티플렉싱부(30)는 입력단자 IN1 및 IN2를 통해 입력한 두 입력 신호들중 적어도 하나를 궤환 채널(14)로부터 입력한 선택 신호(S)에 응답하여 선택하여 제1 인코더(32)로 출력하거나 또는 두 입력 신호들 모두를 선택 신호(S)에 응답하여 제1 인코더(32)로 출력하지 않는 멀티플렉싱을 수행한다. 이 때, 제1 인코더(32)는 멀티플렉싱부(30)로부터 입력한 신호를 궤환 채널(14)을 통해 전송된 M에 응답하여 인코딩하고, 인코딩된 결과를 송신 채널(12)로 출력한다. 여기서, 제1 인코더(32)는 M-QAM 인코더를 의미한다. 여기서, 초기 상태에서, 제1 인코더(32)는 이전에 결정된 M에 응답하여 인코딩을 수행하고, 정상 상태에서, 궤환 채널(14)을 통해 제1 신호 수신부(16)로부터 전송된 M으로 이전에 인코딩할 때 사용한 M을 갱신하여 인코딩 작업을 수행한다.

이 때, 제1 인코더(32)에서 인코딩된 결과는 송신 채널(12)을 통해 전송되는 동안 잡음(N)에 의해 영향을 받는다. 이 때, 송신 채널(12)은 도 3에 도시된 바와 같이 개념적으로 표현될 수 있다. 여기서, 채널(40)은 제1 인코더(32)에서 인코딩된 결과를 전송하는 부분이고, 합성기(42)는 채널(40)을 통해 전송된 신호를 잡음(N)과 합성하고, 합성된 결과를 제1 신호 수신부(16A)로 출력하는 부분이다. 이와 같이, 제1 인코더(32)에서 인코딩된 결과는 송신 채널(12)을 통과하는 동안 잡음을 갖는다.

도 4는 도 3에 도시된 제1 신호 수신부(16A)에서 수행되며 도 2에 도시된 제22 단계에 대한 본 발명에 의한 실시예를 설명하기 위한 플로우차트로서, 추정한 CNR과 제1 CNR 임계값들을 비교하여 선택신호(S)와 M을 결정하는 단계(제60 및 제62 단계들) 및 결정된 M에 다라 디코딩된 결과를 디멀티플렉싱(demultiplexing)하는 단계(제64 및 제66 단계들)로 이루어진다.

먼저, 제22 단계를 수행하기 위해, 도 3에 도시된 제1 신호 수신부(16A)는 제1 디코더(50), 제1 채널 추정부(52), 제1 M 결정부(54) 및 디멀티플렉싱부(56)로 구성된다. 이러한 구성을 갖는 제1 신호 수신부(16A)의 동작은 다음과 같다.

제20 단계후에, 제1 채널 추정부(52)는 수신 신호의 CNR을 추정하고, 추정된 CNR을 제1 M 결정부(54)로 출력한다(제60 단계).

제60 단계후에, 제1 M 결정부(54)는 제1 채널 추정부(52)에서 추정된 CNR을 제1 CNR 임계값들과 비교하고, 비교된 결과에 상응하여 선택 신호(S) 및 M을 결정하고, 결정된 선택 신호(S) 및 M을 궤환 채널(14)을 통해 제1 신호 전송부(10A)로 출력한다(제62 단계). 이하, 제1 M 결정부(54)에서 수행되는 제62 단계에 대한 본 발명에 의한 바람직한 일 실시예(62A)를 첨부된 도면을 참조하여 다음과 같이 설명한다.

도 5는 도 4에 도시된 제62 단계에 대한 본 발명에 의한 바람직한 일 실시예(62A)를 설명하기 위한 플로우차트로서, CNR과 제1 ∼ 제n 임계값(들)을 비교한 결과에 따라 선택 신호(S)와 M을 결정하는 단계(제80 ∼ 제89 단계들) 및 결정된 선택 신호(S) 및 M을 전송하는 단계(제90 단계)로 이루어진다.

도 5를 참조하면, 제60 단계후에, 추정된 CNR이 제1 임계값보다 적은가를 판단한다(제80 단계). 만일, CNR이 제1 임계값보다 적은 것으로 판단되면, 선택 신호(S)의 레벨을 제1 레벨로서 결정하고, M을 1로 결정한다(제81 단계).

그러나, CNR이 제1 임계값보다 적지 않은 것으로 판단되면, CNR이 제1 임계값 이상이고 제2 임계값 보다 적은가를 판단한다(제82 단계). 만일, CNR이 제1 임계값 이상이고 제2 임계값 보다 적은 것으로 판단되면, 선택 신호(S)의 레벨을 제2 레벨로서 결정하고, M을 2로 결정한다(제83 단계). 이 때, CNR이 제1 임계값 이상 이 아니거나 제2 임계값 보다 적지 않은 것으로 판단되면, 변수 k를 2로 설정한다(제84 단계).

제84 단계후에, CNR이 제k 임계값 이상이고 제k+1 임계값 보다 적은가를 판단한다(제85 단계). 만일, CNR이 제k 임계값 이상이고 제k+1 임계값 보다 적은 것으로 판단되면, 선택 신호(S)의 레벨을 제3 레벨로서 결정하고, M을 2^k으로 결정한다(제89 단계). 전술한 제1, 제2 및 제3 레벨들은 각각 '1', '2' 및 '3'으로 설정될 수 있다.

그러나, CNR이 제k 임계값 이상이 아니거나 제k+1 임계값 보다 적지 않은 것으로 판단되면, k를 1만큼 증가시킨다(제87 단계). 제87 단계후에, k가 n인가를 판단한다(제88 단계). 만일, k가 n이 아닌 것으로 판단되면, 제85 단계로 진행한다. 그러나, k가 n인 것으로 판단되면, 제89 단계로 진행한다. 여기서, n은 CNR이 제n 임계값 이상이고 제n+1 임계값 보다 적게 되는 것을 만족하는 범위내에서 결정된다. 제81, 제83 또는 제86 단계후에, 결정된 레벨을 갖는 선택 신호(S)와 M을 궤환 채널(14)을 통해 제1 신호 전송부(10A)로 전송한다(제90 단계).

따라서, 제1 신호 전송부(10A)는 궤환 채널(14)을 통해 전송되어 입력되는 선택 신호(S)의 레벨이 제1 레벨일 때 두 입력 신호들중 어느 것도 제1 신호 수신부(16A)로 전송하지 않고, 제2 레벨일 때 두 입력 신호들중 하나인 음성 신호만을 전송하고, 제3 레벨일 때 두 입력 신호들을 모두 전송한다. 예를 들면, 제1 신호 전송부(10A)의 멀티플렉싱부(30)는 입력단자 IN1 및 IN2를 통해 각각 입력한 데이 타 신호나 음성 신호를 선택 신호(S)의 레벨이 제1 레벨일 때 제1 인코더(32)로 출력하지 않고, 선택 신호(S)의 레벨이 제2 레벨일 때 음성 신호 1비트 만을 제1 인코더(32)로 출력하고, 선택 신호(S)의 레벨이 제3 레벨일 때 음성 신호 1비트와 데이타 신호 n비트를 제1 인코더(32)로 출력한다.

그러나, 본 발명에 의하면, 도 5에 도시된 바와 달리, CNR과 제1 임계값이 동일하면, 제81 단계로 진행할 수도 있고, CNR이 제2 임계값과 동일하면 제83 단계로 진행할 수 있다. 예컨데, CNR과 제1 임계값이 동일하면 선택 신호(S)는 제1 또는 제2 레벨을 가질 수 있고, CNR과 제2 임계값이 동일하면 선택 신호(S)는 제2 또는 제3 레벨을 가질 수 있다.

한편, 제62 단계후에, 제1 디코더(50)는 제1 M 결정부(54)로부터 입력한 M에 응답하여 수신 신호를 디코딩하고, 디코딩된 결과를 디멀티플렉싱부(56)로 출력한다(제64 단계).

제64 단계후에, 디멀티플렉싱부(56)는 제1 디코더(50)에서 디코딩된 결과를 제1 M 결정부(54)로부터 입력한 선택 신호(S)에 응답하여 디멀티플렉싱한다(제66 단계). 여기서, 멀티플렉싱부(30)에서 음성 신호만이 선택되었다면 디 멀티플렉싱부(56)는 제1 디코더(50)에서 디코딩된 결과를 음성 신호로서 출력단자 OUT1을 통해 출력한다. 그러나, 멀티플렉싱부(30)에서 데이타 신호와 음성 신호가 모두 선택되었다면 디멀티플렉싱부(56)는 제1 디코더(50)에서 디코딩된 결과를 음성 신호 및 데이타 신호로서 출력단자들 OUT1 및 OUT2를 통해 각각 출력한다.

전술한 본 발명에 의한 CNR을 이용한 신호 혼합 통신 장치 및 방법을 종래의 적응적인 UQPSK 방식과 비교하면 다음과 같다. CNR이 작을 때 본 발명은 종래보다 더 좋지 않은 스펙트럼 효율을 가지며, CNR이 클 때 본 발명은 종래보다 더 좋은 스펙트럼 효율을 갖는다. 또한, 입력 신호가 음성 신호일 때 본 발명은 종래와 동일한 정전 확률을 갖지만, 입력 신호가 데이타 신호일 때 본 발명은 종래보다 더 큰 정전 확률을 갖는다. 이와 같이, 입력 신호가 데이타 신호인가 음성 신호인가 및 CNR의 크기가 얼마인가에 따라서, 전술한 본 발명에 의한 CNR을 이용한 신호 혼합 통신 장치 및 방법은 종래보다 더 좋은 성능이나 더 열악한 성능을 가질 수도 있다. 따라서, 종래보다 열악한 성능을 극복하기 위한 본 발명에 의한 CNR을 이용한 신호 혼합 통신 방법 및 그 방법을 수행하는 본 발명에 의한 CNR을 이용한 신호 혼합 통신 장치의 구성 및 동작을 첨부된 도면들을 참조하여 다음과 같이 설명한다.

도 6은 본 발명에 의한 CNR을 이용한 신호 혼합 통신 방법을 설명하기 위한 다른 플로우차트로서, CNR의 크기에 따라 도 2에 도시된 방법 또는 적응적인 UQPSK 방식으로 통신을 수행하는 단계(제100 ∼ 제104 단계들)로 이루어진다.

도 6을 참조하면, 본 발명에 의한 신호 혼합 통신 방법은 도 2에 도시된 방법과 달리, 먼저, 수신 신호의 CNR이 제3 CNR 임계값 이상인가를 판단한다(제100 단계). 만일, 수신 신호의 CNR이 제3 CNR 임계값 이상인 것으로 판단되면, 도 1에 도시된 제1 신호 전송부(10)를 동작시켜 선택 신호(S)를 분석할 결과에 상응하여 두 입력 신호들을 송신 채널(12)을 통해 제1 신호 수신부(16)로 전송하고, 제1 신호 수신부(16)를 동작시켜 선택 신호(S) 및 M을 결정한다(제102 단계). 즉, 수신 신호의 CNR이 제3 CNR 임계값 이상인 것으로 판단되면, 본 발명에 의한 신호 혼합 통신 방법 및 그 방법을 수행하는 장치는 도 2 및 도 1에 각각 도시된 바와 같다.

그러나, 수신 신호의 CNR이 제3 CNR 임계값 보다 적은 것으로 판단되면, 본 발명에 의한 신호 혼합 통신 방법은 다음과 같이 종래의 적응 UQPSK 방식에 의해 두 입력 신호들을 전송 및 수신한다(제104 단계).

도 7은 도 6에 도시된 방법을 수행하는 본 발명에 의한 CNR을 이용한 신호 혼합 통신 장치의 다른 블럭도로서, 경로 결정부(110), 제어부(112), 제1 및 제2 신호 전송부들(10 및 114), 제1 및 제2 신호 수신부들(16 및 116)로 구성된다.

도 7을 참조하면, 제100 단계를 수행하기 위해, 제어부(112)는 송신 채널(12)을 통해 수신된 수신 신호의 CNR과 제3 CNR 임계값을 비교하고, 비교된 결과에 응답하여 제어 신호(C)를 발생하고, 발생된 제어 신호(C)를 궤환 채널(14)을 통해 경로 결정부(110)로 출력한다. 경로 결정부(110)는 입력단자 IN3 및 IN4를 통해 입력한 두 입력 신호들을 궤환 채널(14)을 통해 제어부(112)로부터 입력한 제어 신호(C)에 응답하여 제1 신호 전송부(10) 또는 제2 신호 전송부(114)로 선택적으로 출력한다. 여기서, 제어부(112)는 수신 신호의 CNR이 제3 CNR 임계값 이상인 것으로 인식되면, 경로 결정부(110)가 입력단자 IN3 및 IN4와 제1 신호 전송부(10)를 연결하도록 제어 신호(C)를 발생하고, 송신 채널(12)의 출력을 제1 신호 수신부(16)로 출력한다. 그러나, 수신 신호의 CNR이 제3 CNR 임계값 보다 적은 것으로 인식되면, 제어부(112)는 경로 결정부(110)가 입력단자 IN3 및 IN4와 제2 신호 전송부(114)를 연결하도록 제어 신호(C)를 발생하고, 송신 채널(12)의 출력을 제2 신호 수신부(116)로 출력한다.

이 때, 제102 단계를 수행하는 도 7에 도시된 제1 신호 전송부(10) 및 제1 신호 수신부(16)는 도 1에 도시된 제1 신호 전송부(10) 및 제1 신호 수신부(16)와 동일한 구성을 갖고 동일한 동작을 수행하므로, 그에 대한 설명은 생략한다.

또한, 제104 단계를 수행하기 위해, 제2 신호 전송부(114)는 수신 신호의 CNR이 제3 CNR 임계값 보다 적을 때 경로 결정부(110)로부터 입력한 두 입력 신호들을 송신 채널(12)을 통해 전송하고, 제2 신호 수신부(116)는 송신 채널(12)을 통해 전송되고 제어부(112)를 경유하여 수신된 수신 신호의 CNR을 소정의 제2 CNR 임계값들과 비교하고, 비교한 결과를 분석하여 선택 신호(S) 및 M을 결정하고, 결정된 S 및 M을 궤환 채널(14)을 통해 제2 신호 전송부(114)로 전송한다. 이를 위해, 제2 신호 전송부(114) 및 제2 신호 수신부(116)는 적응적인 UQPSK 방식으로 동작한다. 여기서, 제2 CNR 임계값들은 미리 결정되어 제2 신호 수신부(116)에 저장될 수도 있고, 사용자에 의해 조정될 때 마다 외부로부터 제2 신호 수신부(116)로 입력될 수도 있다. 이러한 제2 CNR 임계값들중 하나인 제1 임계값(γ₁)은 전술한 수학식 1과 같고, 제2 CNR 임계값인 제2 임계값(γ₂)은 다음 수학식 7과 같이 표현될 수 있다.

이 때, 제3 CNR 임계값은 다음 수학식 8과 같이 표현될 수 있다.

본 발명에 의하면, 도 6에 도시된 바와 달리, CNR과 제3 CNR 임계값이 동일하면, 제102 단계가 수행되는 대신에 제104 단계가 수행될 수도 있다. 예컨데, CNR과 제3 CNR 임계값이 동일하면, 본 발명에 의한 신호 혼합 통신 장치는 제1 신호 전송부(10) 및 제1 신호 수신부(16)를 동작시킬 수도 있고, 제2 신호 전송부(114) 및 제2 신호 수신부(116)를 동작시킬 수도 있다.

이하, 도 7에 도시된 제2 신호 전송부(114) 및 제2 신호 수신부(116)의 구성 및 동작에 대해 다음과 같이 살펴본다.

도 8은 도 6에 도시된 제104 단계를 설명하기 위한 플로우차트로서, 두 입력 신호들을 전송하는 단계(제130 단계) 및 수신 신호의 CNR에 따라 선택 신호(S)와 M을 결정하고, 입력 신호를 복원하는 단계(제132 단계)로 이루어진다.

도 9는 도 8에 도시된 방법을 수행하는 본 발명에 의한 신호 혼합 통신 장치의 블럭도로서, 제어부(112), 제2 신호 전송부(114A), 제2 신호 수신부(116A)로 구성된다.

도 9를 참조하면, 도 7에 도시된 제2 신호 전송부(114)의 일 실시예에 해당하는 제2 신호 전송부(114A)는 CNR이 제3 CNR 임계값 보다 적을 때 경로 결정부(110)로부터 입력한 두 입력 신호들을 송신 채널(12)을 통해 제2 신호 수신부(116A)로 전송한다(제130 단계). 이를 위해, 제2 신호 전송부(114A)는 멀티플렉 싱부(148), 제2 인코더(150), 제1, 제2 및 제3 승산기들(152, 154 및 146) 및 가산기(156)로 구성된다.

여기서, 멀티플렉싱부(148)는 궤환 채널(14)을 통해 제2 신호 수신부(116A)로부터 전송된 선택 신호(S)에 응답하여 입력단자들 IN5 및 IN6을 통해 입력된 두 입력 신호들중 적어도 하나를 선택하여 출력하거나 또는 두 입력 신호들을 모두 선택하지 않는다. 이 때, 제2 인코더(150)는 멀티플렉싱부(148)로부터 입력한 두 입력 신호들중 하나인 예를 들면 데이타 신호를 궤환 채널(14)을 통해 제2 신호 수신부(116A)로부터 전송된 M에 응답하여 인코딩하고, 인코딩된 결과를 제1 승산기(152)로 출력한다. 이를 위해, 제2 인코더(150)는 M-ary 진폭 변조(AM) 인코더로 구현될 수 있다. 이 때, 제1 승산기(152)는 제2 인코더(150)에서 인코딩된 결과를 제1 캐리어 신호와 승산하고, 승산된 결과를 가산기(156)로 출력한다. 이 때, 제2 승산기(154)는 멀티플렉싱부(148)로부터 입력한 두 입력 신호들중 다른 하나인 예를 들면 음성 신호를 제2 캐리어 신호와 승산하고, 승산된 결과를 승산기(146)로 출력한다. 승산기(146)는 제2 승산기(154)에서 승산된 결과를 외부로부터 주어지는 이득과 승산하고, 승산된 결과를 가산기(156)로 출력한다. 여기서, 외부에서 주어지는 이득은 '1'보다 적을 수 있으며, 제1 캐리어 신호는 sin(w_ct)(여기서, w_c는 캐리어 주파수를 나타낸다.)가 될 수 있으며, 제2 캐리어 신호는 cos(w_ct)가 될 수 있다. 이 때, 가산기(156)는 제1 승산기(152)에서 승산된 결과와 제3 승산기(154)에서 승산된 결과를 가산하고, 가산된 결과를 송신 채널(12)로 출력한다.

본 발명에 의하면, 제3 승산기(146)는 마련되지 않을 수도 있다. 이 경우, 가산기(156)는 제1 승산기(152)에서 승산된 결과와 제2 승산기(154)에서 승산된 결과를 가산하고, 가산된 결과를 송신 채널(12)을 통해 전송한다. 이 때, 도 9에 도시된 송신 채널(12)은 도 3에 도시된 송신 채널(12)과 동일한 구성과 동작을 가지므로, 그에 대한 설명은 생략한다.

한편, 제130 단계후에, 도 7에 도시된 제2 신호 수신부(116)의 일 실시예에 해당하는 제2 신호 수신부(116A)는 송신 채널(12)을 통해 전송된 수신 신호의 CNR을 소정의 제2 CNR 임계값들과 비교하고, 비교한 결과를 분석하여 선택 신호(S) 및 M을 결정하며, 결정된 S 및 M을 궤환 채널(14)을 통해 제2 신호 전송부(114A)로 전송한다(제132 단계). 여기서, 제어부(112)는 송신 채널(12)로부터 출력되는 신호로부터 CNR을 추정하고, 추정된 CNR과 제3 CNR 임계값을 비교하여 제어 신호(C)를 발생하고, 발생된 제어 신호(C)를 궤환 채널(14)로 출력한다. 여기서, 전술한 바와 같이, 제어부(112)는 수신 신호의 CNR이 제3 CNR 임계값 이상인 것으로 인식되면 송신 채널(12)의 출력을 제1 신호 수신부(16)로 출력단자 OUT5를 통해 출력하고, 수신 신호의 CNR이 제3 CNR 임계값 보자 적은 것으로 인식되면 송신 채널(12)의 출력을 제2 신호 수신부(116A)로 출력한다. 제132 단계를 수행하기 위해, 제2 신호 전송부(114A)는 도 9에 도시된 바와 같이 제3 및 제4 승산기들(170 및 172), 제2 및 제3 디코더들(174 및 176), 제2 채널 추정부(178), 제2 M 결정부(180) 및 디멀티플렉싱부(182)로 구성된다.

도 10은 도 9에 도시된 제2 신호 수신부(116A)에서 수행되며, 도 8에 도시된 제132 단계에 대한 본 발명에 의한 실시예를 설명하기 위한 플로우차트로서, 추정한 CNR을 제2 CNR 임계값들과 비교한 결과로부터 두 입력 신호들을 복원하는 단계(제190 ∼ 제196 단계들)로 이루어진다.

도 10을 참조하면, 제2 채널 추정부(178)는 제130 단계후에, 수신 신호의 CNR을 추정하고, 추정된 CNR을 제2 M 결정부(180)로 출력한다(제190 단계). 제190 단계후에, 제2 M 결정부(180)는 제2 채널 추정부(178)에서 추정된 CNR을 제2 CNR 임계값들과 비교하고, 비교된 결과로부터 선택 신호(S) 및 M을 결정하고, 결정된 S 및 M을 궤환 채널(14)로 출력하고, 결정된 M을 제2 디코더(174)로 출력한다(제192 단계).

본 발명에 의하면, 제2 채널 추정부(178)가 마련되지 않을 수도 있다. 이 경우, CNR은 제어부(112)에서 추정되고, 추정된 CNR은 제2 M 결정부(180)로 출력되며, 제2 M 결정부(180)는 제어부(112)로부터 입력한 추정된 CNR과 제2 CNR 임계값을 비교하여 선택 신호(S)와 M을 결정한다.

이하, 제2 M 결정부(180)에서 수행되는 제192 단계에 대한 본 발명에 의한 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 다음과 같이 설명한다.

도 11은 도 10에 도시된 제192 단계에 대한 본 발명에 의한 실시예(192A)를 설명하기 위한 플로우차트로서, 수신 신호의 CNR에 따라 선택 신호(S)와 M을 결정하는 단계(제210 ∼ 제218 단계들) 및 결정된 선택 신호(S) 및 M을 전송하는 단계(제220 단계)로 이루어진다.

도 11을 참조하면, 제190 단계후에, 추정된 CNR이 제1 임계값보다 적은가를 판단한다(제210 단계). 만일, CNR이 제1 임계값보다 적은 것으로 판단되면, 선택 신호(S)의 레벨을 제1 레벨로서 결정하고, M을 1로 결정한다(제212 단계). 그러나, CNR이 제1 임계값보다 적지 않은 것으로 판단되면, CNR이 제1 임계값 이상이고 제2 임계값 보다 적은가를 판단한다(제214 단계). 이 때, CNR이 제1 임계값 이상이고 제2 임계값 보다 적은 것으로 판단되면, 선택 신호(S)의 레벨을 제2 레벨로서 결정하고, M을 2로 결정한다(제216 단계). 그러나, CNR이 제1 임계값 이상이 아니거나 제2 임계값보다 적지 않은 것으로 판단되면, 선택 신호(S)의 레벨을 제3 레벨로서 결정하고, M을 4로 결정한다(제218 단계).

제212, 제216 또는 제218 단계후에, 제2 M 결정부(180)는 결정된 레벨을 갖는 선택 신호(S) 및 M을 궤환 채널(14)을 통해 제2 신호 전송부(114A)로 전송하는 한편, 결정된 선택 신호(S)를 제2 디코더(174)로 출력한다(제220 단계).

또한, 본 발명에 의하면, 도 11에 도시된 바와 달리, CNR과 제1 임계값이 동일하면 제212 단계로 진행할 수도 있다. 따라서, CNR과 제1 임계값이 동일하면, 선택 신호(S)의 레벨은 제1 또는 제2 레벨로 결정될 수 있고, M은 1 또는 2로 결정될 수 있다. 또한, CNR과 제2 임계값이 동일하면 제218 단계로 진행할 수도 있다. 예컨데, CNR과 제2 임계값이 동일하면 선택 신호(S)의 레벨은 제2 또는 제3 레벨로 결정될 수 있고, M은 2 또는 4로 결정할 수 있다.

전술한 도 11에 도시된 제192A 단계에 대한 설명에서 언급된 제1 및 제2 임계값들은 예를 들면 전술한 수학식 1 및 7과 같이 표현될 수 있다.

한편, 제192 단계후에, 제2 신호 수신부(116A)는 수신 신호를 제1 캐리어 신 호와 승산한 결과를 디코딩하여 두 입력 신호들중 하나를 복원하고, 수신 신호를 제2 캐리어 신호와 승산한 결과를 디코딩하여 두 입력 신호들중 다른 하나를 복원한다(제194 단계). 이를 위해, 제2 신호 수신부(116A)는 제4 및 제5 승산기들(170 및 172), 제2 및 제3 디코더들(174 및 176) 및 디멀티플렉싱부(182)를 마련할 수 있다.

여기서, 제4 승산기(170)는 제어부(112)로부터 출력되는 수신 신호를 제1 캐리어 신호와 승산하고, 승산된 결과를 제2 디코더(174)로 출력한다. 제5 승산기(172)는 수신 신호를 제2 캐리어 신호와 승산하고, 승산된 결과를 제3 디코더(176)로 출력한다. 이 때, 제2 디코더(174)는 제4 승산기(170)에서 승산된 결과를 제2 M 결정부(180)에서 결정된 M에 응답하여 디코딩하고, 디코딩된 결과를 디멀티플렉싱부(182)로 출력한다. 이를 위해, 제2 디코더(174)는 M-ary AM 디코더로 구현될 수 있다. 제3 디코더(176)는 제5 승산기(172)에서 승산된 결과를 디코딩하고, 디코딩된 결과를 디멀티플렉싱부(182)로 출력한다. 이를 위해, 제3 디코더(176)는 이진 위상 쉬프트 키잉(BPSK) 디코더로 구현될 수 있다.

전술한 M-QAM 인코더, M-QAM 디코더, M-ary AM 인코더, M-ary AM 디코더 및 BPSK 디코더에 대해서는 "Digital communications"라는 제목으로 1995년도에 Mc-Graw hill 출판사에 의해 출간되고 J.G. Proakis에 의해 저술된 책의 페이지 233 ∼ 282 쪽에 개시되어 있다.

한편, 제194 단계후에, 디코딩된 결과들을 선택 신호(S)에 상응하여 디멀티플렉싱한다(제196 단계). 이를 위해, 디멀티플렉싱부(182)는 제2 및 제3 디코더들(174 및 176)에서 디코딩된 결과들을 제2 M 결정부(180)로부터 출력되는 선택 신호(S)에 응답하여 출력단자 OUT3 및 OUT4를 통해 두 입력 신호들을 복원한 신호들로서 출력한다.

이하, 전술한 도 1 및 도 2에 도시된 본 발명에 의한 신호 혼합 통신 장치와 종래의 적응적인 UQPSK 방식을 첨부된 도면들을 참조하여 다음과 같이 설명한다.

먼저, 도 1에 도시된 송신 채널(12)이 천천히 변하는 특성을 갖는 플랫 패이딩 채널에 해당하고, 채널 페이딩 진폭, 신호 전력(P), 신호 대역폭(W) 및 잡음 전력 밀도(N₀)(Watt/㎐)이 주어진다면, CNR은 P/N₀W로 표현된다. 만일, 페이딩 진폭이 나가미(Nakagami)-m(여기서, m은 패이딩 파라미터를 나타낸다.) 확률 밀도 함수(PDF:Probability Density Function)라고 가정하면, CNR은 다음 수학식 9와 같이 표현되는 확률 분포 함수[P_γ(γ)]에 따른다.

여기서,

는 평균 CNR을 나타내고, Γ(.)는 감마 함수를 나타내며, γ는 CNR을 각각 나타낸다.

다양한 나가미 패이딩 파라미터(m) 및 정전 확률에 대한, 본 발명에 의한 신호 혼합 통신 장치 및 방법에 의해 구한 임계값들과 종래의 적응적인 UQPSK 방식에 의해서 구한 임계값들은 BER_v와 BER_d가 각각 10^-2및 10^-4라고 가정하면 다음 표 1과 같이 대비된다.

	음성 신호	1비트 데이타신호	2비트 데이타신호	3비트 데이타 신호	4비트 데이타신호	5비트 데이타 신호
본 발명	4.3	11.8	15.5	18.8	21.9	25.0
종래의 UQPSK	4.3	9.8	15.7	21.7	27.7	33.7

표 1로부터 알 수 있듯이, 본 발명에 의한 신호 혼합 통신 장치 및 방법은 종래의 적응적인 UQPSK보다 1 비트 데이타 전송을 위해 더 높은 CNR을 요구한다. 그러나, 1 비트 이상의 데이타를 전송하기 위해 더 낮은 CNR을 요구하며, 이러한 CNR의 차이는 수신 신호의 CNR이 더 높아짐에 따라 두드러진다. 게다가, 음성 신호의 경우, 본 발명은 종래와 동일한 CNR 임계값을 갖는다. 이러한 사실은 음성 신호에 대해 본 발명은 종래의 방식과 동일한 정전 확률을 갖는다는 것을 의미한다. 요구되는 CNR이 γ₁보다 적을 때 음성 신호는 전송될 수 없고 요구되는 CNR이 γ₂보다 적을 때 데이타 신호는 전송될 수 없기 때문에, 음성 신호와 데이타 신호에 대한 정전 확률들(P_out ^v 및 P_out ^d)은 다음 수학식 10과 같이 표현될 수 있다.

여기서, Γ(a, x)는 다음 수학식 11과 같이 표현된다.

도 12는 본 발명에 의한 신호 혼합 통신 장치 및 방법과 종래의 적응적인 UQPSK 방식의 정전 확률을 비교하는 그래프로서, 점선은 m=1인 경우를 나타내고, 실선은 m=4인 경우를 각각 나타낸다.

도 12를 참조하면, 데이타 신호의 경우, 본 발명에 의한 신호 혼합 통신 장치 및 방법(254 및 256)은 종래의 적응적인 UQPSK 방식(258 및 260)보다 더 높은 P_out ^d를 갖는다. 그러나, 시간 지연 제약 때문에, 정전 확률은 음성 신호의 경우 더 중요하며, 도 12에 도시된 바와 같이, 음성 신호(250 및 252)에 대해 본 발명과 종래의 방식은 동일한 P_out ^v를 가짐을 알 수 있다.

평균 CNR(

)에서, 1 비트의 음성 신호는 정전(outage)을 제외하면 일정하게 전송되기 때문에 음성 신호에 대한 평균적인 스펙트럴 효율은 1-P_out ^v와 같다. 이 때, 데이타 신호에 대한 평균 스펙트럴 효율(E_d)은 다음 수학식 12와 같이 표현된다.

여기서, a_n은 다음 수학식 13과 같이 표현된다.

도 13은 나가미 페이딩에서, 음성 신호와 데이타 신호에 대한 스펙트럴 효율을 나타내는 그래프로서, 횡축은 평균 CNR(

)을 나타내고, 종축은 스펙트럴 효율을 각각 나타내며, a는 m=4인 경우를 나타내고, b는 m=1인 경우를 나타내고, 실선은 종래의 적응적인 UQPSK 방식을 나타내고, 점선은 본 발명에 의한 신호 혼합 통신 장치 및 방법을 나타내며, 참조부호 280은 음성 신호를 나타낸다.

도 13을 참조하면, 15dB 이상의 높은 CNR에서, 본 발명에 의한 신호 혼합 통신 장치 및 방법은 종래의 적응적인 UQPSK 방식보다 더 좋은 스펙트럴 효율을 갖는다. 예를 들면, 5레벨(64QAM)(284) 및 m=1에서, 레일레이(Rayleigh) 패이딩 채널의 경우, 평균 CNR이 25dB를 초과할 때, 본 발명에 의한 신호 혼합 통신 장치 및 방법은 1 비트 이상의 데이타 신호를 전송할 수 있다. 여기서, 레벨이란, 단위 심볼당 전송될 수 있는 데이타의 최대 개수를 의미한다. 게다가, 이러한 차는 페이딩이 덜 심각하고 레벨이 더 높아짐에 따라 예를 들면 3레벨(282)로부터 5레벨(284)이 됨에 따라 더욱 두드러진다.(용량 간격은 m=4의 경우, 1.5비트가 된다.)

결국, 본 발명에 의한 캐리어 대 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 장치 및 방법은 수신 신호의 CNR이 낮을 경우 도 7에 도시된 바와 같이 구현되고, CNR이 높 을 경우 도 1에 도시된 바와 같이 구현된다. 그러므로, CNR이 낮을 경우에, 도 1에 도시된 장치가 갖는 열악한 성능이 도 7에 도시된 장치에 의해 극복될 수 있다. 즉, 도 6 및 도 7에 각각 도시된 본 발명에 의한 신호 혼합 통신 방법 및 장치는 CNR이 낮을 때 종래의 적응적인 UQPSK와 비슷한 스펙트럴 효율을 갖고, CNR이 높을 때 종래의 적응적인 UQPSK보다 좋은 스펙트럴 효율을 가지며, 정전 확률은 음성 신호나 데이타 신호나 종래의 적응적인 UQPSK와 유사하다.

이상에서 설명한 바와 같이, 본 발명에 의한 캐리어 대 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 장치 및 방법은 복잡한 알고리즘을 사용하는 종래의 적응적인 UQPSK 방식과 달리 서로 다른 전송 특성을 갖는 두 입력 신호들중 하나인 예를 들면 음성 신호에 대해서는 시간 지연 제약 조건을 만족시키고, 두 입력 신호들중 다른 하나인 예를 들면 데이타 신호에 대해서는 높은 스펙트럴 효율을 만족시키며, 특히 높은 CNR에서 종래의 방식보다 좋은 스펙트럴 효율을 갖는 잇점이 있다.

Claims

선택 신호에 응답하여, 서로 다른 전송 특성을 갖는 두 입력 신호들중 적어도 하나를 송신 채널을 통해 전송하거나 상기 두 입력 신호들을 모두 전송하지 않는 제1 신호 전송부; 및

상기 송신 채널을 통해서 전송된 신호를 수신 신호로서 수신하고, 상기 수신 신호의 캐리어 대 잡음비(CNR)를 소정의 제1 CNR 임계값들과 비교하고, 비교된 결 과를 분석하여 상기 선택 신호 및 컨스텔레이션 포인트의 개수(M)를 결정하며, 결정된 상기 선택 신호 및 상기 M을 상기 제1 신호 전송부로 궤환 채널을 통해 전송하는 제1 신호 수신부를 구비하고,

상기 송신 채널은 잡음에 의해 영향을 받을 수 있는 플랫한 페이딩 채널에 해당하고, 상기 제1 신호 전송부 및 상기 제1 신호 수신부는 적응적인 쿼드러쳐 진폭 변조 방식으로 동작하는 것을 특징으로 하는 캐리어 대 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 장치.
제1 항에 있어서 상기 두 입력 신호들은 데이타 신호와 음성 신호에 해당하는 것을 특징으로 하는 캐리어 대 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 장치.
제1 항에 있어서, 상기 송신 채널의 상황은 상기 선택 신호가 발생되는데 소요되는 시간보다 적어도 긴 시간 동안 변하지 않는 것을 특징으로 하는 캐리어 대 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 장치.
제2 항에 있어서, 상기 전송 특성은 비트 에러 율에 해당하는 것을 특징으로 하는 캐리어 대 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 장치.
제4 항에 있어서, 상기 전송 특성은 상기 비트 에러 율 및 실시간 지연 제약에 해당하는 것을 특징으로 하는 캐리어 대 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 장치.
제1 항에 있어서, 상기 제1 신호 전송부는

상기 선택 신호에 응답하여 상기 두 입력 신호들중 적어도 하나를 선택하여 출력하거나 또는 상기 두 입력 신호들을 모두 선택하지 않는 멀티플렉싱부; 및

상기 멀티플렉싱부로부터 입력한 신호를 상기 궤환 채널을 통해 전송된 상기 M에 응답하여 인코딩하고, 인코딩된 결과를 상기 송신 채널로 출력하는 제1 인코더를 구비하는 것을 특징으로 하는 캐리어 대 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 장치.
제6 항에 있어서, 상기 제1 신호 수신부는

상기 수신 신호의 상기 CNR을 추정하고, 추정된 상기 CNR을 출력하는 제1 채널 추정부;

추정된 상기 CNR을 상기 제1 CNR 임계값들과 비교하고, 비교된 결과에 상응하여 상기 선택 신호 및 상기 M을 결정하고, 결정된 상기 선택 신호 및 상기 M을 상기 궤환 채널로 출력하는 제1 M 결정부;

상기 제1 M 결정부로부터 입력한 상기 M에 응답하여 상기 수신 신호를 디코딩하고, 디코딩된 결과를 출력하는 제1 디코더; 및

상기 제1 디코더에서 디코딩된 결과를 상기 선택 신호에 응답하여 디멀티플렉싱하는 디멀티플렉싱부를 구비하는 것을 특징으로 하는 캐리어 대 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 장치.
제4 항에 있어서, 상기 제1 CNR 임계값들은 아래와 같이 표현되는 제1, 제2, 제n 및 제n+1 임계값들(γ₁, γ₂, γ_n및 γ_n+1)에 해당하는 것을 특징으로 하는 캐리어 대 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 장치.

,
,

,

(여기서, n은 상기 데이타 신호의 비트 수를 나타내고, BER_d는 상기 데이타 신호의 상기 비트 에러 율을 나타내고, BER_v는 상기 음성 신호의 상기 비트 에러 율을 각각 나타낸다.)
제1 항 또는 제8 항에 있어서, 상기 CNR을 이용한 신호 혼합 통신 장치에서 수행되는 신호 혼합 통신 방법에 있어서,

(a) 상기 궤환 채널을 통해 전송된 상기 선택 신호를 분석하고, 분석한 결과에 상응하여 상기 두 입력 신호들중 적어도 하나를 상기 제1 신호 수신부로 전송하거나 상기 두 입력 신호들을 모두 전송하지 않는 단계; 및

(b) 상기 수신 신호의 CNR을 상기 제1 CNR 임계값들과 비교하고, 비교된 결과를 분석하여 상기 선택 신호 및 상기 M을 결정하고, 결정된 상기 선택 신호 및 상기 M을 상기 궤환 채널을 통해 상기 제1 신호 전송부로 전송하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 캐리어 대 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 방법.
제9 항에 있어서, 상기 (a) 단계는

(a1) 상기 궤환 채널을 통해 전송된 상기 선택 신호에 상응하여 상기 두 입력 신호들을 적어도 하나 선택하거나 상기 두 입력 신호들을 모두 선택하지 않는 멀티플렉싱을 수행하는 단계;

(a2) 상기 (a1) 단계에서 선택된 결과를 상기 (b) 단계에서 결정된 상기 M에 따라 인코딩하고, 인코딩된 결과를 상기 송신 채널을 통해 상기 제1 신호 수신부로 전송하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 캐리어 대 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 방법.
제10 항에 있어서, 상기 (b) 단계는

(b1) 상기 수신 신호의 상기 CNR을 추정하는 단계;

(b2) 추정된 상기 CNR을 상기 제1 CNR 임계값들과 비교하고, 비교된 결과로부터 상기 선택 신호 및 상기 M을 결정하여 상기 궤환 채널을 통해 전송하는 단계;

(b3) 상기 수신 신호를 상기 M에 상응하여 디코딩하는 단계; 및

(b4) 상기 디코딩된 결과를 상기 선택 신호에 상응하여 디멀티플렉싱하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 캐리어 대 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 방법.
제11 항에 있어서, 상기 (b2) 단계는

(b21) 추정된 상기 CNR이 상기 제1 임계값보다 적은가를 판단하는 단계;

(b22) 상기 CNR이 상기 제1 임계값보다 적은 것으로 판단되면, 상기 선택 신호의 레벨을 제1 레벨로서 결정하는 단계;

(b23) 상기 CNR이 상기 제1 임계값보다 적지 않은 것으로 판단되면, 상기 CNR이 상기 제1 임계값 이상이고 상기 제2 임계값 보다 적은가를 판단하는 단계;

(b24) 상기 CNR이 상기 제1 임계값 이상이고 상기 제2 임계값 보다 적은 것으로 판단되면, 상기 선택 신호의 레벨을 제2 레벨로서 결정하는 단계;

(b25) 상기 CNR이 상기 제1 임계값 이상이 아니거나 상기 제2 임계값 보다 적지 않은 것으로 판단되면, 변수 k를 2로 설정하는 단계;

(b26) 상기 CNR이 상기 제k 임계값 이상이고 상기 제k+1 임계값 보다 적은가를 판단하는 단계;

(b27) 상기 CNR이 상기 제k 임계값 이상이고 상기 제k+1 임계값 보다 적은 것으로 판단되면, 상기 선택 신호의 레벨을 제3 레벨로서 결정하는 단계;

(b28) 상기 CNR이 상기 제k 임계값 이상이 아니거나 상기 제k+1 임계값 보다 적지 않은 것으로 판단되면, k를 1만큼 증가시키는 단계;

(b29) k가 n인가를 판단하고, k가 n이 아닌 것으로 판단되면 상기 (b26) 단계로 진행하고, k가 n인 것으로 판단되면 상기 (b27) 단계로 진행하는 단계; 및

(b30) 상기 (b22), 상기 (24) 또는 상기 (27) 단계후에, 결정된 레벨을 갖는 상기 선택 신호를 상기 궤환 채널을 통해 상기 제1 신호 전송부로 전송하는 단계를 구비하고,

상기 (a) 단계는 상기 제1 레벨을 갖는 상기 선택 신호가 입력될 때 상기 두 입력 신호들을 모두 전송하지 않고, 상기 제2 레벨을 갖는 상기 선택 신호가 입력될 때 상기 두 입력 신호들중 하나인 음성 신호만을 전송하고, 상기 제3 레벨을 갖는 상기 선택 신호가 입력될 때 상기 두 입력 신호들을 모두 전송하는 것을 특징으로 하는 캐리어 대 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 방법.
제12 항에 있어서, 상기 M은 상기 (b22) 단계에서 1로 결정되고 상기 (b24) 단계에서 2로 결정되고, 상기 (b27) 단계에서 2^k으로 결정되며, n은 상기 CNR이 상기 제n 임계값 이상이고 상기 제n+1 임계값 보다 적게 되는 것을 만족하는 범위내에서 결정되는 것을 특징으로 하는 캐리어 대 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 방법.
제1 항에 있어서, 상기 캐리어 대 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 장치에 있어서,

상기 두 입력 신호들을 상기 송신 채널을 통해 전송하는 제2 신호 전송부;

상기 송신 채널을 통해 상기 제2 신호 전송부로부터 전송된 신호를 상기 수신 신호로서 수신하고, 수신된 상기 수신 신호의 CNR을 소정의 제2 CNR 임계값들과 비교하고, 비교된 결과로부터 상기 선택 신호(S)와 상기 M을 결정하며, 결정된 상기 S 및 상기 M을 상기 궤환 채널을 통해 상기 제2 신호 전송부로 전송하는 제2 신 호 수신부;

제어 신호에 응답하여 상기 두 입력 신호들을 상기 제1 신호 전송부 또는 상기 제2 신호 전송부로 선택적으로 출력하는 경로 결정부; 및

상기 송신 채널을 통해 전송된 신호로부터 상기 CNR을 추정하고, 추정된 상기 CNR을 제3 임계값과 비교하고, 비교된 결과에 응답하여 상기 송신 채널을 통해 전송된 신호를 상기 제1 신호 수신부 또는 상기 제2 신호 수신부로 출력하고, 추정된 상기 CNR로부터 상기 제어 신호를 발생하여 상기 궤환 채널을 통해 상기 경로 결정부로 출력하는 제어부를 구비하고,

상기 제2 신호 전송부 및 상기 제2 신호 수신부는 적응적인 불균형 쿼드러쳐 위상 쉬프트 키잉 방식으로 동작하는 것을 특징으로 하는 캐리어 대 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 장치.
제14 항에 있어서, 상기 제2 신호 전송부는

상기 궤환 채널을 통해 상기 제2 신호 수신부로부터 전송된 상기 선택 신호에 응답하여 상기 두 입력 신호들중 적어도 하나를 선택하여 출력하거나 또는 상기 두 입력 신호들을 모두 선택하지 않는 멀티플렉싱부;

상기 멀티플렉싱부로부터 입력한 신호를 상기 궤환 채널을 통해 상기 제2 신호 수신부로부터 전송된 상기 M에 응답하여 인코딩하는 제2 인코더;

상기 제2 인코더에서 인코딩된 결과를 제1 캐리어 신호와 승산하고, 승산된 결과를 출력하는 제1 승산기;

상기 두 입력 신호들중 다른 하나를 제2 캐리어 신호와 승산하고, 승산된 결과를 출력하는 제2 승산기; 및

상기 제1 승산기에서 승산된 결과와 상기 제2 승산기에서 승산된 결과를 가산하고, 가산된 결과를 상기 송신 채널로 출력하는 가산기를 구비하는 것을 특징으로 하는 캐리어 대 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 장치.
제15 항에 있어서, 상기 제2 신호 전송부는

상기 제2 승산기에서 승산된 결과와 외부로부터 입력한 이득을 승산하고, 승산된 결과를 출력하는 제3 승산기를 더 구비하고,

상기 가산기는 상기 제1 승산기에서 승산된 결과와 상기 제3 승산기에서 승산된 결과를 가산하고, 가산된 결과를 상기 송신 채널로 출력하는 것을 특징으로 하는 캐리어 대 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 장치.
제16 항에 있어서, 상기 이득은 1보다 적은 것을 특징으로 하는 캐리어 대 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 장치.
제15 항에 있어서, 상기 제2 신호 수신부는

상기 제어부로부터 입력한 상기 수신 신호를 상기 제1 캐리어 신호와 승산하고, 승산된 결과를 출력하는 제4 승산기;

상기 제어부로부터 입력한 상기 수신 신호를 상기 제2 캐리어 신호와 승산하 고, 승산된 결과를 출력하는 제5 승산기;

상기 제4 승산기에서 승산된 결과를 디코딩하고, 디코딩된 결과를 출력하는 제2 디코더;

상기 제5 승산기에서 승산된 결과를 디코딩하고, 디코딩된 결과를 출력하는 제3 디코더;

상기 제어부에서 추정된 상기 CNR을 상기 제2 CNR 임계값들과 비교하고, 비교된 결과에 상응하여 상기 M과 상기 선택 신호를 결정하고, 결정된 상기 M과 상기 선택 신호를 상기 궤환 채널로 출력하는 제2 M 결정부; 및

상기 제2 및 상기 제3 디코더들에서 디코딩된 결과들을 상기 선택 신호에 응답하여 출력하는 디멀티플렉싱부를 구비하는 것을 특징으로 하는 캐리어 대 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 장치.
제18 항에 있어서, 상기 제2 신호 수신부는

상기 제어부로부터 입력한 상기 수신 신호의 상기 CNR을 추정하고, 추정된 상기 CNR을 상기 제2 M 결정부로 출력하는 제2 채널 추정부를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 캐리어 대 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 장치.
제14 항에 있어서, 상기 제2 CNR 임계값들은 아래와 같이 표현되는 제1 및 제2 임계값들(γ₁및 γ₂)에 해당하는 것을 특징으로 하는 캐리어 대 잡음비를 이용 한 신호 혼합 통신 장치.

,

(여기서, BER_d는 상기 데이타 신호의 상기 비트 에러 율을 나타내고, BER_v는 음성 신호의 상기 비트 에러 율을 각각 나타내고, 상기 데이타 신호 및 상기 음성 신호는 상기 두 입력 신호들에 해당한다.)
제14 항 또는 제20 항에 있어서, 상기 CNR을 이용한 신호 혼합 통신 장치에서 수행되는 신호 혼합 통신 방법에 있어서,

(a) 상기 CNR이 제3 CNR 임계값 이상인가를 판단하는 단계;

(b) 상기 CNR이 상기 제3 CNR 임계값 이상인 것으로 판단되면, 상기 제1 신호 전송부를 동작시켜 상기 선택 신호를 분석할 결과에 상응하여 상기 두 입력 신호들을 전송하고, 상기 제1 신호 수신부를 동작시켜 상기 선택 신호 및 상기 M을 결정하는 단계; 및

(c) 상기 CNR이 상기 제3 CNR 임계값 보다 적은 것으로 판단되면, 상기 제2 신호 전송부를 동작시켜 상기 선택 신호를 분석한 결과에 상응하여 상기 두 입력 신호들을 전송하고, 상기 제2 신호 수신부를 동작시켜 상기 선택 신호 및 상기 M을 결정하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 캐리어 대 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 방법.
제21 항에 있어서, 상기 (c) 단계는

(c1) 상기 CNR이 상기 제3 CNR 임계값 보다 적은 것으로 판단되면, 상기 두 입력 신호들을 상기 송신 채널을 통해 전송하는 단계; 및

(c2) 상기 송신 채널을 통해 전송된 상기 수신 신호의 CNR을 소정의 제2 CNR 임계값들과 비교하고, 비교한 결과를 분석하여 상기 선택 신호 및 상기 M을 결정하고, 결정된 상기 선택 신호 및 상기 M을 상기 궤환 채널을 통해 전송하는 단계를 구비하는 특징으로 하는 캐리어 대 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 방법.
제22 항에 있어서, 상기 (c1) 단계는

(c11) 상기 CNR이 상기 제3 CNR 임계값 보다 적은 것으로 판단되면, 상기 궤환 채널을 통해 전송된 상기 선택 신호에 상응하여 상기 두 입력 신호들을 적어도 하나 선택하거나 상기 두 입력 신호들을 모두 선택하지 않는 멀티플렉싱을 수행하는 단계;

(c12) 상기 (c11) 단계에서 선택된 결과들중 하나를 상기 (c2) 단계에서 결정된 상기 M에 따라 인코딩하는 단계;

(c13) 상기 인코딩된 결과를 제1 캐리어 신호와 승산하고, 상기 선택된 결과들중 다른 하나를 제2 캐리어 신호와 승산하는 단계; 및

(c14) 상기 승산된 결과들을 가산하고, 가산된 결과를 상기 송신 채널을 통해 전송하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 캐리어 대 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 방법.
제23 항에 있어서, 상기 (c1) 단계는

상기 (13) 단계후에, 상기 제2 캐리어 신호와 승산된 결과를 이득과 승산하는 단계를 더 구비하고,

상기 (c14) 단계는 상기 이득과 승산된 결과와 상기 제1 캐리어 신호와 승산된 결과를 가산하고, 가산된 결과를 상기 송신 채널을 통해 전송하는 것을 특징으로 하는 캐리어 대 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 방법.
제22 항에 있어서, 상기 (c2) 단계는

(c21) 상기 수신 신호의 상기 CNR을 추정하는 단계;

(c22) 추정된 상기 CNR을 상기 제2 CNR 임계값들과 비교하고, 비교된 결과로부터 상기 선택 신호 및 상기 M을 결정하고, 결정된 상기 선택 신호 및 상기 M을 상기 궤환 채널을 통해 전송하는 단계;

(c23) 상기 수신 신호를 상기 제1 캐리어 신호와 승산한 결과를 상기 M에 상응하여 디코딩하고, 상기 수신 신호를 상기 제2 캐리어 신호와 승산한 결과를 디코딩하는 단계; 및

(c24) 상기 디코딩된 결과들을 상기 선택 신호에 상응하여 디멀티플렉싱하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 캐리어 대 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 방법.
제25 항에 있어서, 상기 (c22) 단계는

(c221) 추정된 상기 CNR이 상기 제1 임계값보다 적은가를 판단하는 단계;

(c222) 상기 CNR이 상기 제1 임계값보다 적은 것으로 판단되면, 상기 선택 신호의 레벨을 제1 레벨로서 결정하는 단계;

(c223) 상기 CNR이 상기 제1 임계값보다 적지 않은 것으로 판단되면, 상기 CNR이 상기 제1 임계값 이상이고 상기 제2 임계값 보다 적은가를 판단하는 단계;

(c224) 상기 CNR이 상기 제1 임계값 이상이고 상기 제2 임계값 보다 적은 것으로 판단되면, 상기 선택 신호의 레벨을 제2 레벨로서 결정하는 단계;

(c225) 상기 CNR이 상기 제1 임계값 이상이 아니거나 상기 제2 임계값보다 적지 않은 것으로 판단되면, 상기 선택 신호의 레벨을 제3 레벨로서 결정하는 단계; 및

(c226) 상기 (c222) 단계, 상기 (c224) 단계 또는 상기 (c225) 단계후에, 결정된 레벨을 갖는 상기 선택 신호 및 상기 M을 상기 궤환 채널을 통해 전송하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 캐리어 대 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 방법.
제26 항에 있어서, 상기 (c222) 단계는 상기 M을 1로 결정하고, 상기 (c224) 단계는 상기 M을 2로 결정하고, 상기 (c225) 단계는 상기 M을 4로 결정하는 것을 특징으로 하는 캐리어 댈 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 방법.
제21 항에 있어서, 상기 제3 CNR 임계값은
(여기서, BER_d는 상기 두 입력 신호들중 하나인 데이타 신호의 비트 에러 율을 나타낸다.)인 것을 특징으로 하는 캐리어 대 잡음비를 이용한 신호 혼합 통신 방법.