KR100468830B1 - Receiver and narrowband noise elimination method with narrowband noise cancellation in ultrafast digital subscriber beam system - Google Patents
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Abstract
본 발명은 초고속 디지탈 가입자선 시스템에서 협대역 잡음 제거기능을 갖는 수신장치 및 협대역 잡음 제거방법을 개시한다. 정보원로부터 통신 채널을 통해 전송되는 데이타를 수신하는 가입자측에서의 초고속 디지탈 가입자선 시스템에서 협대역 잡음 제거기능을 갖는 수신장치는, 통신 채널을 통해 수신된 신호로부터 상관이 높은 신호를 협대역 잡음으로서 추출하고, 추출된 신호를 수신된 신호로부터 제거하는 협대역 잡음 제거수단, 협대역 잡음 제거수단으로부터 출력된 협대역 잡음이 제거된 신호의 왜곡을 보상하는 등화부, 클립 레벨의 차를 작게 하여 등화부의 출력을 슬라이싱하는 슬라이서 및 슬라이서의 출력을 디코딩하여 정보원으로부터 전송된 데이타로서 복원하는 디코더를 구비하는 것을 특징으로 한다.The present invention discloses a receiver and a narrowband noise canceling method having a narrowband noise canceling function in a high speed digital subscriber line system. In a high-speed digital subscriber line system at a subscriber that receives data transmitted through a communication channel from an information source, a receiver having a narrowband noise canceling function extracts a high correlation signal from a signal received through a communication channel as narrowband noise. A narrowband noise removing means for removing the extracted signal from the received signal, an equalizer for compensating for distortion of the signal from which the narrowband noise is removed from the narrowband noise removing means, and an output of the equalizer by reducing the difference in clip levels And a decoder for decoding the slicer and decoding the output of the slicer as data transmitted from the information source.
Description
본 발명은 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 초고속 디지탈 가입자선 시스템에서 협대역 잡음 제거기능을 갖는 수신장치 및 협대역 잡음 제거방법에 관한 것이다. The present invention relates to a communication system, and more particularly, to a receiver and a narrowband noise canceling method having a narrowband noise canceling function in a high speed digital subscriber line system.
정보 전송의 요구가 증가됨에 따라 고속 데이타를 전송할 수 있는 방법이 계속 연구되고 있으며, 유선 또는 무선을 이용한 정보 전송 방법이 발전되고 있다. 특히, 기존의 전송 선로 즉, 전화 선로를 이용하여 고속의 데이타를 전송하는 방법이 연구 및 발전되고 있다. As the demand for information transmission increases, a method for transmitting high-speed data has been continuously studied, and an information transmission method using wired or wireless has been developed. In particular, a method for transmitting high-speed data using an existing transmission line, that is, a telephone line, has been researched and developed.
고속의 데이타를 전송하는 시스템으로서 초고속 디지탈 가입자선(VDSL:Very high speed Digital Subscriber Line) 시스템은 특정 사업자가 기존에 존재하는 전송 선로 즉, 통신 채널을 통해 소정의 서비스를 원하는 가입자에게 초고속으로 전송 서비스하는 시스템이다. 즉, VDSL 시스템은 기존에 설치되어 있는 전화 선로를 특별한 페어의 선택이라든지 조건 및 재설계등의 변형을 가지지 않고 통상의 전화 서비스와 혼합된 고속의 데이타를 가입자에게 전송하는 기술이다. 이러한 VDSL 시스템은 특징적으로 데이타 스트림의 형태가 정보원으로부터 가입자로의 방향은 압축된 영상등의 고속 데이타로 구성되고, 가입자로부터 정보원으로의 방향은 제어신호등의 고속 데이타로 구성된다. As a system for transmitting high-speed data, a very high speed digital subscriber line (VDSL) system is a high-speed transmission service to a subscriber who wants a predetermined service through a transmission line, that is, a communication channel. It is a system. In other words, the VDSL system is a technology that transmits high-speed data mixed with ordinary telephone service to subscribers without changing the existing telephone line, such as selection of a special pair, condition and redesign. The VDSL system is characterized in that the data stream is composed of high-speed data such as a compressed video in the direction from the information source to the subscriber, and the high-speed data such as a control signal from the subscriber to the information source.
도 1은 초고속 디지탈 가입자선 시스템에서의 일반적인 전송 환경을 설명하기 위한 블럭도로서, 10은 광네트워크 유닛측의 VDSL 전송유닛(VTU-O:VDSL Transmission Unit at the Optical network unit)을, 12는 원격지의 VDSL 전송유닛(VTU-R:VDSL Transmission Unit at the Remote location)을, 14는 전송 선로 즉, 통신 채널을 각각 나타내며, 16은 통신 채널상에 협대역 잡음, 부가 백색 가우스 잡음등이 가산됨을 나타낸다. 도 1에 도시된 바에 의하면, VTU-O(10)는 정보원으로부터 가입자 방향으로 데이타를 전송하고, 가입자로부터 정보원으로의 데이타를 수신한다. 한편, VTU-R(12)는 가입자로부터 정보원으로의 데이타를 전송하고, 정보원으로부터 가입자 방향으로 데이타를 수신한다. VTU-O(10)와 VTU-R(12) 사이에서 양방향 신호들은 통신 채널(14)를 통해 전송되며, 특히 VTU-R(12)의 수신단으로 전송되는 신호는 협대역 잡음에 의해 영향을 받는다. 1 is a block diagram illustrating a general transmission environment in a high-speed digital subscriber line system, 10 is a VDSL transmission unit at the optical network unit (VTU-O), 12 is a remote location VDSL Transmission Unit at the Remote location (VTU-R), 14 denotes a transmission line, that is, a communication channel, and 16 indicates that narrowband noise and additional white Gaussian noise are added to the communication channel. . As shown in Fig. 1, the VTU-O 10 transmits data from the information source to the subscriber and receives data from the subscriber to the information source. On the other hand, the VTU-R 12 transmits data from the subscriber to the information source and receives data from the information source toward the subscriber. Bidirectional signals between the VTU-O 10 and the VTU-R 12 are transmitted through the communication channel 14, in particular, the signals transmitted to the receiving end of the VTU-R 12 are affected by narrowband noise. .
도 2는 원격지측에서의 초고속 디지탈 가입자선 시스템에서 종래의 수신장치의 블럭도로서, 등화기(20), 슬라이서(22) 및 디코더(24)를 구비한다. 전술한 바에 의하면, VTU-R(12)의 수신단으로 전송되는 신호는 협대역 잡음을 포함한다. 이러한 수신신호가 그대로 도 2에 도시된 등화기(20)로 수신되면 다음과 같은 문제점이 야기된다. 일반적으로 수신단에서의 등화기(20)는 수신된 신호의 왜곡을 보상하여 전송 데이타를 검출하기 위한 수단이다. 그러나, 수신된 신호에 통신 채널을 통해 고주파 간섭(RFI:Radio Frequency Interference)등의 강력한 협대역 잡음 또는 아마추어 무선 신호와 같은 협대역 잡음이 인가되어 있으면 수신단에서 전송 데이타를 정확하게 검출하기가 용이하지 않으며, 이에 따라 전송 시스템의 성능 저하를 가져온다. FIG. 2 is a block diagram of a conventional receiver in a high speed digital subscriber line system at a remote location, and includes an equalizer 20, a slicer 22, and a decoder 24. FIG. As described above, the signal transmitted to the receiving end of the VTU-R 12 includes narrowband noise. When such a received signal is received by the equalizer 20 shown in FIG. 2 as it is, the following problems are caused. In general, the equalizer 20 at the receiving end is a means for detecting transmission data by compensating for distortion of the received signal. However, if the received signal is subject to strong narrowband noise such as radio frequency interference (RFI) or narrowband noise such as an amateur radio signal through a communication channel, it is not easy for the receiving end to accurately detect transmission data. As a result, the performance of the transmission system is degraded.
또한, 전력이 큰 협대역 잡음이 갑작스럽게 인가되었다가 사라지면 협대역 잡음의 인가 동안과 인가 직후에 수신단에서의 등화기(20)는 동작 수렴에 상당한 시간을 소비하게 된다. 이러한 수렴 기간동안에 전송 시스템의 성능은 저하되며, 특히 수신단에서 등화기로서 블라인드형(blind type) 등화기를 사용할 경우에는 협대역 잡음의 인가 동안과 인가 직후에 등화기의 탭 계수가 발산하여 수렴에 상당한 문제가 발생한다. 즉, 전력이 큰 협대역 잡음의 인가로 인해 시스템이 불안정해지며 심각한 성능 저하를 가져오기 때문에 수신단에서 우선적으로 협대역 잡음을 제거할 필요가 있다.In addition, if a large power narrowband noise is suddenly applied and then disappears, the equalizer 20 at the receiving end during the application of the narrowband noise and immediately after the application will spend a considerable amount of time in convergence. During this convergence period, the performance of the transmission system is degraded. Especially, when the blind type equalizer is used as the equalizer at the receiving end, the tap coefficient of the equalizer diverges during and immediately after the application of narrowband noise, which is significant for convergence. A problem arises. In other words, due to the application of high power narrowband noise, the system becomes unstable and seriously degrades the performance. Therefore, it is necessary to first remove the narrowband noise at the receiving end.
본 발명이 이루고자하는 기술적 과제는, 상관도를 이용하여 협대역 잡음을 수신 신호로부터 제거함으로써 등화기의 수렴 및 시스템의 동작을 안정되게 하는, 초고속 디지탈 가입자선 시스템에서 협대역 잡음 제거기능을 갖는 수신장치를 제공하는데 있다.The technical problem to be achieved by the present invention is the reception with narrowband noise canceling function in a high speed digital subscriber line system, which stabilizes the convergence of the equalizer and the operation of the system by removing the narrowband noise from the received signal using the correlation. To provide a device.
본 발명이 이루고자하는 다른 기술적 과제는, 상관도를 이용하여 협대역 잡음을 제거하는 협대역 잡음 제거방법을 제공하는데 있다.Another object of the present invention is to provide a narrowband noise removing method for removing narrowband noise using a correlation.
상기 과제를 이루기 위하여, 정보원로부터 통신 채널을 통해 전송되는 고속 데이타를 수신하는 가입자측에서의 본 발명에 의한 초고속 디지탈 가입자선 시스템에서 협대역 잡음 제거기능을 갖는 수신장치는, 통신 채널을 통해 수신된 신호로부터 상관이 높은 신호를 협대역 잡음으로서 추출하고, 추출된 신호를 수신된 신호로부터 제거하는 협대역 잡음 제거수단, 협대역 잡음 제거수단으로부터 출력된 협대역 잡음이 제거된 신호의 왜곡을 보상하는 등화부, 클립 레벨의 차를 작게 하여 등화부의 출력을 슬라이싱하는 슬라이서 및 슬라이서의 출력을 디코딩하여 정보원으로부터 전송된 고속 데이타로 복원하는 디코더를 구비한다. In order to achieve the above object, a receiver having a narrowband noise canceling function in a high speed digital subscriber line system according to the present invention at the subscriber side for receiving high speed data transmitted from an information source through a communication channel is provided. Narrowband noise removing means for extracting a signal having high correlation as narrowband noise, and removing the extracted signal from the received signal, Equalizer for compensating distortion of the signal from which the narrowband noise output from the narrowband noise removing means is removed And a slicer for slicing the output of the equalizer with a small clip level difference, and a decoder for decoding the output of the slicer and restoring the fast data transmitted from the information source.
상기 다른 과제를 이루기 위하여, 소정의 통신 채널을 통해 전송되는 데이타의 협대역 잡음을 제거하는 본 발명에 의한 협대역 잡음 제거방법은, (a) 통신 채널을 통해 수신된 신호를 소정의 지연시간 만큼 지연시키는 단계, (b) 지연된 신호에 초기 가중치를 곱하는 단계, (c) 지연된 신호를 쉬프팅하고, 쉬프팅된 신호에 해당 가중치를 곱하는 단계, (d) 쉬프팅된 신호가 N-1번째 쉬프팅된 신호가 아니면 (c)단계로 진행하고, N-1번째 쉬프팅된 신호이면 (b)단계에서 곱해진 값과 (c)단계에서 곱해진 값들을 모두 합하는 단계 및 (e) 통신 채널을 통해 현재 수신된 신호에서 (d) 단계에서 합해진 결과를 감산하는 단계를 구비하며, (e)단계에서 감산된 결과를 협대역 잡음이 제거된 신호로서 얻는다.In order to achieve the above another object, the narrowband noise removing method according to the present invention for removing narrowband noise of data transmitted through a predetermined communication channel, (a) a signal received through the communication channel by a predetermined delay time; Delaying, (b) multiplying the delayed signal by the initial weight, (c) shifting the delayed signal, multiplying the shifted signal by the corresponding weight, and (d) shifting the shifted signal by the N-1th shifted signal. Otherwise, proceed to step (c), and if the N-th shifted signal is the sum of the values multiplied in step (b) and the values multiplied in step (c), and (e) the signal currently received through the communication channel. And subtracting the result summed in step (d), and obtaining the result subtracted in step (e) as a narrow band noise-free signal.
이하, 본 발명에 의한 협대역 잡음 제거 기능을 갖는 수신장치의 구성 및 동작과, 협대역 잡음 제거 방법을 첨부한 도면을 참조하여 다음과 같이 설명한다.Hereinafter, a configuration and an operation of a receiver having a narrowband noise canceling function and a narrowband noise canceling method according to the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
도 3은 원격지측에서의 초고속 디지탈 가입자선 시스템에서 본 발명에 의한 수신장치의 블럭도로서, 협대역 잡음 제거부(30), 등화기(40), 슬라이서(50) 및 디코더(60)를 구비한다. 3 is a block diagram of a receiver according to the present invention in a high-speed digital subscriber line system at a remote location, and includes a narrowband noise canceller 30, an equalizer 40, a slicer 50, and a decoder 60.
도 3에 도시된 수신장치는 도 2에 도시된 종래의 수신장치와 마찬가지로 원격지측에서의 초고속 디지탈 가입자선 시스템(VTU-R)의 수신장치에 해당한다(도 1의 12 참조). VTU-R의 수신단으로 전송되는 신호는 협대역 잡음을 포함할 수 있다. 본 발명에 의한 수신장치는 특징적으로 등화기(40)의 전처리부로서 협대역 잡음을 제거하는 협대역 잡음 제거부(30)를 포함한다. The receiver shown in FIG. 3 corresponds to the receiver of the ultra high speed digital subscriber line system (VTU-R) at the remote side as in the conventional receiver shown in FIG. 2 (see 12 in FIG. 1). The signal transmitted to the receiver of the VTU-R may include narrowband noise. The receiver according to the present invention features a narrowband noise canceller 30 which removes narrowband noise as a preprocessor of the equalizer 40.
도 3을 참조하여 수신장치의 각 구성요소들을 설명하면, 협대역 잡음 제거부(30)는 통신 채널(도 1의 14 참조)을 통해 수신된 신호로부터 상관이 높은 신호인 협대역 잡음을 추출하고, 추출된 신호를 수신된 신호로부터 제거한다. 즉, 본 발명은 협대역 잡음이 수신단에 인가되는 경우에 이 협대역 잡음이 차지하는 대역폭이 좁으므로 상관이 매우 높고, 반면 사용자가 원하는 수신신호는 협대역 잡음에 비하여 대역폭이 넓으므로 제거해야 할 협대역 잡음에 비하여 상관이 적다는 점을 이용한다. 이점을 이용하여 협대역 잡음 제거부(30)는 상관이 높은 신호인 협대역 잡음을 추출하게 된다(이후에 도 4를 참조하여 상세히 설명됨). Referring to FIG. 3, the components of the receiving apparatus will be described. The narrowband noise canceller 30 extracts narrowband noise, which is a highly correlated signal, from a signal received through a communication channel (see 14 of FIG. 1). The extracted signal is removed from the received signal. That is, the present invention has a high correlation because the bandwidth occupied by the narrowband noise is narrow when the narrowband noise is applied to the receiver, whereas the received signal desired by the user has a wider bandwidth than the narrowband noise. Take advantage of less correlation than band noise. Using this advantage, the narrowband noise canceller 30 extracts narrowband noise, which is a highly correlated signal (described in detail later with reference to FIG. 4).
등화기(40)는 협대역 잡음 제거부(30)로부터 출력된 협대역 잡음이 제거된 신호의 왜곡을 보상한다. 슬라이서(50)는 일반적으로 클립(clip) 레벨의 차를 작게 하여 등화기(40)의 출력을 슬라이싱한다. 디코더(60)는 슬라이서(50)의 출력을 디코딩하여 정보원측에서의 초고속 디지탈 가입자선 시스템(VTU-O)의 송신단으로부터 전송된 본래의 데이타로서 복원한다. 여기서, 등화기(40) 내지 디코더(60)는 통상의 수신장치에서 포함되는 것이지만, 본 발명의 수신장치는 협대역 잡음 제거부(30)를 통해 협대역 잡음이 제거된 신호를 등화기(40)로 출력함으로써 등화기로서 블라인드형 등화기를 이용하더라도 등화기의 수렴을 안정되게 한다. The equalizer 40 compensates for the distortion of the signal from which the narrowband noise from the narrowband noise canceller 30 is removed. Slicer 50 generally slices the output of equalizer 40 by reducing the difference in clip levels. The decoder 60 decodes the output of the slicer 50 and restores the original data transmitted from the transmitting end of the ultra high speed digital subscriber line system (VTU-O) at the information source side. Here, the equalizer 40 to the decoder 60 are included in a conventional receiver, but the receiver of the present invention equalizes the signal from which the narrow band noise is removed through the narrow band noise canceller 30. Output by) makes the convergence of the equalizer stable even if a blind equalizer is used as the equalizer.
이하, 협대역 잡음 제거부(30)의 구성 및 동작을 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다.Hereinafter, the configuration and operation of the narrowband noise canceller 30 will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
도 4는 도 3에 도시된 협대역 잡음 제거부(30)의 바람직한 실시예의 상세한 블럭도로서, 지연기(31), N-1개의 D플립플롭(321~32N-1)으로 이루어진 쉬프트 레지스터(32), N개의 곱셈기(330~33N-1)로 이루어진 가중치 곱셈부(33), 합산기(34) 및 가산기(35)로 구성된다.FIG. 4 is a detailed block diagram of a preferred embodiment of the narrowband noise canceling unit 30 shown in FIG. 3, and includes a delay 31 and a shift consisting of N-1 D flip-flops 32 1 to 32 N-1 . It consists of a register 32, a weight multiplier 33 composed of N multipliers 33 0 to 33 N-1 , an adder 34 and an adder 35.
도 4를 참조하면, 지연기(31)는 통신 채널을 통해 수신된 신호를 소정의 지연시간 만큼 지연시킨다. 이때, 수신된 신호는 통신 채널을 통해 전송되면서 협대역 잡음을 갖는다. 여기서, 소정의 지연시간은 수신받기 원하는 신호의 상관이 충분히 적을 정도로 설정되어야 한다. 즉, 정보원으로부터 전송된 데이타의 자기 상관은 작으나 협대역 잡음의 자기 상관이 큰 시간(τ)을 찾아서 지연기(31)의 지연시간을 결정한다. Referring to FIG. 4, the delay unit 31 delays a signal received through a communication channel by a predetermined delay time. At this time, the received signal has narrowband noise while being transmitted through a communication channel. Here, the predetermined delay time should be set such that the correlation of the signal to be received is sufficiently small. That is, the delay time of the delay unit 31 is determined by finding a time τ of which the autocorrelation of the data transmitted from the information source is small but the autocorrelation of the narrowband noise is large.
쉬프트 레지스터(32)는 지연기(31)에서 지연된 신호를 소정 비트씩 N-1번 쉬프팅하여 N-1개의 쉬프팅 결과를 출력한다. 구체적으로, 쉬프트 레지스터(32)는 직렬로 연결된 N-1개의 D플립플롭(321~32N-1)으로 이루어지며, 제1 D플립플롭(321)은 지연기(31)의 출력을 쉬프팅하고, 다음에 제2 D플립플롭(322)은 제1 D플립플롭(321)의 출력을 쉬프팅하는 식으로 전단의 출력을 입력하여 쉬프팅한다.The shift register 32 shifts the signal delayed by the delay unit 31 N-1 times by a predetermined bit and outputs N-1 shifting results. Specifically, the shift register 32 is composed of N-1 D flip-flops 32 1 to 32 N-1 connected in series, and the first D flip-flop 32 1 receives the output of the delay unit 31. After the shifting, the second D flip-flop 32 2 inputs and shifts the output of the front end by shifting the output of the first D flip-flop 32 1 .
가중치 곱셈부(33)는 지연기(31)의 출력에 초기 가중치(C0)를 곱하며, N-1개의 D플립플롭(321~32N-1) 각각의 출력인 N-1개의 쉬프팅 결과 각각에 해당 가중치(C1~CN-1)를 곱한다. 구체적으로, 가중치 곱셈부(33)는 지연기(31) 및 N-1개의 D플립플롭(321~32N-1)의 출력에 각각 연결된 N개의 곱셈기(330~33N-1)로 이루어지며, N개의 곱셈기(330~33N-1)는 해당 입력에 해당 가중치(C0~CN)를 각각 곱한다. 여기서, 해당 가중치(C0~CN)는 지연기(31)로 입력되는 수신신호와 이후에 설명될 합산기(34)의 출력과의 차이를 줄이는 방향으로 가변적으로 결정된다.The weight multiplier 33 multiplies the output of the delay unit 31 by the initial weight C 0 , and shifts N-1 shifts, which are the outputs of each of the N-1 D flip-flops 32 1 to 32 N-1 . Each result is multiplied by the corresponding weight (C 1 ~ C N-1 ). Specifically, the weight multiplier 33 includes N multipliers 33 0 to 33 N-1 connected to the outputs of the delay unit 31 and the N-1 D flip-flops 32 1 to 32 N-1 , respectively. N multipliers (33 0 to 33 N-1 ) multiply corresponding inputs by corresponding weights (C 0 to C N ). Here, the weights C 0 to C N are variably determined in a direction of reducing the difference between the received signal input to the delay unit 31 and the output of the summer 34 to be described later.
합산기(34)는 N개의 곱셈기(330~33N-1)에서 곱해진 값들을 모두 합하여 출력한다. 끝으로, 가산기(35)는 지연기(31)로 입력되는 수신신호를 양의 부호로 하고, 합산기(34)의 출력을 음의 부호로 하여 이들을 가산하고, 가산된 결과를 협대역 잡음이 제거된 신호로서 출력한다.The summer 34 sums and outputs the values multiplied by the N multipliers 33 0 to 33 N-1 . Finally, the adder 35 adds the received signal input to the delayer 31 to the positive sign, adds the output of the adder 34 to the negative sign, and adds the result to the narrowband noise. Output as a removed signal.
전술한 바에 의하면, 협대역 잡음 제거부(30)는 수신된 신호를 지연기(31)를 거치고, 결국 유한 임펄스 응답 필터형태의 적응형 필터를 구성하는 쉬프트 레지스터(32), 가중치 곱셈부(33) 및 합산기(34)를 거침으로써 협대역 잡음을 추출하게 된다. 이러한 협대역 잡음을 효과적으로 추출하기 위해서는, 가산기(35)의 두 입력인 수신된 신호와 합산기(34)의 출력의 차이를 이용하여 그 차이값이 적게 되도록 N개의 곱셈기(330~33N-1)에 적용되는 각각의 가중치(C0~CN)를 일정 시간마다 가변시켜 준다.As described above, the narrowband noise canceller 30 passes the received signal through the delay unit 31, and eventually shift register 32 and the weight multiplier 33 that constitute an adaptive filter in the form of a finite impulse response filter. ) And summer 34 to extract narrowband noise. In order to effectively extract such narrowband noise, the N multipliers 33 0 to 33 N− are used so that the difference is small by using the difference between the received signal, which is the two inputs of the adder 35, and the output of the summer 34. Each weight applied to 1 ) (C 0 ~ C N ) is varied at regular time intervals.
도 5는 본 발명에 의한 협대역 잡음 제거방법을 설명하기 위한 플로우챠트이다. 도 5를 참조하여, 협대역 잡음 제거 동작을 상세히 설명한다.5 is a flowchart illustrating a narrowband noise removing method according to the present invention. 5, the narrowband noise canceling operation will be described in detail.
먼저, 통신 채널을 통해 협대역 잡음을 갖는 신호를 수신한다(제72단계). 초고속 디지탈 가입자선 시스템(VSDL)에서 전송되는 VDSL 전송 신호는 협대역 잡음에 비하여 넓은 대역폭을 점유하고 있으므로, 협대역 잡음에 비하여 매우 낮은 상관을 갖게 된다. 따라서, 통신 채널을 통해 수신된 신호는 상관이 매우 높은 신호와 상관이 낮은 신호의 합으로 이루어지게 되며, 이점을 이용하여 수신신호로부터 상관이 높은 신호를 협대역 잡음으로서 추출할 수 있다. First, a signal having narrowband noise is received through a communication channel (step 72). The VDSL transmission signal transmitted in the ultra high speed digital subscriber line system (VSDL) occupies a wider bandwidth than the narrowband noise, and thus has a very low correlation with the narrowband noise. Therefore, the signal received through the communication channel is made up of the sum of the signal having a very high correlation and the signal having a low correlation, and by using the advantage, a signal having a high correlation can be extracted as narrowband noise from the received signal.
협대역 잡음을 추출하기 위해서 먼저, 수신된 신호를 소정 지연시간 만큼 지연시킨다(제74단계). 여기서, 지연시간은 자기 상관함수를 나타내는 다음 수학식 1을 이용하여 구해진다. 즉, VSDL 전송 신호의 자기 상관은 매우 작으나, 협대역 잡음의 자기 상관은 매우 큰 시간(τ)을 찾아서 지연시간을 미리 결정한다. In order to extract narrowband noise, first, the received signal is delayed by a predetermined delay time (step 74). Here, the delay time is obtained using the following equation 1 representing the autocorrelation function. That is, the autocorrelation of the VSDL transmission signal is very small, but the autocorrelation of the narrowband noise finds a very large time τ to determine the delay time in advance.
다음에, 지연된 신호에 초기 가중치(C0)를 곱하고(제76단계), 지연된 신호를 소정 비트씩 쉬프팅한다(제78단계). 쉬프팅된 신호에 해당 가중치(C1~CN-1중에서 해당하는 쉬프팅 순서에 따라 하나가 선택됨)를 곱한다(제80단계). 쉬프팅된 신호가 N-1번째 쉬프팅된 신호인가를 판단한다(제82단계). 제82단계에서 쉬프팅된 신호가 N-1번째 쉬프팅된 신호가 아니면 제78단계로 다시 진행하고, N-1번째 쉬프팅된 신호이면 제76단계에서 곱해진 값과 제78단계에서 곱해진 값들을 모두 합한다(제84단계). 즉, 제74단계에서 지연된 신호를 소정 비트씩 N-1번 쉬프팅하고, 쉬프팅할 때마다 쉬프팅된 신호 각각에 해당 가중치를 곱하고, 곱해진 값들을 모두 합한다.Next, the delayed signal is multiplied by the initial weight C 0 (step 76), and the delayed signal is shifted by a predetermined bit (step 78). The shifted signal is multiplied by a corresponding weight (one selected according to the corresponding shifting order from C 1 to C N-1 ) (step 80). In operation 82, it is determined whether the shifted signal is the N-1 th shifted signal. If the shifted signal in step 82 is not the N-1 shifted signal, the process proceeds to step 78 again. If the shifted signal is the N-1 shifted signal, both the value multiplied in step 76 and the value multiplied in step 78 Sum (step 84). That is, the delayed signal is shifted N−1 times by a predetermined bit in step 74. Each time the shifted signal is shifted, the shifted signal is multiplied by a corresponding weight, and the multiplied values are summed.
끝으로, 통신 채널을 통해 현재 수신된 신호에서 제84단계에서 합한 결과를 감산한다(제86단계). 감산된 결과는 즉, 수신된 신호에서 협대역 잡음이 제거된 신호가 된다. 전술한 협대역 잡음 제거방법은 설명을 간단히 하기 위해 한번의 루프 동작만을 설명하였지만, 제86단계에서 구해진 감산 결과가 소정 허용범위내에 들어올 만큼 작을 때까지 즉, 만족스러운 협대역 잡음을 추출할 때까지 전술한 동작을 반복 수행한다. Finally, the result of the sum in step 84 is subtracted from the signal currently received through the communication channel (step 86). The subtracted result is a signal from which the narrowband noise has been removed from the received signal. Although the above-described narrowband noise elimination method has been described only for one loop operation to simplify the explanation, until the subtraction result obtained in step 86 is small enough to fall within a predetermined allowable range, that is, until satisfactory narrowband noise is extracted. The above operation is repeated.
이와같이 원하는 감산 결과를 얻기 위해서는, 현재 얻은 감산 결과로부터 다음 동작시에 적용되도록 가중치(C0~CN-1)를 조정한다. 즉, 가중치는 제84단계에서 합한 결과와 통신 채널을 통해 수신된 신호와의 차이를 줄이는 방향으로 변하게 된다. 다음 수학식 2는 예컨대, 확률론적 증감 알고리즘(stochastic gradient algorithm)에 의해 가중치의 값을 변경시킬 경우에 이용될 수 있다.In order to obtain the desired subtraction result in this way, the weights C 0 to C N-1 are adjusted to be applied to the next operation from the currently obtained subtraction result. That is, the weight is changed in a direction to reduce the difference between the result of the sum in step 84 and the signal received through the communication channel. Equation 2 may be used when the value of the weight is changed by, for example, a stochastic gradient algorithm.
수학식 2에서, Cn(k)는 n번째 탭의 kT시간에서의 가중치를, μ는 스텝 크기를, r(t)는 수신된 신호를, ek는 z(kT)-r(kT)를, z(kT)는 kT시간에서의 제82단계에서의 출력을 각각 나타낸다.In Equation 2, C n (k) is the weight at kT time of the n th tap, μ is the step size, r (t) is the received signal, e k is z (kT) -r (kT) Z (kT) denotes the output in step 82 at the kT time, respectively.
도 6 (a) 및 (b)는 종래의 수신신호와 본 발명에 따라 협대역 잡음이 제거된 수신 신호를 각각 나타내는 시뮬레이션도들이다. 즉, 도 1은 협대역 잡음이 유기되었을 때의 수신신호의 주파수면에서의 형태를 나타내며, 도 2는 본 발명에 의한 협대역 잡음 제거부에 의해 협대역 잡음이 제거된 후의 수신신호를 나타낸다. 6 (a) and 6 (b) are simulation diagrams illustrating a conventional received signal and a received signal from which narrowband noise has been removed according to the present invention, respectively. That is, Fig. 1 shows the shape of the received signal when the narrowband noise is induced, and Fig. 2 shows the received signal after the narrowband noise is removed by the narrowband noise canceling unit according to the present invention.
이들 도면으로부터 알 수 있듯이, 도 1에서 광대역 전송신호에 인가된 큰 전력을 갖는 협대역 잡음은 본 발명의 협대역 잡음 제거부의 의해 도 2에 도시된 바와 같이 제거된다.As can be seen from these figures, the narrowband noise with the large power applied to the wideband transmission signal in FIG. 1 is removed as shown in FIG. 2 by the narrowband noise canceller of the present invention.
이상에서 설명한 바와 같이, 초고속 디지탈 가입자선 시스템에서 협대역 잡음 제거기능을 갖는 수신장치 및 협대역 잡음 제거방법은, 본래의 전송 신호에 간섭으로 작용하는 특정 대역에서의 협대역 잡음으로 인해 수신단에서의 정확한 신호 검출이 어려워지는 문제점을 해소하고, 시스템의 성능 저하 요인을 사전에 방지하는 효과가 있다. 또한, 전력이 큰 협대역 잡음이 갑작스럽게 인가됨에 따른 등화기의 수렴시간의 지연을 방지하며, 특히 수신단에서 블라인드형 등화기를 이용하더라도 협대역 잡음이 인기되는 동안과 협대역 잡음이 인가된 후에 등화기의 수렴에 발생할 수 있는 문제점을 방지하는 효과가 있다.As described above, in a high speed digital subscriber line system, a receiver having a narrowband noise canceling function and a narrowband noise canceling method have a narrow band noise in a specific band that interferes with the original transmission signal. There is an effect to solve the problem that it is difficult to accurately detect the signal, and to prevent the degradation of the system in advance. Also, it prevents the delay of the equalizer's convergence time due to the sudden application of high power narrowband noise. Especially, even when the blind type equalizer is used at the receiver, There is an effect to prevent problems that may occur in the convergence of the group.
도 1은 초고속 디지탈 가입자선 시스템에서의 일반적인 전송 환경을 설명하기 위한 블럭도이다. 1 is a block diagram illustrating a general transmission environment in a high speed digital subscriber line system.
도 2는 원격지측에서의 초고속 디지탈 가입자선 시스템에서 종래의 수신장치의 블럭도이다.2 is a block diagram of a conventional receiving apparatus in a high speed digital subscriber line system at a remote site.
도 3은 원격지측에서의 초고속 디지탈 가입자선 시스템에서 본 발명에 의한 수신장치의 블럭도이다.3 is a block diagram of a receiving apparatus according to the present invention in a high speed digital subscriber line system at a remote site.
도 4는 도 3에 도시된 협대역 잡음 제거부의 바람직한 실시예의 상세한 블럭도이다.4 is a detailed block diagram of a preferred embodiment of the narrowband noise canceling unit shown in FIG. 3.
도 5는 본 발명에 의한 협대역 잡음 제거방법을 설명하기 위한 플로우챠트이다.5 is a flowchart illustrating a narrowband noise removing method according to the present invention.
도 6 (a) 및 (b)는 종래의 수신신호와 본 발명에 따라 협대역 잡음이 제거된 수신 신호를 각각 나타내는 시뮬레이션도들이다. 6 (a) and 6 (b) are simulation diagrams illustrating a conventional received signal and a received signal from which narrowband noise has been removed according to the present invention, respectively.
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Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61219209A (en) * | 1985-03-26 | 1986-09-29 | Takehiko Hirata | Method for equalizing waveform in noise transmission line |
| US4862464A (en) * | 1987-12-30 | 1989-08-29 | Paradyne Corporation | Data error detector for digital modems using trellis coding |
| US5410264A (en) * | 1992-10-13 | 1995-04-25 | Bell Communications Research, Inc. | Adaptive impulse noise canceler for digital subscriber lines |
| US5699368A (en) * | 1994-03-25 | 1997-12-16 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Error-correcting encoder, error-correcting decoder, and data transmitting system with error-correcting codes |
| KR19990084784A (en) * | 1998-05-11 | 1999-12-06 | 윤종용 | P.G., narrowband noise canceller and ultrafast digital subscriber line receiver having them |
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Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61219209A (en) * | 1985-03-26 | 1986-09-29 | Takehiko Hirata | Method for equalizing waveform in noise transmission line |
| US4862464A (en) * | 1987-12-30 | 1989-08-29 | Paradyne Corporation | Data error detector for digital modems using trellis coding |
| US5410264A (en) * | 1992-10-13 | 1995-04-25 | Bell Communications Research, Inc. | Adaptive impulse noise canceler for digital subscriber lines |
| US5699368A (en) * | 1994-03-25 | 1997-12-16 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Error-correcting encoder, error-correcting decoder, and data transmitting system with error-correcting codes |
| KR19990084784A (en) * | 1998-05-11 | 1999-12-06 | 윤종용 | P.G., narrowband noise canceller and ultrafast digital subscriber line receiver having them |
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