KR100327373B1 - COFDM receiving system - Google Patents
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Abstract
수신되는 신호로부터 자동으로 전송 모드와 보호 구간을 판단하는 부호화 직교 주파수 분할 다중(COFDM) 수신 시스템에 관한 것으로서, 특히 수신되는 신호의 전송 모드와 보호 구간에 대한 정보를 잡음이 많이 섞인 수신 신호로부터도 오류없이 정확히 자동으로 얻어냄으로써 채널 환경이 열악해지더라도 FFT의 심볼 시작 위치를 정확히 찾아내어 COFDM 전송 방식을 사용하는 수신기의 심볼 타이밍 성능을 현저히 향상시킨다. 특히, 보호 구간 판별부는 4개의 누산기 출력값의 상호 관계를 이용하여 보호 구간을 판별하므로 잡음의 정도나 신호의 크기에 상관 없이 보호 구간 모드를 정확히 판별할 수 있다.The present invention relates to a coded orthogonal frequency division multiplexing (COFDM) receiving system that automatically determines a transmission mode and a guard interval from a received signal. In particular, information about a transmission mode and a guard interval of a received signal may be obtained from a noisy received signal. By accurately and automatically acquiring errors, even if the channel environment becomes poor, the symbol start position of the FFT can be accurately found and the symbol timing performance of the receiver using the COFDM transmission method is significantly improved. In particular, since the guard interval discrimination unit discriminates the guard interval using the correlation between the four accumulator output values, the guard interval determination unit can accurately determine the guard interval mode regardless of the noise level or the signal size.
Description
본 발명은 다중 캐리어를 사용하는 부호화 직교 주파수 분할 다중(Coded Orthogonal Frequency Division ; COFDM) 전송 시스템에 관한 것으로서, 특히 수신되는 신호로부터 자동으로 전송 모드와 보호 구간을 판단하는 COFDM 수신 시스템에 관한 것이다.The present invention relates to a Coded Orthogonal Frequency Division (COFDM) transmission system using multiple carriers, and more particularly, to a COFDM reception system for automatically determining a transmission mode and a guard interval from a received signal.
통상, COFDM 전송 시스템은 유럽의 지상파 디지털 TV 전송 시스템에서 사용되는 전송 방식으로 현재 유럽의 몇몇 국가에서 DVB-T(Digital Video Broadcasting Terrestrial)규격으로 시험 방송 중이다. 이 DVB-T 시스템은 전송 방식으로 여러 개의 캐리어(carrier)에 정보를 실어 전송하는 COFDM을 사용하는데 캐리어의 수에 따라 1705개인 2K 모드(mode)와 6817개인 8K 모드로 나뉘어진다.Typically, the COFDM transmission system is a transmission method used in the terrestrial digital TV transmission system in Europe, and is currently being broadcast in the DVB-T (Digital Video Broadcasting Terrestrial) standard in some European countries. The DVB-T system uses COFDM to carry information on multiple carriers as a transmission method, and is divided into 2705 modes of 1705 and 8817 modes of 6817 according to the number of carriers.
그리고, 이러한 DVB-T 시스템은 여러 개의 캐리어를 낮은 전송 레이트(rate)로 동시에 전송함으로써, 시간축에서 보았을 때 한 직교 주파수 분할 다중 변조(Orthogonal Frequency Division Modulation ; OFDM) 심볼의 주기를 길게 하고 또한, 각 심볼마다 보호 구간(guard interval)을 두어 심볼간 간섭(Inter Symbol Interference ; ISI)과 고스트(ghost)에 의한 시스템 성능의 저하를 향상시키는 장점을 갖고 있다.In addition, such a DVB-T system transmits multiple carriers simultaneously at a low transmission rate, thereby lengthening the period of one Orthogonal Frequency Division Modulation (OFDM) symbol when viewed on the time axis. A guard interval is provided for each symbol, which has an advantage of improving system performance deterioration due to inter-symbol interference (ISI) and ghost.
여기서, 2K 모드와 8K 모드는 보호 구간의 길이에 따라 4가지 방식()으로 나뉘어지게 된다. 즉, 보호 구간의 길이가이라는 것은 실제 유효 데이터의()을 의미한다.Here, the 2K mode and 8K mode has four methods (depending on the length of the guard interval) Will be divided into That is, the length of the guard interval Means that the actual valid data ( ).
즉, COFDM 방식에 의해 원하는 데이터를 전송하려면 역 고속 푸리에변환(Inverse Fast Fourier Transform ; IFFT)을 거친 후 보호 구간(Guard Interval)을 삽입하여 주파수 상으로 전송을 한다. 그러므로, DVB-T 시스템은 수신된 신호를 FFT함으로써 일반 전송 방식에서의 복조가 가능하게 된다.That is, in order to transmit desired data by the COFDM method, after passing through an Inverse Fast Fourier Transform (IFFT), a guard interval is inserted and transmitted over a frequency. Therefore, the DVB-T system enables demodulation in a general transmission scheme by FFTing the received signal.
이때, DVB-T 시스템에서 FFT를 하기 위해서는 수신된 신호의 디지털 샘플(Digital sample) 중 어디서부터(즉, FFT할 데이터 샘플의 시작점)와 얼만큼(즉, FFT할 데이터의 샘플 구간) FFT를 해야하는가를 알아야지만 정확한 FFT 결과를 얻어낼 수 있다. 이는 각 심볼이 전술된 바와 같이, 보호 구간과 유효 데이터 구간으로 나누어지는데, 보호 구간의 데이터는 유효 데이터 구간의 마지막 부분의 데이터를 그대로 복사해 놓은 것이므로, FFT는 유효 구간의 데이터에 대해서만 행해져야 하기 때문이다.In this case, in order to perform FFT in the DVB-T system, the FFT must be FFT from where the digital sample of the received signal (that is, the starting point of the data sample to be FFT) and how much (ie, the sample interval of the data to be FFT). It is important to know how to get accurate FFT results. As described above, each symbol is divided into a guard interval and a valid data interval. Since the data of the guard interval is a copy of the data of the last part of the valid data interval, the FFT should be performed only on the data of the valid interval. Because.
또한, 위에서도 언급한 바와 같이 2K 모드와 8K 모드의 신호를 각각 복조하기 위해서는 2048-포인트 FFT 와 8192-포인트 FFT를 해야 한다.In addition, as mentioned above, in order to demodulate signals in 2K mode and 8K mode, respectively, a 2048-point FFT and an 8192-point FFT must be performed.
그러므로, DVB-T 시스템은 현재 수신된 신호가 2K 모드인지 아니면 8K 모드인지와 각 모드에서의 보호 구간의 길이를 알고 있어야만 수신된 신호를 FFT할 수 있다. 즉, 수신된 신호가 2K 모드인 경우 DVB-T 수신기는 2048-포인트 FFT를 사용하게 되며 8K 모드인 경우에는 8192-포인트 FFT를 사용해야 한다.Therefore, the DVB-T system can FFT the received signal only if it knows whether the currently received signal is in 2K mode or 8K mode and the length of the guard interval in each mode. That is, the DVB-T receiver uses a 2048-point FFT when the received signal is in 2K mode and an 8192-point FFT when in the 8K mode.
도 1은 종래의 DVB-T 수신 시스템의 간단한 구성 블록도로서, 안테나를 통해 수신된 신호는 튜너부(101)와 A/D 변환부(102), I/Q 분리부(103)를 거쳐 디지털화된 복소 디지털 샘플 데이터(I,Q)로 복조된 후 FFT부(104)에 입력된다.1 is a simplified block diagram of a conventional DVB-T receiving system in which a signal received through an antenna is digitized via a tuner 101, an A / D converter 102, and an I / Q separator 103. The demodulated data is input to the FFT unit 104 after being demodulated into complex digital sample data (I, Q).
이때, 상기 수신기는 수신되고 있는 신호의 전송 모드를 알고 있다는 가정하에 외부에서 FFT부(104)에 전송 모드의 정보를 전달해줌으로써, 올바른 FFT를 가능하게 해준다. 따라서, 상기 수신기에 만일 전송 모드가 바뀌었다는 정보를 알려주지 않는다면 상기 수신기는 변경된 전송 모드의 신호의 FFT를 올바르게 해낼 수 없게 된다.At this time, the receiver transmits the information of the transmission mode to the FFT unit 104 from the outside under the assumption that the transmission mode of the received signal is known, thereby enabling correct FFT. Therefore, if the receiver is not informed that the transmission mode has been changed, the receiver cannot correctly perform the FFT of the signal of the changed transmission mode.
한편, DVB-T 시스템은 규격 상에 TPS(Transmission Parameter Signaling) 신호를 전송하게 되어 있는데 이 신호에는 현재 전송되고 있는 COFDM 신호의 캐리어 수와 보호 구간의 길이등 전송 파라미터에 관한 모든 정보가 전송된다.Meanwhile, the DVB-T system transmits a Transmission Parameter Signaling (TPS) signal according to the standard, which transmits all information on transmission parameters such as the number of carriers of the currently transmitted COFDM signal and the length of the guard interval.
하지만 상기 TPS 정보는 수신된 신호가 FFT된 후에 얻을 수 있는 정보이므로 FFT를 하기위해서는 TPS 정보의 디코딩 이전에 FFT가 가능해야 한다. 그러므로 수신된 신호의 전송 모드와 보호 구간을 FFT전에 알아낼 수 있도록 할 수 있는 것은 매우 중요한 문제라 할 수 있다.However, since the TPS information is information obtained after the received signal is FFTed, FFT should be possible before decoding of the TPS information in order to perform the FFT. Therefore, it is very important to be able to find out the transmission mode and the guard interval of the received signal before the FFT.
도 2는 전송 모드 판별 장치가 구비된 종래의 DVB-T 수신 시스템의 다른 실시예를 나타낸 단순 블록도로서, 안테나를 통해 수신된 OFDM 신호는 튜너부(201)와 A/D 변환부(202), I/Q 분리부(203)를 거쳐 디지털화된 복소 디지털 샘플 데이터(I,Q)로 복조된 후 전송 모드 판별장치(204)와 FFT부(205)에 동시에 입력된다.FIG. 2 is a simple block diagram showing another embodiment of a conventional DVB-T receiving system equipped with a transmission mode determining apparatus, in which an OFDM signal received through an antenna is tuner 201 and A / D converter 202. FIG. The signal is demodulated into complex digital sample data (I, Q) digitized via the I / Q separation unit 203, and is simultaneously input to the transmission mode determining device 204 and the FFT unit 205.
상기 전송 모드 판별장치(204)는 입력된 신호로부터 전송 모드(즉, 2K 모드 또는 8K 모드)와 보호구간(1/32, 1/16, 1/8, 1/4)을 판별하게 되는데, 상기 판별하는 방법 중 하나는 도 3에 도시된 사이클릭 확장(cyclic extension)을 이용하는 것이다.The transmission mode determination device 204 determines the transmission mode (ie, 2K mode or 8K mode) and the guard interval (1/32, 1/16, 1/8, 1/4) from the input signal. One method of determining is to use the cyclic extension shown in FIG. 3.
여기서, 사이클릭 확장이란 OFDM 신호를 전송하는데 사용되는 것으로써, OFDM 신호의 보호구간 동안에 아무 신호도 보내지 않는 것이 아니라 OFDM 심볼 내의 맨 끝부분에 위치하는 데이터(즉, 보호구간과 같은 시간 동안의 데이터)를 복사하여 보호구간 내에 삽입하는 것을 의미한다.Here, the cyclic extension is used to transmit an OFDM signal, and does not send any signal during the guard period of the OFDM signal, but the data located at the end of the OFDM symbol (that is, the data for the same time period as the guard period). ) Means copying and inserting it into the protective section.
그러므로, 2K 모드인 경우 도 3과 같이 수신된 한 샘플과 그 샘플 데이터에서 2048 샘플 떨어져 있는 데이터가 각각 보호구간과 보호구간의 데이터를 복사해 온 부분에 위치한다면 두 신호는 같은 신호 샘플이 된다. 그렇지 않은 경우에는 서로 다른 데이터가 된다.Therefore, in the 2K mode, as shown in FIG. 3, if the received sample and the data 2048 samples away from the sample data are located in the portion where the data of the guard interval and the guard interval are copied, respectively, the two signals become the same signal sample. Otherwise it is different data.
도 4는 상기 전송모드 판별부(204)의 상세 블록도로서, 전송 모드와 보호구간을 판별하는데 사용되는 데이터를 발생시키는 상관(Correlation) 데이터 발생부(301)와 상기 상관 데이터 발생부(301)에서 발생된 데이터를 이용해서 전송 모드와 보호구간을 판별해내는 전송 모드 및 보호구간 판별부(302)로 구성된다.4 is a detailed block diagram of the transmission mode determining unit 204. A correlation data generating unit 301 and the correlation data generating unit 301 which generate data used to determine a transmission mode and a protection interval are shown. The transmission mode and the guard interval determination unit 302 for determining the transmission mode and the guard interval using the data generated by the.
도 5는 상기 상관 데이터 발생부(301)의 상세 블록도로서, 그 동작 원리는 기본적으로 2048 샘플만큼 떨어져 있는 데이터가 서로 같은 데이터인가 아니면 8192 샘플만큼 떨어져 있는 데이터가 서로 같은 데이터인가를 판단할 수 있도록 해 주는데 있다.FIG. 5 is a detailed block diagram of the correlation data generating unit 301. The operation principle may determine whether data separated by 2048 samples are the same data or data separated by 8192 samples are the same data. To make it work.
즉, 도 5를 보면, 시리얼로 연결되어 수신되는 신호 샘플을 순차적으로 지연시키는 4개의 2048워드 쉬프트 레지스터(401∼404), 수신되는 신호 샘플을 콘쥬게이트(conjugate ; 공액)시키는 콘쥬게이터(conjugator)(405), 상기 2048워드 쉬프트 레지스터(401)를 거치면서 2048 샘플동안 지연된 신호와 상기콘쥬게이터(405)의 출력 신호를 곱하는 곱셈기(406), 상기 곱셈기(406)의 출력을 64샘플만큼 지연시키는 64워드 쉬프트 레지스터(407), 상기 곱셈기(406)의 출력과 64워드 쉬프트 레지스터(407)의 출력과를 차를 구하는 감산기(408), 상기 감산기(408)의 출력을 계속 누산하는 제 1 누산기(409), 상기 4개의 2048워드 쉬프트 레지스터(401∼404)를 순차 거치면서 8192 샘플동안 지연된 신호와 상기 콘쥬게이터(405)의 출력 신호를 곱하는 곱셈기(410), 상기 곱셈기(410)의 출력을 256샘플만큼 지연시키는 256워드 쉬프트 레지스터(411), 상기 곱셈기(410)의 출력과 256워드 쉬프트 레지스터(411)의 출력과를 차를 구하는 감산기(412), 및 상기 감산기(412)의 출력을 계속 누산하는 제 2 누산기(413)로 구성된다.That is, referring to FIG. 5, four 2048 word shift registers 401 to 404 that sequentially delay the received signal samples in a serial connection, and a conjugate that conjugates the received signal samples. A multiplier 406 multiplying the signal delayed for 2048 samples with the output signal of the conjugator 405 while passing through the 2048 word shift register 401 delays the output of the multiplier 406 by 64 samples. A subtractor 408 for obtaining a difference between a 64-word shift register 407, an output of the multiplier 406, and an output of the 64-word shift register 407, and a first accumulator for continuously accumulating the output of the subtractor 408. 409), a multiplier 410 multiplying the signal delayed for 8192 samples with the output signal of the conjugator 405 while sequentially passing through the four 2048 word shift registers 401 to 404, and outputs the output of the multiplier 410 to 256. Delay by sample A second word for continuously accumulating the output of the subtractor 412, a subtractor 412 for obtaining a difference between an output of the multiplier 410, and an output of the 256 word shift register 411 And an accumulator 413.
도 6은 상기 전송 모드 및 보호 구간 판별부(302)의 상세 블록도로서, 상기 제 1, 제 2 누산기(409,413)의 출력으로부터 전송 모드가 2K인지 8K인지를 판별하는 전송 모드 판별부(501)와 상기 전송 모드 판별부(501)의 출력에 따라 상기 제 1 또는 제 2 누산기(409 또는 413)의 출력을 보호 구간 정보로 출력하는 보호 구간 판별부(502)로 구성된다.6 is a detailed block diagram of the transmission mode and the guard interval determination unit 302. The transmission mode determination unit 501 determines whether the transmission mode is 2K or 8K from the outputs of the first and second accumulators 409 and 413. And a guard interval discriminator 502 for outputting the output of the first or second accumulator 409 or 413 as guard interval information according to the output of the transmission mode discriminator 501.
즉, 수신된 신호 샘플은 순차적으로 2048워드 쉬프트 레지스터(401)와 콘쥬게이터(conjugator)(405)에 입력되고, 상기 2048워드 쉬프트 레지스터(401)에서 2048 샘플만큼 지연된 신호는 곱셈기(406)에서 콘쥬게이터(405)의 출력과 곱해진다. 즉, 상기 곱셈기(406)의 출력은 서로 2048 샘플만큼 떨어져 있는 두 신호 중 하나를 콘쥬게이트시킨 후 서로 곱한 결과이다.That is, the received signal samples are sequentially input to the 2048 word shift register 401 and the conjugator 405, and the signal delayed by 2048 samples in the 2048 word shift register 401 is conjugated in the multiplier 406. It is multiplied by the output of the gator 405. That is, the output of the multiplier 406 is the result of conjugating one of two signals spaced 2048 samples from each other and then multiplying each other.
상기 곱셈기(406)의 출력은 다시 64워드 쉬프트 레지스터(407)와감산기(408)로 입력되고, 상기 감산기(408)는 64샘플만큼 지연된 신호와 상기 곱셈기(406)로부터 현재 입력되는 신호와의 차를 제 1 누산기(409)로 출력한다. 즉, 제 1 누산기(409)에 입력되는 신호는 현재 상기 곱셈기(406)에서 출력되는 샘플에서 64 샘플 전의 곱셈기(406)에서 출력된 샘플을 뺀 신호이다.The output of the multiplier 406 is again input to the 64 word shift register 407 and the subtractor 408, which subtracts the signal delayed by 64 samples from the signal currently input from the multiplier 406. Is output to the first accumulator 409. That is, the signal input to the first accumulator 409 is a signal obtained by subtracting the sample output from the multiplier 406 before 64 samples from the sample currently output from the multiplier 406.
상기 제 1 누산기(409)는 위에서 구한 결과를 계속해서 더해 나간다. 이와 같은 방식을 식으로 표현하면 다음의 수학식 1과 같다.The first accumulator 409 continues to add the result obtained above. If this is expressed as an equation, Equation 1 below.
그리고, 상기 수학식 1에서 2048은 2K 모드일 때의 OFDM 심볼의 유효(Useful) 데이터 샘플수, 64는 보호 구간의 길이가일때의 보호 구간의 샘플 수, s(k)는 k번째 샘플 데이터이다.In Formula 1, 2048 is the number of useful data samples of the OFDM symbol in the 2K mode, and 64 is the length of the guard interval. The number of samples in the guard interval, s (k), is the k th sample data.
따라서, 상기 수학식 1에서 볼 수 있듯이 만일 d가 보호 구간의 시작점에 위치한다면 64개의 샘플 블록과 2048 샘플만큼 떨어져 있는 64개의 샘플 블록의 곱의 합에 대한 절대값인 제 1 누산기(409)의 출력 값은 수신 신호가 2K 모드인 경우 최대값을 나타낼 것이다.Accordingly, as shown in Equation 1, if d is located at the start of the guard interval, the first accumulator 409 is an absolute value of the sum of the product of 64 sample blocks and 64 sample blocks separated by 2048 samples. The output value will indicate the maximum value when the received signal is in 2K mode.
한편, 수신 신호가 8K 모드라면 매우 적은 값을 출력하게 된다. 이러한 결과를 나타낸 것이 도 7이다.On the other hand, if the received signal is 8K mode, very little value is output. This result is shown in FIG.
이는 도 7과 같이 상기 제 1 누산기(409)에서 임계값 A를 넘는 값이 출력되고 제 2 누산기(413)에서 매우 적은 값이 출력된다면 수신된 신호가 2K 모드임을증명해 준다.This proves that the received signal is a 2K mode if a value exceeding a threshold A is output from the first accumulator 409 and a very small value is output from the second accumulator 413 as shown in FIG. 7.
또한, 4개의 2048워드 쉬프트 레지스터(401∼404)를 거치면서 8192 샘플만큼 지연된 신호는 곱셈기(410)에서 콘쥬게이터(405)의 출력과 곱해진다. 즉, 상기 곱셈기(410)의 출력은 서로 8192 샘플만큼 떨어져 있는 두 신호 중 하나를 콘쥬게이트시킨 후 서로 곱한 결과이다.In addition, a signal delayed by 8192 samples through four 2048 word shift registers 401-404 is multiplied by the output of the conjugator 405 in the multiplier 410. That is, the output of the multiplier 410 is a result of conjugating one of two signals separated by 8192 samples and multiplying each other.
상기 곱셈기(410)의 출력은 다시 256워드 쉬프트 레지스터(411)와 감산기(412)로 입력되고, 상기 감산기(412)는 256샘플만큼 지연된 신호와 상기 곱셈기(410)로부터 현재 입력되는 신호와의 차를 제 2 누산기(413)로 출력한다. 즉, 제 2 누산기(413)에 입력되는 신호는 현재 상기 곱셈기(406)에서 출력되는 샘플에서 256 샘플 전의 곱셈기(406)에서 출력된 샘플을 뺀 신호이다.The output of the multiplier 410 is again input to the 256 word shift register 411 and the subtractor 412, and the subtractor 412 is a difference between the signal delayed by 256 samples and the signal currently input from the multiplier 410. Is output to the second accumulator 413. That is, the signal input to the second accumulator 413 is a signal obtained by subtracting the sample output from the multiplier 406 before 256 samples from the sample currently output from the multiplier 406.
상기 제 2 누산기(413)는 위에서 구한 결과를 계속해서 더해 나간다. 이와 같은 방식을 식으로 표현하면 다음의 수학식 2와 같다.The second accumulator 413 continues to add the result obtained above. This expression is expressed by the following equation (2).
마찬가지로, 상기 수학식 2에서 8192는 8K 모드일 때의 OFDM 심볼의 유효 데이터 샘플수, 256는 보호 구간의 길이가일때의 보호 구간의 샘플 수, s(k)는 k번째 샘플 데이터이다.Similarly, in Equation 2, 8192 is the number of valid data samples of an OFDM symbol in 8K mode, and 256 is the length of the guard interval. The number of samples in the guard interval, s (k), is the k th sample data.
따라서, 상기 수학식 2에서 볼 수 있듯이 만일 d가 보호 구간의 시작점에 위치한다면 256개의 샘플 블록과 8192 샘플만큼 떨어져 있는 256개의 샘플 블록의곱의 합에 대한 절대값인 제 2 누산기(413)의 출력 값은 수신 신호가 8K 모드일 경우 최대값을 나타낼 것이다. 하지만 수신 신호가 2K 모드라면 매우 적은 값을 출력하게 될 것이며, 이러한 결과는 도 8에 나타내었다.Therefore, as shown in Equation 2, if d is located at the start of the guard interval, the second accumulator 413 is an absolute value of the sum of 256 sample blocks and 256 sample blocks separated by 8192 samples. The output value will show the maximum value when the received signal is in 8K mode. However, if the received signal is a 2K mode will output a very small value, these results are shown in FIG.
즉, 도 8과 같이 제 2 누산기(413)에서 임계값 B를 넘는 값이 출력되고 제 1 누산기(409)에서 매우 적은 값이 출력된다면 수신된 신호가 8K 모드임을 증명해 준다.That is, if a value exceeding the threshold B is output from the second accumulator 413 and a very small value is output from the first accumulator 409, the received signal is proved to be in 8K mode.
이와 같은 방식으로 계산하여 얻어진 제 1 누산기(409)와 제 2 누산기(413)의 출력 값은 전송 모드 판별부(501)로 입력되어 전송 모드 판별에 이용된다.The output values of the first accumulator 409 and the second accumulator 413 obtained by the calculation in this manner are input to the transmission mode determination unit 501 and used for transmission mode determination.
즉, 전술한 방법에 의해서 만일 수신된 신호가 2K 모드이면 제 1 누산기(409)와 제 2 누산기(413)의 출력 값은 도 7과 같이 나타날 것이고, 수신된 신호가 8K 모드이면 제 1 누산기(409)와 제 2 누산기(413)의 출력 값은 도 8과 같이 나타날 것이다.That is, according to the above-described method, if the received signal is the 2K mode, the output values of the first accumulator 409 and the second accumulator 413 will appear as shown in FIG. 7, and if the received signal is the 8K mode, the first accumulator ( 409 and the output value of the second accumulator 413 will appear as shown in FIG.
그러므로, 상기 전송 모드 판별부(501)는 제 1 누산기(409)의 출력 값이 2K 모드일 경우의 임계값 A를 넘는가를 판별하고, 넘는다면 임계값 A를 넘는 출력 값의 반복되는 간격이 (2048+64) ∼(2048+512)마다 반복되는가를 확인한다. 그리고, 만일 이러한 조건을 만족하면 현재 수신되고 있는 신호가 2K 모드 OFDM 신호라고 판단하여 전송 모드 정보를 2K 모드로 출력한다. 여기서, 64는 2K 모드에서 보호 구간의 길이가 제일 짧은 경우 즉,일때이고, 512는 2K 모드에서 보호 구간의 길이가 제일 긴 경우 즉,일때이다.Therefore, the transmission mode determining unit 501 determines whether or not the output value of the first accumulator 409 exceeds the threshold value A when the 2K mode is exceeded. 2048 + 64) to (2048 + 512). If this condition is satisfied, it is determined that the currently received signal is a 2K mode OFDM signal and outputs transmission mode information in the 2K mode. Where 64 is the shortest guard interval in 2K mode, that is, Where 512 is the longest guard interval in 2K mode, When
이와 마찬가지로 만일 수신된 신호가 8K모드이면 제 1 누산기(409)와 제 2 누산기(413)의 출력 값은 도 8과 같이 나타날 것이다. 그러므로, 상기 전송 모드 판별부(501)는 제 2 누산기(413)의 출력 값이 8K 모드일 경우의 임계값 B를 넘는가를 판단하고, 넘는다면 임계값 B를 넘는 출력 값의 반복되는 간격이 (2048+64)*4 ∼ (2048+512)*4 마다 반복되는 가를 확인한다. 만일 이러한 조건을 만족하면 현재 수신되고 있는 신호가 8K 모드 OFDM 신호라고 판단하여 전송 모드 정보를 8K 모드로 출력한다. 여기서, 256(=64*4)는 8K 모드에서 보호 구간의 길이가 제일 짧은 경우 즉,일때이고, 2048(512*4)는 8K 모드에서 보호 구간의 길이가 제일 긴 경우 즉,일때이다.Similarly, if the received signal is the 8K mode, the output values of the first accumulator 409 and the second accumulator 413 will appear as shown in FIG. 8. Therefore, the transmission mode determining unit 501 determines whether the output value of the second accumulator 413 exceeds the threshold B when the 8K mode is exceeded. Check if 2048 + 64) * 4 to (2048 + 512) * 4 is repeated. If this condition is satisfied, it is determined that the currently received signal is an 8K mode OFDM signal, and the transmission mode information is output in the 8K mode. Where 256 (= 64 * 4) is the shortest guard interval in 8K mode, i.e. 2048 (512 * 4) is the longest guard interval in 8K mode. When
이렇게 얻어진 전송 모드 정보는 다시 보호 구간 판별부(502)에 입력되어 부호 구간을 판별하는데 이용된다.The transmission mode information thus obtained is again input to the guard interval determination unit 502 and used to determine the code interval.
도 9는 수신 신호의 보호 구간에 따른 누산기 출력을 나타낸 것이다. 즉, 2K 모드인 경우에는 제 1 누산기(409)의 출력이, 8K 모드인 경우에는 제 2 누산기(413)의 출력이 상기 보호 구간 판별부(502)로 입력된다.9 illustrates an accumulator output according to a guard interval of a received signal. That is, in the 2K mode, the output of the first accumulator 409 is input to the guard interval determination unit 502 in the 8K mode.
따라서, 수신 신호가 2K 모드인 경우 임계값 A를 넘는 제 1 누산기(409)의 출력 값은 보호 구간이 1/32인 경우 1개, 1/16인 경우 64(=128-64)개, 1/8인 경우 192(=256-64)개, 1/4인 경우 448(=512-64)개가 된다. 또한, 수신 신호가 8K 모드인 경우 임계값 B를 넘는 제 2 누산기(413)의 출력 값은 보호 구간이 1/32인 경우 1개, 1/16인 경우 256(=512-256)개, 1/8인 경우 768(1024-256)개, 1/4인 경우1792(=2048-256)개가 된다.Therefore, the output value of the first accumulator 409 exceeding the threshold A when the received signal is in the 2K mode is one for the protection interval 1/32, 64 (= 128-64) for the 1/16, 1 If / 8, it is 192 (= 256-64), 1/4 is 448 (= 512-64). In addition, when the received signal is the 8K mode, the output value of the second accumulator 413 exceeding the threshold B is one when the guard interval is 1/32, 256 (= 512-256) when 1/16, 1 In the case of / 8, it is 768 (1024-256), in case of 1/4, it is 1792 (= 2048-256).
이러한 결과는 실제 보호 구간의 길이와 2K 모드인 경우 64개 샘플 데이터 블록만큼의 누산, 8K 모드인 경우 256 샘플 데이터 블록만큼의 누산이 위에서 언급한 수학식 1, 2에 의해서 계산하므로 얻어지게 된다. 즉, 2K 모드에서 보호 구간의 길이가 1/16(=128)인 경우를 예로 들면, 보호 구간의 64 샘플까지는 순차적으로 증가하여 64번째 샘플에서 최대값이 되지만 64샘플이 지나면 보호 구간이 끝날때까지 계속 최대값을 유지하고 있다.This result is obtained because the accumulation of as many as 64 sample data blocks in the 2K mode and the accumulation of 256 sample data blocks in the 8K mode is calculated by Equations 1 and 2 described above. For example, if the guard interval length is 1/16 (= 128) in 2K mode, up to 64 samples of the guard interval are sequentially increased to the maximum value at the 64th sample, but when the guard interval ends after 64 samples The maximum value is kept until.
이러한 기준을 이용하게 되면 보호 구간 판별부(502)는 현재 수신되고 있는 신호의 보호 구간의 길이를 판별할 수 있게 된다.Using this criterion, the guard interval determination unit 502 can determine the length of the guard interval of the signal currently being received.
그리고, 이렇게 얻어진 보호 구간 정보는 전송 모드 정보와 함께 FFT부(205)에 입력되어 옳은 FFT 출력을 얻는데 사용된다.The guard interval information thus obtained is input to the FFT unit 205 together with the transmission mode information and used to obtain a correct FFT output.
그러나, 상기와 같은 종래 기술은 신호가 전송되는 채널 환경이 열악할 경우 즉 노이즈(noise)가 많은 채널의 경우에는 보호 구간 모드에 따라 임계값을 넘는 샘플의 개수가 정확하지 않으므로 보호 구간 모드를 판별하는데 있어서 오류를 범할 수 있다.However, the prior art as described above determines the guard interval mode because the number of samples that exceed the threshold value is not accurate according to the guard interval mode when the channel environment in which the signal is transmitted is poor, that is, in a channel with a lot of noise. You can make a mistake in doing this.
본 발명은 상기와 같은 목적을 달성하기 위한 것으로서, 본 발명의 목적은 채널 환경이 안 좋은 경우에도 보호 구간 모드를 정확하게 검출하는 COFDM 수신 시스템을 제공함에 있다.The present invention is to achieve the above object, an object of the present invention to provide a COFDM receiving system that accurately detects the guard interval mode even in a bad channel environment.
본 발명의 다른 목적은 잡음이 많이 섞인 수신 신호로부터 전송 모드와 보호 구간의 정보를 자동으로 정확히 판별해내는 COFDM 수신 시스템을 제공함에 있다.Another object of the present invention is to provide a COFDM reception system that automatically and accurately determines the information of a transmission mode and a guard interval from a noisy received signal.
본 발명의 또다른 목적은 수신되는 신호의 전송 모드와 보호 구간이 변경되더라도 자동으로 변경된 수신 신호를 올바르게 수신하는 COFDM 수신 시스템을 제공함에 있다.Another object of the present invention is to provide a COFDM receiving system that correctly receives a changed received signal even if the transmission mode and the guard interval of the received signal are changed.
도 1은 종래 기술의 COFDM 수신 시스템의 구성 블록도1 is a block diagram of a prior art COFDM receiving system
도 2는 종래 기술의 전송 모드 판별 장치가 있는 COFDM 수신 시스템의 구성 블록도2 is a block diagram of a COFDM receiving system having a transmission mode determining apparatus according to the related art.
도 3은 일반적인 COFDM 심볼의 사이클릭 확장을 보인 도면3 shows a cyclic extension of a typical COFDM symbol.
도 4는 도 2의 전송 모드 판별 장치의 상세 블록도4 is a detailed block diagram of the apparatus for determining a transmission mode of FIG. 2.
도 5는 도 4의 상관 데이터 발생부의 상세 블록도FIG. 5 is a detailed block diagram of the correlation data generator of FIG. 4. FIG.
도 6은 도 4의 전송 모드 및 보호 구간 판별부의 상세 블록도6 is a detailed block diagram of a transmission mode and a guard interval determination unit of FIG. 4.
도 7은 도 5에서 전송 모드가 2K인 경우의 제 1, 제 2 누산기의 출력을 나타낸 신호 파형도FIG. 7 is a signal waveform diagram illustrating outputs of the first and second accumulators when the transmission mode is 2K in FIG. 5. FIG.
도 8은 도 5에서 전송 모드가 8K인 경우의 제 1, 제 2 누산기의 출력을 나타낸 신호 파형도FIG. 8 is a signal waveform diagram illustrating outputs of the first and second accumulators when the transmission mode is 8K in FIG. 5; FIG.
도 9는 도 6의 보호 구간 판별부의 보호 구간 판별 방법을 보인 도면9 is a view illustrating a guard interval determination method of a guard interval determination unit of FIG. 6;
도 10은 본 발명에 따른 COFDM 수신 시스템의 구성 블록도10 is a block diagram of a COFDM receiving system according to the present invention
도 11은 도 10의 Coarse STS부의 상세 블록도FIG. 11 is a detailed block diagram of the Coarse STS unit of FIG. 10. FIG.
도 12는 도 11의 보호 구간 섬부의 상세 블록도12 is a detailed block diagram of a guard section island of FIG. 11.
도 13은 도 11의 전송 모드 및 보호 구간 판별부의 상세 블록도FIG. 13 is a detailed block diagram of a transmission mode and a guard interval determining unit of FIG. 11.
도 14는 보호 구간이 1/32인 경우의 도 12의 제 1 내지 제 4 누산기의 출력을 보인 신호 파형도FIG. 14 is a signal waveform diagram showing outputs of the first to fourth accumulators of FIG. 12 when the guard interval is 1/32. FIG.
도 15는 보호 구간이 1/16인 경우의 도 12의 제 1 내지 제 4 누산기의 출력을 보인 신호 파형도15 is a signal waveform diagram showing the output of the first to fourth accumulators of FIG. 12 when the guard interval is 1/16;
도 16은 보호 구간이 1/8인 경우의 도 12의 제 1 내지 제 4 누산기의 출력을 보인 신호 파형도16 is a signal waveform diagram showing the output of the first to fourth accumulators of FIG. 12 when the guard interval is 1/8;
도 17은 보호 구간이 1/4인 경우의 도 12의 제 1 내지 제 4 누산기의 출력을 보인 신호 파형도17 is a signal waveform diagram showing the output of the first to fourth accumulators of FIG. 12 when the guard interval is 1/4;
도면의 주요부분에 대한 부호의 설명Explanation of symbols for main parts of drawings
601 : 튜너 602 : A/D 변환부601: tuner 602: A / D conversion unit
603 : I/Q 분리부 604 : Coarse STS부603: I / Q separation part 604: Coarse STS part
605 : FFT 윈도우 발생부 606 : FFT부605: FFT window generating unit 606: FFT unit
701 : 지연기 702 : 콘쥬게이트 곱셈기701: delay 702: conjugate multiplier
703 : 보호구간 섬부 704 : 전송 모드 및 보호 구간 판별부703: guard section island 704: transmission mode and guard section determination unit
705 : 윈도우 위치 검출부 801∼804 : FIFO705: window position detection unit 801 to 804: FIFO
805∼808 : 감산기 809∼812 : 누산기805 to 808: subtractor 809 to 812: accumulator
813 : 데이터 선택부 814∼817 : 절대치 연산부813: data selecting section 814 to 817: absolute value calculating section
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 COFDM 수신 시스템은, 수신 샘플 데이터를 N 샘플(N은 모드에 따른 한 심볼의 유효 데이터 샘플 수)만큼 지연시키는 지연부와, 지연되지 않은 수신 샘플 데이터와 상기 지연부에서 N 샘플만큼 지연된 데이터와의 콘쥬게이트 곱을 수행하는 콘쥬게이트 곱셈부와, 상기 콘쥬게이트 곱셈부의 출력을 각 보호 구간의 길이만큼 더한 후 판별된 보호 구간 데이터에 따라 해당 보호 구간의 섬 데이터를 출력하는 보호 구간 섬부와, 상기 보호 구간 섬부의 출력으로부터 전송 모드와 보호 구간을 판별하여 상기 보호 구간 섬부로 다시 출력하는 전송 모드 및 보호 구간 판별부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.The COFDM reception system according to the present invention for achieving the above object, the delay unit for delaying received sample data by N samples (N is the number of valid data samples of one symbol according to the mode), and the non-delayed received sample data And a conjugate multiplier for performing a conjugate product with data delayed by N samples in the delay unit, and an output of the conjugate multiplier by the length of each guard interval, and then sums the islands of the guard interval according to the guard interval data determined. And a transmission mode and a protection interval determination unit for determining a transmission mode and a protection interval from the output of the protection interval island and outputting the data back to the protection interval island.
상기 보호 구간 섬부는 입력되는 신호를 제 1 보호 구간 길이에 해당하는 샘플만큼 지연시키는 제 1 지연기와, 상기 제 1 지연기에서 지연된 신호를 다시 제 1 보호 구간 길이에 해당하는 샘플만큼 지연시키는 제 2 지연기와, 상기 제 2 지연기에서 지연된 신호를 다시 제 2 보호 구간 길이에 해당하는 샘플만큼 지연시키는 제 3 지연기와, 상기 제 3 지연기에서 지연된 신호를 다시 제 3 보호 구간 길이에해당하는 샘플만큼 지연시키는 제 4 지연기와, 지연되지 않은 신호와 상기 제 1 지연기의 출력 신호와의 차를 누산하여 제 1 보호 구간 길이 동안의 콘쥬게이트 곱을 합한 결과를 출력하는 제 1 누산기와, 지연되지 않은 신호와 상기 제 2 지연기의 출력 신호와의 차를 누산하여 제 2 보호 구간 길이 동안의 콘쥬게이트 곱을 합한 결과를 출력하는 제 2 누산기와, 지연되지 않은 신호와 상기 제 3 지연기의 출력 신호와의 차를 누산하여 제 3 보호 구간 길이 동안의 콘쥬게이트 곱을 합한 결과를 출력하는 제 3 누산기와, 지연되지 않은 신호와 상기 제 4 지연기의 출력 신호와의 차를 누산하여 제 4 보호 구간 길이 동안의 콘쥬게이트 곱을 합한 결과를 출력하는 제 4 누산기와, 상기 제 1 내지 제 4 누산기의 출력 중 어느 하나를 판별된 보호 구간 데이터 값에 따라 선택 출력하는 데이터 선택부로 구성되는 것을 특징으로 한다.The guard interval islander delays the input signal by a sample corresponding to the length of the first guard interval and a second delay delays the signal delayed by the first delay period by a sample corresponding to the length of the first guard interval. A delay delayer; a third delayer delaying the signal delayed by the second delayer by a sample corresponding to the second guard interval length; and a delay signal delayed by the third delayer by the sample corresponding to the third guard interval length. A fourth delayer for delaying, a first accumulator for accumulating the difference between the undelayed signal and the output signal of the first delayer, and outputting a result of summing the conjugate product for the first guard interval length, and the non-delayed signal A second accumulator for accumulating a difference between an output signal of the second delay unit and outputting a result of summing a conjugate product for a second guard interval length; A third accumulator for accumulating the difference between the non-delayed signal and the output signal of the third delayer and outputting the sum of the conjugate products for the third guard interval length; A fourth accumulator for accumulating a difference with an output signal and outputting a result of summing the conjugate products for a fourth guard interval length, and selecting one of the outputs of the first to fourth accumulators according to the determined guard interval data value It is characterized by comprising a data selector for outputting.
상기 전송 모드 및 보호 구간 판별부는 상기 제 1 내지 제 4 누산기의 출력 중 어느 하나의 출력 값과 기 설정된 전송모드 임계값과의 비교를 통해 수신되는 신호의 전송 모드를 판별하는 것을 특징으로 한다.The transmission mode and the guard interval determination unit may determine a transmission mode of a received signal by comparing an output value of any one of the outputs of the first to fourth accumulators with a preset transmission mode threshold.
상기 전송 모드 및 보호 구간 판별부는 상기 제 1 내지 제 4 누산기의 상호 관계로부터 보호 구간의 길이를 판별하는 것을 특징으로 한다.The transmission mode and the guard interval determination unit may determine the length of the guard interval from the mutual relationship between the first to fourth accumulators.
본 발명의 다른 목적, 특징 및 잇점들은 첨부한 도면을 참조한 실시예들의 상세한 설명을 통해 명백해질 것이다.Other objects, features and advantages of the present invention will become apparent from the following detailed description of embodiments taken in conjunction with the accompanying drawings.
이하, 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부도면을 참조하여 상세히 설명한다.Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
도 10은 본 발명에 따른 DVB-T 시스템의 구성 블록도로서, 안테나를 통해수신된 신호는 튜너부(601)와 A/D 변환부(602), I/Q 분리부(603)를 거쳐 복소 디지털 샘플 데이터(I,Q)로 복조된 후 Coarse STS(Symbol Timing Synchronization)부(604)와 FFT부(606)에 입력된다.10 is a block diagram of a DVB-T system according to the present invention, in which a signal received through an antenna is complex via a tuner unit 601, an A / D converter 602, and an I / Q separation unit 603. After demodulation into digital sample data (I, Q), it is input to the Coarse Symbol Timing Synchronization (STS) unit 604 and the FFT unit 606.
본 발명은 상기 Coarse STS부(604)에서 전송 모드 및 보호 구간의 판별을 수행한다.In the present invention, the Coarse STS unit 604 determines the transmission mode and the guard interval.
도 11은 상기 Coarse STS부(604)의 상세 블록도로서, 수신 샘플 데이터를 N 샘플만큼 지연시키는 지연기(701), 지연되지 않은 수신 샘플 데이터와 N 샘플만큼 지연된 데이터와의 콘쥬게이트 곱을 수행하는 콘쥬게이트 곱셈기(702), 상기 콘쥬게이트 곱셈기(702)의 출력을 각 보호 구간의 길이만큼 더한 후 보호 구간 데이터에 따라 해당 보호 구간의 섬 데이터를 출력하는 보호 구간 섬(guard interval summation)부(703), 상기 보호 구간 섬부(703)의 출력으로부터 전송 모드와 보호 구간을 판별하여 상기 보호 구간 섬부(703)로 다시 출력하는 전송 모드 및 보호 구간 판별부(704), 및 상기 보호 구간 섬부(703)에서 출력되는 해당 보호 구간 섬 데이터로부터 Coarse 윈도우 위치를 검출하는 윈도우 위치 검출부(705)로 구성된다.FIG. 11 is a detailed block diagram of the Coarse STS unit 604. The delay unit 701 delays received sample data by N samples, and performs a conjugate product of undelayed received sample data and data delayed by N samples. Guard interval summation unit 703 for adding the output of the conjugate multiplier 702, the conjugate multiplier 702 by the length of each guard interval, and outputs island data of the guard interval according to the guard interval data. ), A transmission mode and a guard interval determining unit 704 for determining a transmission mode and a guard interval from the output of the guard interval island 703 and outputting the guard mode to the guard interval island 703, and the guard interval island 703. The window position detection unit 705 detects a coarse window position from the guard interval island data output from the control unit.
여기서, 상기 지연기(701)는 N개의 메모리 셀로 이루어진 FIFO(First Input First Output)로 구성할 수도 있고, 또는 쉬프트 레지스터로 구성할 수도 있다.Here, the delay unit 701 may be configured as a first input first output (FIFO) consisting of N memory cells, or may be configured as a shift register.
도 12는 상기 GIS부(703)의 상세 블록도로서, 입력되는 신호를 64샘플만큼 지연시키는 FIFO32(801), 64샘플만큼 지연시키는 FIFO16(802), 128샘플만큼 지연시키는 FIFO8(803), 256샘플만큼 지연시키는 FIFO4(804)가 시리얼로 연결된다. 그리고, 지연되지 않은 신호로부터 상기 FIFO32(801)의 출력을 빼는 제 1 감산기(805),상기 제 1 감산기(805)의 출력을 누적하는 제 1 누산기(809), 상기 제 1 누산기(809)의 출력에 절대치를 취하는 제 1 절대치 연산부(814), 지연되지 않은 신호로부터 상기 FIFO16(802)의 출력을 빼는 제 2 감산기(806), 상기 제 2 감산기(806)의 출력을 누적하는 제 2 누산기(810), 상기 제 2 누산기(810)의 출력에 절대치를 취하는 제 2 절대치 연산부(815), 지연되지 않은 신호로부터 상기 FIFO8(803)의 출력을 빼는 제 3 감산기(807), 상기 제 3 감산기(807)의 출력을 누적하는 제 3 누산기(811), 상기 제 3 누산기(811)의 출력에 절대치를 취하는 제 3 절대치 연산부(816), 지연되지 않은 신호로부터 상기 FIFO4(804)의 출력을 빼는 제 4 감산기(808), 상기 제 4 감산기(808)의 출력을 누적하는 제 4 누산기(812), 상기 제 4 누산기(812)의 출력에 절대치를 취하는 제 4 절대치 연산부(817), 및 판별된 보호 구간 값에 따라 상기 제 1 내지 제 4 누산기(809∼812)에서 출력되는 보호 구간 섬 데이터중 어느 하나를 선택 출력하는 데이터 선택부(813)로 구성된다.FIG. 12 is a detailed block diagram of the GIS unit 703. The FIFO32 801 delays an input signal by 64 samples, the FIFO16 802 delays by 64 samples, and the FIFO8 803 delays by 128 samples. A FIFO4 804 is connected in serial that delays by a sample. The first subtractor 805 subtracting the output of the FIFO32 801 from the non-delayed signal, the first accumulator 809 and the first accumulator 809 accumulating the outputs of the first subtractor 805. A first absolute value calculator 814 taking an absolute value at the output, a second subtractor 806 that subtracts the output of the FIFO16 802 from a non-delayed signal, and a second accumulator that accumulates the output of the second subtractor 806 ( 810), a second absolute value calculator 815 taking an absolute value at the output of the second accumulator 810, a third subtractor 807, which subtracts the output of the FIFO8 803 from an undelayed signal, and the third subtractor ( A third accumulator 811 accumulating the output of 807, a third absolute value calculator 816 taking an absolute value at the output of the third accumulator 811, and subtracting the output of the FIFO4 804 from the undelayed signal. A fourth accumulator 808, a fourth accumulator 812 that accumulates the output of the fourth subtractor 808, and the fourth The fourth absolute value calculating unit 817 taking an absolute value at the output of the four accumulator 812, and the guard interval island data output from the first to fourth accumulators 809 to 812 according to the determined guard interval value. And a data selector 813 for selective output.
여기서, 상기 제 1 내지 제 4 절대치 연산부(814∼817)의 출력은 전송 모드 & 보호 구간 판별부(704)에 입력되어 전송 모드 및 보호 구간 판별에 사용된다.Here, the outputs of the first to fourth absolute value calculators 814 to 817 are inputted to the transmission mode & guard interval determination unit 704 and used to determine the transmission mode and the guard interval.
그리고, 상기 FIFO32(801)와 FIFO16(802)는 각각 64개의 메모리 셀로 이루어지고, FIFO8(804)는 128개의 메모리 셀, FIFO4(804)는 256 개의 메모리 셀로 이루어져 있다.The FIFO32 801 and FIFO16 802 are each 64 memory cells, the FIFO8 804 is 128 memory cells, and the FIFO4 804 is 256 memory cells.
도 13은 상기 전송 모드 및 보호 구간 판별부(704)의 상세 블록도로서, 보호 구간 판별부(900)와 전송 모드 판별부(909)로 구성된다.13 is a detailed block diagram of the transmission mode and the guard interval determination unit 704, and includes a guard interval determination unit 900 and a transmission mode determination unit 909. FIG.
이때, 상기 보호 구간 판별부(900)는 한 OFDM 심볼동안 GIS부(703)의 제 4절대치 연산부(817)에서 입력된 데이터 값들 중 최대값(GISUM4max)을 찾아 출력하는 제 1 최대값 검출부(901), 한 OFDM 심볼동안 제 3 절대치 연산부(816)에서 입력된 데이터 값들 중 최대값(GISUM8max)을 찾아 출력하는 제 2 최대값 검출부(902), 한 OFDM 심볼동안 제 2 절대치 연산부(815)에서 입력된 데이터 값들 중 최대값(GISUM16max)을 찾아 출력하는 제 3 최대값 검출부(903), 한 OFDM 심볼동안 제 1 절대치 연산부(814)에서 입력된 데이터 값들 중 최대값(GISUM32max)을 찾아 출력하는 제 4 최대값 검출부(904), 상기 제 1 최대값 검출부(901)에서 검출한 최대값(GISUM4max)과 제 2 최대값 검출부(902)에서 검출한 최대값(GISUM8max)의 차이(Delta3)를 구하는 제 1 감산기(905), 상기 제 2 최대값 검출부(902)에서 검출한 최대값(GISUM8max)과 제 3 최대값 검출부(903)에서 검출한 최대값(GISUM16max)의 차이(Delta2)를 구하는 제 2 감산기(906), 상기 제 3 최대값 검출부(903)에서 검출한 최대값(GISUM16max)과 제 4 최대값 검출부(904)에서 검출한 최대값(GISUM32max)의 차이(Delta1)를 구하는 제 3 감산기(907), 및 상기 제 1 내지 제 4 최대값 검출부(901∼904)의 출력과 제 1 내지 제 3 감산기(905∼907)의 출력을 이용하여 보호 구간의 길이를 판별하는 보호 구간 검출부(908)로 구성된다.In this case, the guard interval determination unit 900 finds and outputs the maximum value GISUM4max among the data values input by the fourth absolute value calculating unit 817 of the GIS unit 703 during one OFDM symbol. A second maximum value detector 902 which finds and outputs a maximum value GISUM8max among data values inputted by the third absolute value calculator 816 during one OFDM symbol, and inputs the second absolute value calculator 815 during one OFDM symbol. A third maximum value detector 903 that finds and outputs the maximum value GISUM16max among the data values, and a fourth maximum value GISUM32max that finds and outputs the maximum value GISUM32max among the data values inputted by the first absolute value calculator 814 during one OFDM symbol. First to obtain the difference Delta3 between the maximum value GISUM4max detected by the maximum value detector 904 and the first maximum value detector 901 and the maximum value GISUM8max detected by the second maximum value detector 902. The maximum value GISUM8max detected by the subtractor 905 and the second maximum value detector 902. And a second subtractor 906 for obtaining the difference Delta2 between the maximum value GISUM16max detected by the third maximum value detector 903 and the maximum value GISUM16max and the third value detected by the third maximum value detector 903. The third subtractor 907 for obtaining the difference Delta1 of the maximum value GISUM32max detected by the maximum value detector 904, and the outputs of the first to fourth maximum value detectors 901 to 904 and the first to fourth values. And a guard interval detector 908 for determining the length of the guard interval using the outputs of the third subtractors 905 to 907.
이와 같이 구성된 본 발명에서 Coarse STS부(604)는 입력된 신호로부터 수신 신호의 전송 모드와 보호 구간 값을 판별하고 또한, FFT를 동작시키는데 가장 중요한 Coarse 윈도우 위치를 찾는다.In the present invention configured as described above, the Coarse STS unit 604 determines the transmission mode and the guard interval value of the received signal from the input signal and finds the coarse window position that is most important for operating the FFT.
이를 위해 먼저, 수신 샘플 데이터는 지연기(701)에서 N샘플 즉, 2048샘플만큼 지연된 후 콘쥬게이트 곱셈기(702)로 출력된다. 상기 콘쥬게이트 곱셈기(702)에서는 지연되지 않은 데이터와 상기 지연기(701)에서 N샘플만큼 지연된 데이터와의 콘쥬게이트 곱이 이루어진다. 즉, 복소 평면상에서 실수축에 대해 대칭관계에 있는 두 복소수, 즉, a+jb와 a-jb 사이의 관계를 서로 콘쥬게이트라 하며, 상기 콘쥬게이트 곱셈기(702)의 결과는 실수가 된다.To this end, first, the received sample data is delayed by N samples, that is, 2048 samples, in the delay unit 701 and then output to the conjugate multiplier 702. In the conjugate multiplier 702, a conjugate product of data that is not delayed and data delayed by N samples in the delayer 701 is performed. That is, the relationship between two complex numbers that are symmetrical with respect to the real axis on the complex plane, that is, a + jb and a-jb, is called a conjugate to each other, and the result of the conjugate multiplier 702 becomes a real number.
이때, N샘플만큼 떨어져 있는 데이터에 대해 서로 콘쥬게이트 곱을 한 후 보호 구간만큼을 합한 결과를 한 OFDM 심볼 동안 계속 비교하여 최대값을 찾으면 그때의 위치가 FFT 윈도우의 시작 위치가 된다. 이것은 윈도우 위치 검출부(705)에서 수행하며, 이 내용을 식으로 표현하면 하기의 수학식 3과 같다.In this case, if a maximum value is obtained by conjugating the result of conjugation of the data spaced by N samples with each other and then adding the guard intervals for one OFDM symbol, the current position becomes the start position of the FFT window. This is performed by the window position detection unit 705, which is expressed by Equation 3 below.
d =[0, N+L-1] d = [0, N + L-1]
상기 수학식 3에서 N은 OFDM 심볼의 유효(Useful) 데이터 샘플수, L은 보호 구간의 샘플 수, x(k)는 k번째 샘플 데이터이다. 상기와 같이 N+L 만큼의 구간 동안 서로 N만큼 떨어진 L개의 샘플 데이터의 콘쥬게이트 곱의 절대값들 중 최대값을 나타내는 위치가 바로 OFDM 심볼의 시작점을 찾는데 기준점이 된다. 이는 보호 구간의 데이터는 OFDM 심볼내의 맨 끝에 있는 데이터의 복사본이기 때문에, 보호 구간내의 데이터의 합이 최대값이 될 확률이 제일 크기 때문이다.In Equation 3, N is the number of useful data samples of the OFDM symbol, L is the number of samples of the guard interval, x (k) is the k-th sample data. As described above, the position representing the maximum value of the absolute values of the conjugate product of the L sample data spaced by N from each other during the N + L period is a reference point for finding the starting point of the OFDM symbol. This is because the data in the guard interval is a copy of the data at the end in the OFDM symbol, and therefore the probability that the sum of the data in the guard interval becomes the maximum value is the greatest.
그리고, 상기 수학식 3에서 볼 수 있듯이 정확한 FFT 시작 위치를 찾기 위해서는 N과 L값을 정확히 알고 있어야 한다. 이 값을 검출해내기 위하여 전송 모드와 보호 구간 값을 판별하는 것이다.As shown in Equation 3, in order to find an accurate FFT starting position, N and L values must be known correctly. In order to detect this value, a transmission mode and a guard interval value are determined.
따라서, 상기 전송 모드와 보호 구간 길이의 판별을 위해, 상기 콘쥬게이트 곱셈기(702)의 출력은 GIS부(703)로 입력된다. 상기 GIS부(703)는 전송 모드와 보호 구간 값을 판별하기 위해서 제 1 내지 제 4 절대치 연산부(814∼817)의 출력을 전송 모드 및 보호 구간 판별부(704)로 출력하고, 또한 FFT 시작 위치 값을 찾기 위해서 제 1 내지 제 4 누산기(809∼812)의 출력 값들 중 어느 하나를 판별된 보호 구간 값에 따라 선택하여 윈도우 위치 검출부(705)로 출력한다.Therefore, in order to determine the transmission mode and the guard interval length, the output of the conjugate multiplier 702 is input to the GIS unit 703. The GIS unit 703 outputs the outputs of the first to fourth absolute value calculators 814 to 817 to the transmission mode and the guard interval determination unit 704 to determine the transmission mode and the guard interval value. In order to find a value, one of the output values of the first to fourth accumulators 809 to 812 is selected according to the determined guard interval value and output to the window position detector 705.
이때, 상기 GIS부(703)는 초기에는 현재 전송 모드와 보호 구간 값을 알지 못하므로 현재의 전송 모드는 2K 모드(DVB-T의 경우) 즉, N의 값이 2048이라고 가정을 한다. 그리고, 보호 구간의 값은 1/32이라고 가정한다.In this case, since the GIS unit 703 does not know the current transmission mode and the guard interval value initially, it is assumed that the current transmission mode is the 2K mode (in the case of DVB-T), that is, the value of N is 2048. In addition, it is assumed that the value of the guard interval is 1/32.
만일, 전송되고 있는 신호가 가정대로 2K 모드라면 이때의 제 1 누산기(809)의 출력 값은 어느 정도의 크기를 갖게 되지만 만일 전송되는 신호가 8K 모드라고 한다면 상기 제 1 누산기(809)의 출력값은 매우 작은 값을 출력하게 된다. 이 결과를 보고 전송 모드를 판별할 수 있다.If the transmitted signal is assumed to be in the 2K mode, the output value of the first accumulator 809 at this time has a certain size, but if the transmitted signal is the 8K mode, the output value of the first accumulator 809 is Will print a very small value. This result can be used to determine the transmission mode.
그러므로, 하기의 수학식 4에 의해서 전송 모드 및 보호 구간 판별부(704)의 전송 모드 판별부(909)는 전송 모드를 판별한다.Therefore, according to Equation 4 below, the transmission mode determination unit 909 of the transmission mode and the guard interval determination unit 704 determines the transmission mode.
즉, 상기 수학식 4의 조건을 만족하면 현재 전송되고 있는 신호는 2K 모드라 판단할 수 있고, 그렇지 않을 경우에는 8K 모드라고 판단하게 된다.That is, if the condition of Equation 4 is satisfied, the currently transmitted signal may be determined to be a 2K mode, otherwise it is determined to be an 8K mode.
한편, 수신되는 샘플 데이터는 FIFO32(801)에서 64샘플만큼, FIFO16(802)에서 64샘플만큼, FIFO8(803)에서 128샘플만큼, FIFO4(804)에서 256샘플만큼 순차 지연된다. 예를 들어, 수신되는 샘플 데이터가 FIFO32,FIFO16,FIFO8,FIFO4(801∼804)를 순차적으로 모두 거치면 512샘플만큼 지연된 신호가 출력된다.Meanwhile, the received sample data is sequentially delayed by 64 samples in the FIFO32 801, 64 samples in the FIFO16 802, 128 samples in the FIFO8 803, and 256 samples in the FIFO4 804. For example, if the received sample data sequentially passes through FIFO32, FIFO16, FIFO8, and FIFO4 (801 to 804), a signal delayed by 512 samples is output.
이와 같이 FIFO를 나눈 후, 제 1 감산기(805)는 지연되지 않은 신호로부터 상기 FIFO32(801)의 출력을 빼 제 1 누산기(809)에 누적하고, 제 2 감산기(806)는 지연되지 않은 신호로부터 상기 FIFO16(802)의 출력을 빼 제 2 누산기(810)에 누적한다. 그리고, 제 3 감산기(807)는 지연되지 않은 신호로부터 상기 FIFO8(803)의 출력을 빼 제 3 누산기(811)에 누적하고, 제 4 감산기(808)는 지연되지 않은 신호로부터 상기 FIFO4(804)의 출력을 빼 제 4 누산기(812)에 누적한다.After dividing the FIFO in this manner, the first subtractor 805 subtracts the output of the FIFO32 801 from the non-delayed signal and accumulates in the first accumulator 809, and the second subtractor 806 from the non-delayed signal. The output of the FIFO16 802 is subtracted and accumulated in the second accumulator 810. The third subtractor 807 subtracts the output of the FIFO8 803 from the non-delayed signal and accumulates in the third accumulator 811, and the fourth subtractor 808 stores the FIFO4 804 from the non-delayed signal. The output of is subtracted and accumulated in the fourth accumulator 812.
즉, FIFO32(801)의 경우 제 1 감산기(805)와 제 1 누산기(809)를 이용하여 입력되는 샘플 값과 FIFO32의 출력값의 차를 계속해서 누적시킨 결과가 결국, 1/32 보호 구간 동안의 콘쥬게이트 곱을 합한 결과가 되며, 이를 식으로 표현하면 상기 제 1 누산기(809)의 출력값은 하기의 수학식 5와 같이 표시할 수 있다.That is, in the case of the FIFO32 801, a result of continuously accumulating the difference between the sample value inputted using the first subtractor 805 and the first accumulator 809 and the output value of the FIFO32 is eventually generated during the 1/32 guard period. The result of the sum of the conjugate products is expressed as an equation. The output value of the first accumulator 809 may be expressed as in Equation 5 below.
이와 마찬가지로, 상기 제 2 내지 제 4 누산기(810∼812)의 출력값은 각각 하기의 수학식 6 내지 8로 표시할 수 있다.Similarly, output values of the second to fourth accumulators 810 to 812 may be represented by Equations 6 to 8, respectively.
이렇게 계산된 제 1 내지 제 4 누산기(809∼812)의 출력은 데이터 선택부(813)로 출력됨과 동시에 제 1 내지 제 4 절대치 연산부(814∼817)로 각각 출력되어 절대치가 취해진다. 그리고, 상기 제 1 내지 제 4 절대치 연산부(814∼817)의 출력값 GISUM32, GISUM16, GISUM8, GISUM4은 전송 모드 & 보호 구간 판별부(704)에 입력된다.The outputs of the first to fourth accumulators 809 to 812 calculated as described above are output to the data selector 813 and output to the first to fourth absolute value calculators 814 to 817, respectively, to take an absolute value. The output values GISUM32, GISUM16, GISUM8, and GISUM4 of the first to fourth absolute value calculating units 814 to 817 are input to the transmission mode & guard interval discriminating unit 704.
상기 전송 모드 및 보호 구간 판별부(704)의 전송 모드 판별부(909)는 상기된 수학식 4와 같이 전송 모드를 판별하고, 보호 구간 판별부(900)는 입력되는 4개의 GISUM 데이터를 모두 이용하여 보호 구간의 길이를 판단한다.The transmission mode determination unit 909 of the transmission mode and the protection interval determination unit 704 determines the transmission mode as shown in Equation 4 above, and the protection interval determination unit 900 uses all four input GISUM data. To determine the length of the guard interval.
즉, 보호 구간 판별부(900)의 제 1 내지 제 4 최대값 검출부(901∼904)는한 OFDM의 심볼 구간동안 입력된 데이터 값들 중 최대값을 찾는다.That is, the first to fourth maximum value detectors 901 to 904 of the guard interval determination unit 900 find the maximum value among the data values input during the symbol period of one OFDM.
이때의 보호 구간 값은 1/4로 가정하여 계산하게 되므로 전체 OFDM 심볼 구간은가 된다.At this time, the guard interval value is calculated by assuming 1/4, so that the entire OFDM symbol interval Becomes
그리고, 제 1 내지 제 4 최대값 검출부(901∼904)에 의해서 얻어진 최대값들을 각각 GISUM4max, GISUM8max, GISUM16max, GISUM32max라 하고, 제 1 내지 제 3 감산기(905∼907)의 출력 즉, 인접한 보호 구간간의 최대값의 차를 Delta3, Delta2, Delta1이라 한다. 이것을 식으로 나타내면 하기의 수학식 9와 같이 표시된다.The maximum values obtained by the first to fourth maximum value detectors 901 to 904 are referred to as GISUM4max, GISUM8max, GISUM16max, and GISUM32max, respectively, and the outputs of the first to third subtractors 905 to 907, that is, adjacent guard intervals. The difference between the maximum values is called Delta3, Delta2, and Delta1. When this is expressed by an equation, it is expressed as in Equation 9 below.
이때, 보호구간 검출부(908)는 상기와 같은 방식으로 계산된 값 GISUM4max, GISUM8max, GISUM16max, GISUM32max, Delta1, Delta2, Delta3의 7개값을 이용하여 보호 구간을 판별하게 되며, 그 방법은 다음과 같다.At this time, the guard interval detecting unit 908 determines the guard interval using seven values of the values GISUM4max, GISUM8max, GISUM16max, GISUM32max, Delta1, Delta2, and Delta3 calculated in the same manner as described above.
여기서, 부호 파라미터(sign parameter)를 추가로 계산에 사용한다. 상기 부호 파라미터는 다음의 수학식 10과 같다.Here, the sign parameter is used for further calculation. The sign parameter is represented by Equation 10 below.
우선, 상기 수학식 9에서 구한 3개의 델타값 Delta1, Delta2, Delta3값들 중 가장 큰 값을 찾는다.First, the largest value among the three delta values Delta1, Delta2, and Delta3 obtained from Equation 9 is found.
이를 각 경우별로 나타내면 다음과 같다.This is shown for each case as follows.
경우 1) Delta3이 가장 큰 경우Case 1) Delta3 is the largest
1-a) Sign1 > 0이고, Sign2 > 0이며, Sign3 > 0인 경우는 보호 구간의 길이를 1/4로 판단한다.1-a) If Sign1> 0, Sign2> 0, and Sign3> 0, the length of the guard interval is determined to be 1/4.
1-b) Delta1 > Delta2이고, Delta3 > Low_limit인 경우는 보호 구간의 길이를 1/16로 판단한다.1-b) If Delta1> Delta2 and Delta3> Low_limit, the length of the guard interval is determined to be 1/16.
1-c) 이외의 경우는 보호 구간의 길이를 1/32로 판단한다.In cases other than 1-c), the length of the guard interval is determined to be 1/32.
경우 2) Delta2가 가장 큰 경우Case 2) Delta2 is the largest
2-a) Sign1 > 0이고, Sign2 > 0인 경우는 보호 구간의 길이를 1/8로 판단한다.2-a) If Sign1> 0 and Sign2> 0, the length of the guard interval is determined to be 1/8.
2-b) 이외의 경우는 보호 구간의 길이를 1/32로 판단한다.In other cases, the length of the guard interval is determined to be 1/32.
경우 3) Delta1이 가장 큰 경우Case 3) Largest Delta1
3-a) Sign1 > 0인 경우는 보호 구간의 길이를 1/16으로 판단한다.3-a) If Sign1> 0, the length of the guard interval is determined to be 1/16.
3-b) 이외의 경우는 보호 구간의 길이를 1/32로 판단한다.In other cases, the length of the guard interval is 1/32.
경우 4) Delta1 < Low_limit이고, Delta2 < Low_limit이며, Delta3 < Low_limit인 경우는 보호 구간의 길이를 1/32로 판단한다.Case 4) When Delta1 <Low_limit, Delta2 <Low_limit, and Delta3 <Low_limit, the length of the guard interval is determined to be 1/32.
이와 같은 방식으로 보호 구간을 판별하면 채널의 변화에 민감하지 않게 되어 열악한 채널 환경에서도 보호 구간을 정확하게 판별할 수 있다.When the guard interval is determined in this manner, the guard interval is not sensitive to the change of the channel, so that the guard interval can be accurately determined even in a poor channel environment.
따라서, 상기 GIS부(703)의 데이터 선택부(813)는 상기 보호 구간 검출부(908)의 검출 결과를 선택 신호로 사용하여 상기 제 1 내지 제 4 누산기(809∼812)의 출력 중 어느 하나의 보호 구간 섬 데이터를 선택하여 윈도우 위치 검출부(705)로 출력한다. 상기 윈도우 위치 검출부(705)는 상기된 수학식 3을 적용하여 FFT Coarse 윈도우 위치를 검출하여 FFT 윈도우 발생부(605)로 출력한다.Therefore, the data selector 813 of the GIS unit 703 uses the detection result of the guard interval detector 908 as a selection signal to output any one of the outputs of the first to fourth accumulators 809 to 812. The guard interval island data is selected and output to the window position detector 705. The window position detector 705 detects the FFT coarse window position by applying Equation 3 and outputs the FFT window generator 605 to the FFT window generator 605.
여기서, 각 심볼이 보호 구간과 유효 데이터 구간으로 나누어지는데, 보호 구간의 데이터는 유효 데이터 구간의 마지막 부분의 데이터를 그대로 복사해 놓은 것이므로, FFT는 유효 구간의 데이터에 대해서만 행해져야 한다. 따라서, Coarse FFT 윈도우는 유효 데이터의 구간을 지정하는 신호이다. 상기 FFT 윈도우 발생부(605)는 상기 윈도우 위치 검출부(705)의 FFT Coarse 위치 데이터를 기준으로 FFT 윈도우를 발생하고, FFT부(606)는 윈도우 범위 내의 I,Q 신호에 대해서만 FFT를 수행한다.Here, each symbol is divided into a guard interval and a valid data interval. Since the data of the guard interval is a copy of the data of the last part of the valid data interval as it is, the FFT should be performed only on the data of the valid interval. Therefore, the Coarse FFT window is a signal specifying a section of valid data. The FFT window generator 605 generates an FFT window based on the FFT coarse position data of the window position detector 705, and the FFT unit 606 performs FFT only on I, Q signals within a window range.
도 14 내지 도 17은 보호 구간의 길이가 각각 1/32, 1/16, 1/8, 1/4일때의 제 1 내지 제 4 누산기의 출력값과 인접한 보호 구간간의 최대값의 차의 관계를 보인 신호 파형도이다.14 to 17 show the relationship between the difference between the output value of the first to fourth accumulators and the maximum value between adjacent guard intervals when the guard interval length is 1/32, 1/16, 1/8, and 1/4, respectively. Signal waveform diagram.
예를 들어, 도 14를 보면 보호 구간이 1/32인 경우의 제 1 내지 제 4 누산기의 출력 값을 나타낸 것으로, 출력 값들의 차이가 거의 없음을 알 수 있다. 하지만 보호 구간이 1/16인 도 15의 경우에는 제 1, 제 2 누산기의 출력값의 차이는 확실히 나타나지만 제 2 내지 제 4 누산기의 출력값의 차이는 거의 없음을 알 수 있다.For example, referring to FIG. 14, the output values of the first to fourth accumulators when the guard interval is 1/32 is shown, and it can be seen that there is almost no difference between the output values. However, in FIG. 15 where the guard interval is 1/16, the difference between the output values of the first and second accumulators is clearly shown, but the difference between the output values of the second and fourth accumulators is almost insignificant.
이와 같은 성질을 이용하면 수신되는 신호의 보호 구간을 정확히 판별해 낼 수 있으며, 수신되는 신호의 전송 모드와 보호 구간이 변경되더라도 보호 구간을 정확히 판별해낼 수 있다.Using this property, the guard interval of the received signal can be accurately determined, and the guard interval can be accurately determined even if the transmission mode and the guard interval of the received signal are changed.
이상에서와 같이 본 발명에 따른 COFDM 수신 시스템에 의하면, 수신되는 신호의 전송 모드와 보호 구간에 대한 정보를 잡음이 많이 섞인 수신 신호로부터도 오류없이 정확히 자동으로 얻어냄으로써 채널 환경이 열악해지더라도 FFT의 심볼 시작 위치를 정확히 찾아내어 COFDM 전송 방식을 사용하는 수신기의 심볼 타이밍 성능을 현저히 향상시켜주는 효과가 있다. 특히, 보호 구간 판별부는 4개의 누산기 출력값의 상호 관계를 이용하여 보호 구간을 판별하므로 잡음의 정도나 신호의 크기에 상관 없이 보호 구간 모드를 정확히 판별할 수 있다.As described above, according to the COFDM reception system according to the present invention, the information on the transmission mode and the guard interval of the received signal can be automatically and accurately obtained without error even from a noise-rich reception signal, even if the channel environment becomes poor. By accurately finding the symbol start position, the symbol timing performance of the receiver using the COFDM transmission method is significantly improved. In particular, since the guard interval discrimination unit discriminates the guard interval using the correlation between the four accumulator output values, the guard interval determination unit can accurately determine the guard interval mode regardless of the noise level or the signal size.
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