KR100510637B1 - Synchronization detector of the system Dvb - Google Patents

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KR100510637B1
KR100510637B1 KR19980047676A KR19980047676A KR100510637B1 KR 100510637 B1 KR100510637 B1 KR 100510637B1 KR 19980047676 A KR19980047676 A KR 19980047676A KR 19980047676 A KR19980047676 A KR 19980047676A KR 100510637 B1 KR100510637 B1 KR 100510637B1
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박민영
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엘지전자 주식회사
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Abstract

유럽의 디지털 TV 지상파 전송 시스템에서 FFT 윈도우 시작 위치를 검출하는 장치에 관한 것으로서, 특히 입력되는 복소 샘플 데이타를 외부에서 입력되는 데시메이션 값(M)에 따라 데시메이션하는 데시메이션부와, (N은 유효 데이터 샘플 수) 샘플만큼 지연된 데이타와 현재 샘플값의 콘쥬게이트 상관값을 구하는 상관부와, 보호 구간만큼의 샘플값을 더하여 누적하는 보호구간 섬부와, 상기 보호구간 섬부의 출력 데이터를 원 샘플수로 복원하는 보간부와, 상기 보간된 값을 이용하여 정확한 STS 위치를 검출하는 STS 검출부로 구성되어, 상기 상관부와 보호 구간 섬부의 FIFO 메모리 크기를 크게 줄임으로써, COFDM 복조기의 IC화를 용이하게 할 수 있다. And a decimation unit for decimation in accordance with the decimation value that is input as, the complex sample data which in particular externally input to an apparatus for detecting the FFT window start point in a digital TV terrestrial transmission systems in Europe (M), (N is effective data samples) samples by the delayed data and the current sample value of the conjugates and any correlation to obtain the value part, the guard interval carding unit, stacked in addition to the sample values ​​as the guard interval, the number of source samples the output data of the guard interval carding an interpolator and, IC Chemistry of consists of STS detector for detecting the correct STS position using the interpolated values, by significantly reducing the FIFO memory of the correlation section and a guard interval carding, COFDM demodulator easy to restore to the can do. 또한, 이때 발생하는 Coarse STS의 위치 오류를 현저히 줄여 줌으로써, 시스템의 동기 성능을 향상시켜 준다. Also, this time by giving significantly reduces the position errors caused Coarse STS, improves the synchronization performance of the system.

Description

DVB 시스템의 동기 검출 장치 Synchronization detector of the DVB system,

본 발명은 디지털 TV 전송에 관한 것으로서, 특히 DVB-T(Digital Video Broadcasting-Terrestrial) 시스템에서 수신되는 신호의 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform ; FFT) 윈도우 시작 위치를 검출하기 위한 동기 검출 장치에 관한 것이다. It relates to a synchronization detection device for detecting; (FFT Fast Fourier Transform) window starting point the present invention, in particular a fast Fourier transform of the signal received at the DVB-T (Digital Video Broadcasting-Terrestrial) system relates to a digital TV transmission .

일반적으로 DVB-T 시스템은 유럽의 지상파 디지털 TV 전송 시스템으로 현재 유럽의 몇몇 국가에서 시험방송 중이다. Generally, DVB-T system is currently being tested in several countries of the European Broadcasting Terrestrial digital TV transmission systems in Europe. 이 DVB-T 시스템은 전송 방식으로 여러 개의 캐리어에 정보를 실어 전송하는 부호화 직교주파수 분할 다중(Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing ; COFDM) 변조 방식을 사용하는데, 전송하는 캐리어의 수에 따라 캐리어의 수가 1705개인 2K 모드와 6817개인 8K 모드로 다시 나뉘어진다. The DVB-T system, multiple carrier carries transmission coding to the information in an orthogonal frequency division multiplexed on a transmission mode; the number of carriers according to the number of carriers that uses a (Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing COFDM) modulation scheme, the transmission 1705 individual divided again by 2K mode and 6817 individuals 8K mode.

이러한 DVB-T 시스템은 여러개의 캐리어를 낮은 전송 레이트로 동시에 전송함으로써, 시간축에서 보았을 때 한 OFDM 심볼의 주기를 길게하고 또한 각 심볼마다 보호 구간(Guard Interval)을 두어 심볼간 간섭(Inter Symbol Interference ; ISI)과 고스트에 의한 시스템 성능의 저하를 향상시키는 장점을 갖고 있다. The DVB-T system, by transmitting at the same time multiple carriers at a lower transmission rate, as seen in the time-base-long a period of one OFDM symbol, and also a guard interval to each symbol (Guard Interval) inter-symbol interference couple (Inter Symbol Interference; ISI) and has the advantage of improving the degradation of system performance due to the ghost.

이때, 2K 모드와 8K 모드는 보호 구간의 길이에 따라 4가지 방식(예컨대, 1/4, 1/8, 1/16, 1/32)으로 나뉘어지게 된다. At this time, 2K mode and the 8K mode will be divided into four ways (for example, 1/4, 1/8, 1/16, 1/32) in accordance with the length of the guard interval.

그리고, 상기 DVB-T 시스템은 송신측에서 전송하고자 하는 정보를 역 FFT에 의해 주파수 상으로 전송하므로 수신측에서 수신된 신호를 FFT함으로써 일반 전송 방식에서의 복조가 가능하게 된다. In addition, the DVB-T system, so sent on the frequency by the information to be transmitted from the transmission side to the inverse FFT is the demodulation of the general transmission mode is possible, by FFT the signal received at the receiving end.

이때, 수신기에서 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform ; FFT)를 하기 위해서는 수신된 신호의 디지털 샘플(Digital sample) 중 어디서부터(즉, FFT할 데이터 샘플의 시작점)와 얼만큼(즉, FFT할 데이터의 샘플 구간) FFT를 해야하는가를 알아야지만 정확한 FFT 결과를 얻어낼 수 있다. In this case, the fast Fourier transform at the receiver; for (Fast Fourier Transform FFT) the where to start of the digital samples of the received signal (Digital sample) (that is, the start point of a data sample to be FFT) and how much in order to (i. E., To FFT data only alahyaji whether the sample interval) should FFT can be obtained accurate FFT result. 이는 각 심볼이 보호 구간과 유효 데이터 구간으로 나누어지는데, 보호 구간의 데이터는 유효 데이터 구간의 마지막 부분의 데이터를 그대로 복사해 놓은 것이므로, FFT는 유효 구간의 데이터에 대해서만 행해져야 하기 때문이다. This is due to be carried out only for each symbol guard interval and an effective divided into the data period, data of the guard interval is to place because as it copies data of the last portion of the valid data interval, the FFT data of the useful portion. Coarse FFT 윈도우(CFW)는 유효 데이터의 구간을 지정하는 신호로서, CFW의 시작 위치를 정확히 알아야만 정확한 CFW가 발생하고 FFT가 이루어지게 된다. Coarse FFT window (CFW) is a signal for specifying a period of valid data, to know exactly the starting-point of the correct CFW CFW occurs and becomes FFT is done.

이때, 2K 모드와 8K 모드의 신호를 각각 복조하기 위해서는 2048-포인트 FFT와 8192-포인트 FFT를 사용해야 한다. At this time, in order to demodulate the signal of the 2K mode and the 8K mode, respectively, you must use a 2048-point FFT and a 8192- point FFT.

도 1은 이러한 Coarse FFT 윈도우(CFW)를 발생시키는 종래의 DVB-T 시스템의 구성 블록도로서, 안테나를 통해 수신된 신호는 튜너부(11)와 A/D 변환부(12), I/Q 분리부(13)를 거쳐 복소 디지털 샘플 데이터(I,Q)로 복조된 후 Coarse STS(Symbol Timing Synchronization)부(14)와 FFT부(16)에 입력된다. 1 is a block diagram of a configuration of a conventional DVB-T system which generates such a Coarse FFT window (CFW), the signal received through the antenna, a tuner unit 11 and the A / D converter (12), I / Q after through the separating section 13 to demodulate the complex digital sample data (I, Q) is input to the (Symbol Timing Synchronization) Coarse STS section 14 and FFT unit 16.

상기 Coarse STS부(14)는 OFDM 심볼의 사이클릭 확장(Cyclic Extension)을 이용하여 CFW의 시작 위치를 검출한다. The Coarse STS unit 14 by using the click-expansion (Cyclic Extension) between the OFDM symbol and detects the start position of CFW. 즉, 보호 구간의 데이터는 도 3과 같이 OFDM 심볼내의 맨 끝에 있는 데이터의 복사본이라는 사실을 이용하여 심볼의 시작점을 찾아내는 것이다. That is, the data of the guard interval is to find the start of a symbol by using the fact that the copy of the data at the end within OFDM symbols as shown in FIG. 이러한 방식으로 OFDM 심볼의 시작점 즉, FFT 윈도우의 시작점을 찾기 위해서는 다음과 같은 수학식 1을 이용한다. In this way the starting point of the OFDM symbol that is, to find the starting point of the FFT window used the following equation (1), such as.

fft_start_position = arg max {Z(d)} fft_start_position = arg max {Z (d )}

d = [0, N+L-1] d = [0, N + L -1]

Z(d) = | Z (d) = & verbar; * | * & Verbar;

상기 수학식 1에서 N은 OFDM 심볼의 유효(Useful) 데이터 샘플수, L은 보호 구간의 샘플 수, x(k)는 k번째 샘플 데이터이다. In Equation 1 N is the OFDM symbol is valid (Useful) data sample number, L is the sample number, x (k) of the guard interval is a k-th sample data. 상기와 같이 N+L 만큼의 구간 동안 서로 N만큼 떨어진 L개의 샘플 데이터의 conjugate 곱의 절대값들 중 최대값을 나타내는 위치가 바로 OFDM 심볼의 시작점을 찾는데 기준점이 된다. The position indicating the maximum value of the absolute values ​​of the conjugate product over the period of the N by N + L samples of data from each other by distance L as described above is a just a reference point for finding a start point of an OFDM symbol. 즉, 보호 구간의 데이터는 OFDM 심볼내의 맨 끝에 있는 데이터의 복사본이기 때문에, 보호 구간내의 데이터의 합이 최대값이 될 확률이 제일 크기 때문이다. That is, the data of the guard interval is that because the top copy of the data at the end, the probability that the sum of the data in the guard interval to be the maximum size in the first OFDM symbol.

도 2는 상기 수학식 1을 이용하여 시스템으로 설계한 것이다. 2 is a system designed using the equation (1).

즉, 입력되는 샘플 데이터는 콘쥬게이터(Conjugator)(22)를 통해 곱셈기(23)로 입력됨과 동시에 N(예컨대, 2k 모드인 경우 2048)개의 레지스터로 된 지연기(21)로 입력되고, 지연기(21)에서는 N만큼 지연된 샘플 데이터가 곱셈기(23)로 입력된다. That is, the sample data inputted are inputted to a conjugate gaiter (Conjugator) (22), a multiplier (23) as soon entered into at the same time N (e.g., 2k mode is the case of 2048) of the retarder (21) to the register via the delayer 21, the sample data delayed by N is input to a multiplier 23. 그러므로, 상기 곱셈기(23)는 콘쥬게이트된 후 입력되는 샘플 데이터와 N만큼 떨어진 샘플 데이터를 곱한다. Thus, the multiplier 23 multiplies the data samples dropped by the sample data that is input after the conjugated N. 상기 곱셈기(23)의 출력은 L개의 레지스터로 된 지연기(24)로 입력됨과 동시에 감산기(25)로 입력된다. The output of the multiplier 23 is input as soon as the L register delay 24 is input to the subtracter at the same time (25). 상기 감산기(25)는 현재 입력되는 데이터에서 L만큼 지연된 데이터를 뺀 결과를 누적기(26)로 출력하여 누적하게 된다. The subtractor 25 is the cumulative outputs a result of subtracting L as the delayed data from the data currently being input to the accumulator 26. 즉, N만큼 떨어진 L개의 샘플 데이터의 합이 누적된다. That is, as long as the sum of the distance L data samples N is accumulated.

상기 누적기(26)의 누적 결과는 다시 메모리(28)의 출력과 가산기(27)에서 더해져 CFW 위치 판별부(29)로 입력된다. The accumulated result of the accumulator 26 is input back to the memory 28 and the adder output (27) CFW position determining unit 29 in the deohaejyeo. 여기서, 상기 가산기(27)의 결과는 다시 메모리(28)로 피드백되어 누적된다. Here, the result of the adder 27 is accumulated is fed back to the memory 28.

만일 전송 채널이 열악하여 잡음이나 고스트가 많은 경우에는 계산되어지는 Coarse FFT 윈도우의 위치값이 매 심볼마다 변하는 경우도 생길 수 있다. If the transmission channel is poor and a lot of noise or a ghost may occur even if the position of which is calculated Coarse FFT window changes per symbol. 그러므로 변하는 값들 중 어떤 위치값이 정확한 값인지 판단하기가 어려워지는 문제점이 발생하는데, 도 2는 이와 같은 문제를 해결하기 위해서 상기 수학식 1에서 계산된 값 Z(d)를 메모리(28)를 이용하여 매 심볼마다 계속해서 누적해 더해감으로써 Z(d)가 최대가 되는 위치를 CFW 위치 판별부(29)에서 찾아내게 한다. Therefore, in a problem that it difficult to determine which position values ​​are accurate values ​​of the varying values ​​occurs, Figure 2 is used for the memory 28 the value Z (d) calculated by Equation (1) In order to solve the problem to a position where the maximum Z (d) by adding a sense to continue to accumulate per symbol will be found on CFW position determining unit (29). FFT 윈도우 발생부(15)는 상기 CFW 위치 판별부(29)의 CFW 위치 데이터를 기준으로 FFT 윈도우를 발생하고, FFT부(16)는 윈도우 범위 내의 I,Q 신호에 대해서만 FFT를 수행한다 FFT window generation section 15 performs FFT only for the I, Q signals in the position relative to the CFW CFW location data of the determination unit 29 generates an FFT window and, FFT unit 16 window range

하지만 도 2에서 볼수 있듯이 이러한 방식을 사용하여 Coarse STS을 얻기 위해서는 기본적으로 FFT-포인트 수 + 보호 구간의 샘플 수만큼의 FIFO(First Input First Output) 메모리(21,24)가 필요하게 된다. However, as is also seen in two in order to obtain a Coarse STS Using this approach basically it requires the FFT- point number + sample protected by a FIFO (First Input First Output) number of memory sections (21,24). 이는 COFDM 복조기 칩을 IC화하는데 있어서 가장 큰 장애 요인이 된다. This is the biggest obstacle in IC to screen for COFDM demodulator chip.

따라서, 상기 FIFO 메모리의 크기를 줄이기 위해서 수신되는 신호 샘플을 데시메이션(decimation)하는 방법을 사용하기도 하는데, 이와 같은 방식을 사용하게 되면 메모리의 크기는 줄어들게 되지만 Coarse STS의 위치가 데시메이션된 만큼 불확실하게 되므로 데시메이션을 크게 할수록 동기의 정확도가 떨어지는 문제점이 있다. Therefore, to also use a method of decimating (decimation) the signal samples to be received in order to reduce the size of the FIFO memory, The use of such a method the size of the memory is reduced, but the uncertainty as the position of the Coarse STS the decimated so that more greatly decimated, there is a problem that the accuracy of the synchronous falling.

본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 본 발명의 목적은 샘플을 데시메이션하여 메모리에 저장한 후 다시 보간을 통해 동기 검출을 함으로써, FIFO 메모리의 크기를 줄이면서 STS 위치의 정확도를 높이는 DVB 시스템의 동기 검출 장치를 제공함에 있다. The present invention for solving the above problems, it is an object of this invention to decimator sample decimation by the synchronous detection by the interpolation and re-stored in the memory, while reducing the size of the FIFO memory to increase the accuracy of the STS position It is the synchronization detector of the DVB system to provide.

상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 DVB 시스템의 동기 검출 장치는, 입력되는 복소 샘플 데이타를 외부에서 입력되는 데시메이션 값(M)에 따라 데시메이션하는 데시메이션부와, (N은 유효 데이터 샘플 수) 크기의 지연기를 구비하여 샘플만큼 지연된 데이타와 현재 샘플값의 콘쥬게이트 상관값을 구하는 상관부와, (L은 보호 구간 샘플수) 크기의 지연기를 구비하여 보호 구간만큼의 샘플을 더하여 누적하는 보호구간 섬부와, 상기 보호구간 섬부의 출력 데이터를 원 샘플수로 복원하는 보간부와, 상기 보간된 값을 이용하여 정확한 심볼 타이밍 동기(STS) 위치를 검출하는 STS 검출부를 포함하여 구성된 것을 특징으로 한다. Synchronization detector of the DVB system according to the present invention for achieving the above object, the decimation decimation part and, (N are valid in accordance with the input complex sample data input from the outside decimation value (M) by having groups of data samples) and delayed by a sample by having a group delay of the size data and to obtain the conjugate of the correlation value of the current sample value correlator, (L is the number of samples guard interval) size delay in addition to the sample as much as a guard interval protection of integration interval carding unit and, as the interpolation for restoring output data of the guard interval carding unit to the original number of samples, using the interpolated values ​​for detecting the correct symbol timing synchronization (STS) location that is configured including the STS detector It characterized.

상기 데시메이션부의 데시메이션 값(M)은 전송 모드에 따라 변경되는 것을 특징으로 한다. The decimation section decimation value (M) is characterized in that changes in accordance with the transmission mode.

상기 보간부는 로우 패스 필터로 구성되며, 필터 탭수와 대역폭은 전송 모드에 따라 서로 다른 값을 갖는 것을 특징으로 한다. Is composed of the interpolation low-pass filter unit, the filter taps with the bandwidth it has a different value according to the transmission mode.

본 발명의 다른 목적, 특징 및 잇점들은 첨부한 도면을 참조한 실시예들의 상세한 설명을 통해 명백해질 것이다. Other objects, features and advantages of the invention will become apparent from the following detailed description of embodiments taken in conjunction with the accompanying drawings.

이하, 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부도면을 참조하여 상세히 설명한다. With reference to the accompanying drawings, preferred embodiments of the present invention will be described in detail.

도 4는 본 발명에 따른 DVB 시스템의 동기 검출 장치를 나타낸 블록도로서, 하나의 OFDM 심볼 구간내에서 심볼의 시작점에 가장 가까운 위치 데이터와 그때의 누적 데이타를 출력하는 도 1의 Coarse STS부의 상세 블록도이다. 4 is a block diagram showing a synchronous detection device of the DVB system according to the present invention, one OFDM symbol interval position nearest detailed block Coarse STS portion of Figure 1 which outputs the data and then the cumulative data of the start point of the symbol in the degrees.

즉, 도 4를 보면, 입력되는 데이터를 데시메이션하는 데시메이션부(30), N 샘플 이전 값과 현재 샘플값의 콘쥬게이트 상관(correlation) 값을 계산하는 상관부(40), 보호 구간 샘플수만큼 더하는 보호구간 섬(summation)부(50), 상기 데시메이션된 데이터를 원 샘플수로 복원하는 보간부(60), 및 상기 보간된 값을 이용하여 정확한 STS 위치를 검출하는 Coarse STS 검출부(70)로 구성된다. That is, Fig. 4 to see, the data input to the decimation decimation unit (30), N samples previous value and the current sample value of the conjugates Any unit 40, a guard interval samples to calculate the (correlation) value by adding guard intervals island (summation) section 50, the decitex of restoring the animation data to the original number of samples interpolator 60, and Coarse STS detector for detecting the correct STS position using the interpolated value (70 ) it consists.

도 5는 도 4의 상세 블록도로서, 상기 데시메이션부(30)의 데시메이션 값(M)은 전송 모드가 2K일 때와 8K일 때에 따라 변경되며 전송 모드가 8K인 경우의 데시메이션 값은 2K인 경우의 데시메이션 값의 4배가 된다. 5 is a detailed block diagram of Figure 4, the decimation value (M) is changed from time to time be as 8K when the transmission mode is 2K decimation values ​​when the transmission mode is 8K in the decimation unit (30) It is four times the value of the decimation in the case of 2K.

상기 상관부(40)는 (N은 유효 데이터 샘플 수)개의 레지스터로 된 지연기(41), 상기 데시메이션부(30)에서 데시메이션되어 출력되는 복소 샘플 데이터를 콘쥬게이팅하여 실수로 변환하는 콘쥬게이터(42), 및 상기 지연기(41)에서 샘플만큼 지연된 데이터와 콘쥬게이터(42)의 출력을 곱하는 곱셈기(43)로 구성된다. The correlation section 40 (N is an effective data samples) conjugate to the registers the retarder 41 into, is decimated by the decimation section 30 gating conjugate complex sample data output converted to a real number It consists of the gaiter (42), and a multiplier 43 for multiplying the output of the delayed data sample and conjugate gater 42 as in the delay unit 41.

상기 보호 구간 섬부(50)는 (L은 보호 구간의 샘플 수)개의 레지스터로 되어 상기 상관부(40)의 출력 데이터를 지연시키는 지연기(51), 상기 상관부(40)의 출력 데이터에서 상기 지연기(51)의 지연 데이터를 빼는 감산기(52), 및 상기 감산기(52)의 출력을 누적하는 누적기(53)로 구성된다. The guard interval carding unit 50 (L is the number of samples of the guard interval) is in registers said in the output data of the delay device 51, the correlation unit 40 for delaying the output data of the correlation unit 40, a subtracter that subtracts the delay data of the delay device 51 and 52, and consists of an accumulator 53 for accumulating the output of said subtractor (52).

상기 보간부(60)는 로우 패스 필터(Low Pass Filter)로 구성되며, 필터 탭수와 대역폭은 전송 모드가 2K일 경우와 8K일 경우 각각에 대해서 다른 값을 갖게 된다. The interpolator 60 is composed of a low pass filter (Low Pass Filter), and the bandwidth of filter tabs will have a different value for each case of the 8K mode, when the transmission is 2K.

상기 Coarse STS 검출부(70)는 상기된 도 2와 동일한 소자 즉, 가산기(71), 메모리(72), 및 CFW 위치 판별부(73)로 구성된다. The Coarse STS detector 70 is composed of the same element that is, an adder 71, a memory 72, and CFW position determining unit 73 and the above Fig.

이와같이 구성된 본 발명에서 I/Q 분리부(13) 전단까지의 동작과 FFT부(16) 이후의 동작은 종래 기술과 같다. Thus configured with the operation of the operation after the FFT unit 16 in the present invention to the I / Q separation section 13, the front end is the same as the prior art. 즉, 튜너부(11)는 안테나를 통해 수신된 신호로부터 원하는 채널의 신호를 선택하고, A/D 변환부(12)는 선택된 채널 신호를 디지털 샘플 데이터로 변환한다. That is, the tuner 11 selects a signal of a desired channel from a signal received through an antenna, and, A / D converter 12 converts the selected channel signal to digital sample data. 이렇게 변환된 샘플 데이타는 I/Q 분리부(13)로 입력되어 실수부와 허수부를 갖는 복소 디지털 샘플 데이터(I,Q)로 복조된다. This converted sample data is demodulated to the complex digital sample data (I, Q) having been input to the I / Q separation section 13, a real part and an imaginary part. 이 복소 디지털 샘플 데이터(I,Q)는 Coarse STS부(15)와 FFT부(16)에 입력된다. The complex digital sample data (I, Q) are input to the STS Coarse unit 15 and FFT unit 16.

이때, Coarse STS부(15)의 데시메이션부(30)로 입력된 복수 샘플 데이터 x(n)는 외부에서 입력되는 데시메이션 값(M)에 의해서 데시메이션된다. At this time, the decimation unit a plurality of data samples x (n) input to the 30 of the Coarse STS unit 15 are decimated by the decimation value (M) input from the outside. 예컨대, 입력된 복수 샘플 데이터 x(n)는 데시메이션되어 M개마다 하나씩만 출력되게 된다. For example, the inputted plurality of data samples x (n) is the decimation is output only one for the M. 만일, 데시메이션 값(M)이 2인 경우 상기 데시메이션부(30)는 입력 데이터를 하나씩 건너서 출력하게 된다. If, when the decimation value (M) 2 wherein the decimation unit 30, and outputs one by one across the input data. 따라서, 데이터의 개수는 원래 데이터의 개수의 1/M만큼만 출력된다. Therefore, the number of data is output to 1 / M as much as the number of the original data.

이렇게 데시메이션된 데이터는 상관부(40)에 입력되어 보호구간 내의 데이터와 그 복사본이 있는 구간간의 상관값을 구한다. Thus the decimation animation data are input to the correlation unit 40 obtains correlation values ​​between which the data and its copy in the guard interval period.

즉, 상기 데시메이션부(30)에서 출력되는 데이터는 상관부(40)의 지연기(41)로 입력되어 지연된다. That is, data output from the decimation section 30 is delayed is input to a delay unit 41 of the correlator 40. 이때, 종래에는 N=2048(2K 모드)만큼 지연된 데이터와의 콘쥬게이트 곱을 해서 상관값을 구했지만 본 발명에서는 데시메이션을 하였으므로 만큼 지연된 데이터와의 콘쥬게이트 곱을 해서 상관값을 구한다. At this time, in the prior art, N = 2048 (2K mode), as by conjugate product of the gate and the delayed data, but to obtain the correlation value of the conjugate product of the gate and in the present invention since that delayed by decimation data calculate the correlation value. 이것은 필요한 지연기(41)의 크기가 1/M만큼 줄어들게 된 것을 의미한다. This means that the size of the retarder 41 is required as much as the reduced 1 / M.

그리고, 상기 상관부(40)에서 출력되는 데이터는 보호 구간 섬부(50)로 입력되어 보호 구간 값에 따라 그 구간의 데이터 개수만큼 합하게 된다. Then, the data output from the correlation unit 40 is the sum data as the number of the interval is input to the guard interval carding unit 50 in accordance with a guard interval value. 즉, 상기 상관부(40)의 출력 데이터는 보호구간 섬부(50)의 지연기(51), 감산기(52), 및 누적기(53)를 통해 OFDM 심볼의 보호 구간(L)만큼의 샘플을 합한 결과를 얻게 된다. That is, a sample of as the correlation unit 40, the output data is the guard interval carding unit 50, delay unit 51, a subtractor 52, and a guard interval of OFDM symbols through the accumulator (53) (L) of the plus you get a result.

이때에도, 상기 지연기(51)의 크기는 데시메이션에 의해서 1/M만큼 줄어들게 된다. In this case, the size of the delay 51 is reduced 1 / M as by decimation.

이와 같이, 데시메이션 방법을 이용하면 Coarse STS의 위치를 매우 적은 메모리를 사용하여 얻을 수 있게 된다. Thus, the use of a decimation method can be obtained by the location of the STS Coarse uses very little memory. 하지만 데시메이션을 M만큼 하게되면 동기 위치의 정확도는 M배만큼 줄어들게 된다. However, when the decimation by the M accuracy of synchronizing position is reduced by M times. 그러므로, 메모리 양을 줄이기 위해서 데시메이션의 크기를 크게하면 할수록 정확도는 계속 떨어지게 된다. Therefore, by increasing the amount of decimation in order to reduce the amount of memory, the more accuracy is still lower.

본 발명은 이러한 문제를 해결하기 위해서 보호구간 섬부(50)의 누적기(53)를 통과한 데이터를 보간부(60)에서 원래의 데이터로 복원한다. The invention recovers the data passed through the accumulator 53 of the guard interval carding unit 50. To solve this problem, the original data from the interpolator (60). 즉, 상기 보간부(60)는 간단한 LPF로 구현하여 데시메이션된 두 개의 데이터 사이의 값을 추정하여 연결해 나간다. That is, the interpolator 60 is connected out by estimating the value from the LPF implemented with simple decimation of the two data. 이렇게 데시메이션한 데이터를 LPF에 의해서 복원할 수 있는 것은 누적기(53)를 통과한 데이터의 주파수 값이 DC쪽에 치우쳐 있기 때문이다. This decimation is to restore the data by the LPF is because the value of the frequency which has passed through the accumulator 53 on the side data biased DC.

그리고, 상기 보간부(60)에서 원래의 샘플 개수로 복원된 데이터는 Coarse STS 검출부(70)로 입력되어 Coarse 심볼 타이밍 위치 데이터를 얻는다. Then, the restoration to the original number of samples from the interpolator 60, data is input to a Coarse STS detection portion 70 obtains the position data Coarse symbol timing.

즉, 상기 보간부(60)의 출력 데이터는 다시 메모리(72)의 출력과 가산기(71)에서 더해져 CFW 위치 판별부(73)로 입력된다. That is, the output data of the interpolator 60 is again deohaejyeo at the output and the adder 71 of the memory 72 is input to the CFW position determining unit (73). 여기서, 상기 가산기(71)의 결과는 다시 메모리(72)로 피드백되어 누적된다. Here, the result of the adder 71 is accumulated is fed back to the memory 72.

만일 전송 채널이 열악하여 잡음이나 고스트가 많은 경우에는 계산되어지는 Coarse FFT 윈도우의 위치값이 매 심볼마다 변하는 경우도 생길 수 있다. If the transmission channel is poor and a lot of noise or a ghost may occur even if the position of which is calculated Coarse FFT window changes per symbol. 그러므로 변하는 값들 중 어떤 위치값이 정확한 값인지 판단하기가 어려워지는 문제점이 발생하는데, 이를 해결하기 위해서 상기 보간부(60)의 출력을 메모리(72)를 이용하여 매 심볼마다 계속해서 누적해 더해감으로써 수학식 1의 Z(d)가 최대가 되는 위치를 CFW 위치 판별부(73)에서 찾아내게 한다. Therefore, changing in any position value is generated is to be difficult problem to determine whether the correct value of the values, in order to solve this by the output of the interpolating unit 60 by using the memory 72 in addition to continue to accumulate per symbol sense as a position where the maximum Z (d) of the equation (1) will be found on CFW position determining unit (73).

즉, 상기 CFW 위치 판단부(73)는 현재까지 계산된 위치 데이터와 누적 데이터를 메모리(72)로부터 읽어서 누적기 값이 가장 큰 위치 데이터를 찾는다. That is, the CFW location determiner 73 is the accumulator value by reading the position data and the accumulated data is calculated so far from the memory 72 to find the largest position data. 이렇게 찾은 위치 데이터를 CFW의 위치 데이터라고 판단하고 이를 FFT 윈도우 발생부(15)로 출력한다. Determining the position data as position data of the thus found CFW and outputs it to the FFT window generator (15).

상기 FFT 윈도우 발생부(15)는 상기 CFW 위치 판단부(74)의 CFW 위치 데이터를 기준으로 CFW의 시작 위치를 찾아 FFT 윈도우를 발생하고, FFT부(16)는 윈도우 범위 내의 I,Q 신호에 대해서만 FFT를 수행한다. The FFT window generator 15 is in the I, Q signals in generating the FFT window to find the starting position of CFW relative to the CFW position data of the CFW position determination unit 74 and, FFT unit 16 window range only performs the FFT. 즉, 상기 CFW 위치 데이터가 바로 OFDM 심볼의 윈도우 시작점을 찾는 기준점이 된다. That is, the position data CFW is the reference point to find the right window start point of an OFDM symbol.

도 6은 본 발명의 동작 원리를 나타낸 것으로서, 모든 전송 시스템은 채널을 통하여 전송단에서 수신단으로 전달되는데, 이때 항상 발생하는 것이 심볼간 간섭(ISI) 현상이다. 6 is shown as the operation principle of the present invention there is any transmission system is transmitted to the receiving end from the transmitting end via the channel, where it is interference (ISI) between symbols phenomenon always occurs. 즉, 인접한 신호가 다음 신호 데이터 부분으로 스며들어와 데이터를 왜곡시키는 현상을 말한다. That is, a phenomenon that adjacent signal entered penetrate the next data signal part distortion data. 도 6a에서 빗금친 부분이 ISI 현상을 나타낸 것이다. It would have hatched box in 6a showing the ISI phenomenon. 또한, 도 6b와 같이 보호 구간의 크기를 12 샘플로 하였으며 데시메이션 값은 4로 하여 도 6c, 도 6d와 같이 4개 샘플마다 하나씩의 데이터만이 출력되도록 하였다. Furthermore, the sample 12 was in the size of the guard interval as illustrated in FIG. 6b decimation values ​​are such that the four data of only one output for each sample as shown in Figure 6c, Figure 6d to to 4.

상기 도 6c의 경우는 실제 유효 데이터 구간의 시작점과 데시메이션을 하는 위치의 차이가 3 샘플이 나는 경우를 나타낸 것이며, 도 6d는 그 차이가 나지 않는 경우를 나타낸 것이다. Will for the Figure 6c the difference in position of the start point and the decimation of the actual valid data interval shown the case where the three samples I, Figure 6d shows a case that the difference does not sound.

따라서, 도 6c의 경우 샘플(b)는 ISI의 영향을 거의 받지 않게 된다. Therefore, in the case of Figure 6c sample (b) it is hardly affected by the ISI. 그러므로, 구간 2내의 데이터의 상관 합(b+b'+c+c'+d+d')이 가장 큰 값을 갖게 되며 나머지 구간 1과 구간 3의 누적기 출력 값은 이보다 작은 값을 갖게 된다. Therefore, the sum correlation of the data in section 2 (b + b '+ c + c' + d + d ') is given the largest value is the accumulator output value of the other section 1 and section 3 has a value less than . 즉, 구간 1의 샘플(a)와 샘플(a') 또는 구간 3의 샘플(e)와 샘플(e')는 서로 다른 심볼 구간내의 값이므로 같은 심볼 구간인 구간 2의 누적기 출력 값보다 작게 된다. That is, samples of a section 1 (a) and the sample (a ') or the sample (e) and the sample (e in the interval 3') are each smaller than the other symbols, such as because it is the value in the interval symbol interval in interval 2, the accumulator output value of do. 이것을 그래프로 나타내면 도 7a와 같다. It indicates this as a graph shown in Figure 7a.

또한, 이러한 누적기의 출력값을 보간부(60)에 입력시키면 도 8a와 같은 결과를 얻게 된다. Further, if the input of the output of this accumulator to the interpolator 60, is obtained the results shown in Figure 8a. 상기 그래프에서 볼 수 있듯이 구간 2 위치가 최대값이 되어 데시메이션을 한 위치가 원래 데시메이션 하기전의 위치와 큰 차이가 없음을 알 수 있다. As can be seen in the graph is the decimation interval the second position is a maximum value point it can be seen that the original position is no decimation and a large difference before.

도 6d의 경우 샘플(B)는 ISI의 영향을 많이 받게 되어 신호의 왜곡이 많이 일어나게 된다. In the case of Figure 6d sample (B) is frequently exposed to the influence of ISI it will occur a lot of distortion in the signal. 즉, 구간 2의 샘플(B)와 샘플(B')는 같은 심볼 내에 있지만 샘플(B)가 ISI의 영향을 많이 받으므로 두 샘플(B,B')는 서로 다른 값을 갖게 된다. That is, the second sample interval (B) and sample (B '), but the sample (B) is received so much affected by the ISI two samples (B, B in the same symbol ") of the will have a different value. 그러므로, 구간 2의 누적기 출력값과 구간 3의 누적기 출력 값의 차이는 별로 크지 않게 되며 구간 1의 누적기 출력 값이 가장 작은 값을 나타나게 된다. Thus, no difference between the section 2 and the accumulator output section 3 of the accumulator output value is large and is by the accumulator output value of the region 1 appear the least value. 구간 1의 경우는 샘플(A)와 샘플(A')가 서로 다른 심볼 구간내의 값이고 샘플(B)와 샘플(B')는 같은 심볼 내에 있지만 ISI 영향으로 서로 다른 값을 갖기 때문에 구간 1의 누적기 출력값이 제일 작다. For the period 1, since the sample (A) and Sample (A ') is a value in different symbol periods and sample (B) and sample (B'), but in the same symbol has a different value to the ISI effect of interval 1 the first accumulator output is small. 이 결과를 나타낸 것이 도 7b이다. It shows the result of the Figure 7b.

이러한 누적기의 출력값을 보간부(60)에 입력하게 되면 도 8b와 같은 결과를 얻게 된다. When the input of the output of this accumulator to the interpolator 60, is obtained the results shown in Figure 8b. 즉, 구간 2와 구간 3의 값이 비슷하므로 구간 2와 3의 중간 위치가 가장 큰 값을 갖게 된다. That is, the value of the section 2 and section 3 is similar because the mid-range position 2 and 3 have the greatest value. 그러므로, 심볼 동기의 위치가 실제 데시메이션하기 전의 위치에 2샘플만큼 더 근접한 결과를 얻게 된다. Therefore, it is a symbol synchronization position get closer to result in a position prior to the actual decimation by 2 samples. 즉, 위치 오류를 2만큼 줄인 것이다. In other words, reduce the positioning error by 2.

따라서, 데시메이션 값을 더 크게주면 메모리 크기는 현저히 줄어들게 되며 보상되는 오류 값도 더 커지게 되어 그 효과는 더욱 더 커지게 된다. Thus, the main surface of the decimation value for a larger amount of memory are significantly reduced, and the error becomes even greater value to be compensated, the effect becomes more and more large.

이와 같이 데시메이션과 보간을 이용하여 메모리 크기를 줄이면서도 심볼 동기의 위치 오류를 줄일 수 있게 된다. Thus, by using a decimation and interpolation it is possible to reduce the position error of the symbol synchronization, yet reduce the memory size.

또한, DVB-T 시스템의 경우 전송 모드가 8K인 경우에는 2K인 경우보다 4배 더 큰 데시메이션 값을 사용해도 시스템의 동기 성능에는 큰 영향이 없이 동작하게 되며 이때 보간부(60)의 LPF의 필터 탭수와 계수 값은 약간의 변경이 필요하다. In the case of DVB-T system when the transmission mode is 8K there are also operate without this has great impact synchronization performance of a system using a four-fold larger decimation value than the case of 2K wherein the interpolator (60) LPF filter taps and coefficients is required is a slight change.

이상에서와 같이 본 발명에 따른 DVB 시스템의 동기 검출 장치에 의하면, 입력된 복수 샘플 데이터를 외부에서 입력되는 데시메이션 값에 의해 데시메이션하여 N 샘플 이전 값과 현재 샘플값의 콘쥬게이트 상관값을 계산하고 보호 구간만큼의 상관도를 계속해서 합한 후 상기 데시메이션되기 전의 원 샘플수로 복원함으로써, FIFO 메모리 크기를 크게 줄여 COFDM 복조기의 IC화를 용이하게 할 수 있다. According to the synchronous detecting apparatus of a DVB system according to the invention as in the above, calculates the decimation by N samples previous value and conjugate of the correlation value of the current sample value by the decimation value that is an input a plurality of sample data from the external and then continue the correlation of the guard interval as the sum by restoration to the original number of samples prior to the decimation, it is possible to facilitate the IC screen of the COFDM demodulator significantly reduces the FIFO memory size. 또한, 이때 발생하는 Coarse STS의 위치 오류를 현저히 줄여 줌으로써, 시스템의 동기 성능을 향상시켜 주는 효과가 있다. Also, this time by giving significantly reducing the position error of Coarse STS occurs, there is an effect that improves the synchronization performance of the system.

도 1은 일반적인 DVB-T 시스템의 구성 블록도 1 is a configuration block diagram of a typical DVB-T system,

도 2는 도 1의 Coarse STS부의 상세 블록도 Figure 2 is a detailed block diagram portion of Figure 1. Coarse STS

도 3은 OFDM 심볼과 사이클릭 확장의 관계를 보인 도면 Figure 3 is shown the relation between OFDM symbols and the cyclic extension

도 4는 본 발명에 따른 DVB 시스템의 동기 검출 장치의 구성 블록도 4 is a block diagram of a configuration of a synchronization detection device of a DVB system according to the invention

도 5는 도 4의 상세 블록도 Figure 5 is a detailed block diagram of Figure 4

도 6의 (a) 내지 (d)는 본 발명의 동작 원리를 보인 도면 (A) to (d) of Figure 6 is a view showing the operation principle of the present invention

도 7a, 도 7b는 도 6의 (c), (d)와 같은 경우에서 도 5의 누적기의 출력을 보인 그래프 Figure 7a, Figure 7b is a graph showing the output of the accumulator of FIG. 5 in a case such as (c), (d) in Fig. 6

도 8a, 도 8b는 도 6의 (c), (d)와 같은 경우에서 도 5의 보간부의 출력 상태를 보인 도면 Figure 8a, Figure 8b is a view showing a (c), the output state of the interpolator of Figure 5 in the case, and (d) of Fig. 6

도면의 주요부분에 대한 부호의 설명 Description of the Related Art

30 : 데시메이션부 40 : 상관부 30: decimation section 40: Any unit

50 : 보호구간 섬부 60 : 보간부 50: guard interval carding unit 60: interpolating

70 : Coarse STS 검출부 70: Coarse STS detection

Claims (5)

  1. 부호화 직교주파수 분할 다중(COFDM) 방식으로 전송되어 수신된 데이터를 FFT 윈도우 내에서만 고속 푸리에 변환(FFT)하기 위하여 FFT 윈도우 시작 위치를 검출하는 DVB 시스템의 동기 검출 장치에 있어서, In the coded orthogonal frequency division multiplexing (COFDM) synchronization detector of the DVB system, which detects the FFT window starting position for the way to fast Fourier transform (FFT) within the FFT window for the received data it is transmitted,
    입력되는 복소 샘플 데이터를 외부에서 입력되는 데시메이션 값(M)에 따라 데시메이션하는 데시메이션부와, And a decimation unit for decimation in accordance with the complex sample data inputted to the decimation value that is input from the outside (M),
    (N은 유효 데이터 샘플 수) 크기의 지연기를 구비하고 상기 데시메이션부의 출력을 입력받아 샘플만큼 지연된 데이타와 현재 샘플값의 콘쥬게이트 상관값을 구하는 상관부와, And a correlation unit (N is an effective data samples) the delayed received having an input and an output size of the delay portion by the decimation sample data and to obtain the conjugate of the correlation value of the current sample value,
    (L은 보호 구간 샘플수) 크기의 지연기를 구비하고 상기 상관부의 출력을 입력받아 보호 구간만큼의 샘플을 더하여 누적하는 보호구간 섬부와, And protection comprising an (L is the guard interval samples) size of the delay accumulated, and adding the samples of the guard interval by receiving the output of the correlation unit interval carding unit,
    상기 보호구간 섬부의 출력 데이터를 원 샘플수로 복원하는 보간부와, And interpolator for restoring output data of the guard interval carding unit to the original number of samples,
    상기 보간된 값을 이용하여 정확한 심볼 타이밍 동기(STS) 위치를 검출하는 STS 검출부를 포함하여 구성된 것을 특징으로 하는 DVB 시스템의 동기 검출 장치. Synchronization detector of the DVB system, characterized in that configured to include a detector which detects the STS accurate symbol timing synchronization (STS) position using the interpolated values.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 데시메이션부의 데시메이션 값(M)은 전송 모드에 따라 변경되는 것을 특징으로 하는 DVB 시스템의 동기 검출 장치. The method of claim 1, wherein the decimation value (M) wherein the decimation unit is synchronous detecting apparatus of a DVB system, characterized in that changes in accordance with the transmission mode.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 데시메이션부의 데시메이션 값(M)은 전송 모드가 8K인 경우가 2K인 경우보다 크게 설정되는 것을 특징으로 하는 DVB 시스템의 동기 검출 장치. The method of claim 2 wherein the decimation decimation value (M) is a portion of the synchronization detector DVB system, characterized in that when the transmission mode is 8K is set to be larger than the case of 2K.
  4. 제 1 항에 있어서, 상기 보간부는 The method of claim 1, wherein the interpolation unit
    로우 패스 필터로 구성되는 것을 특징으로 하는 DVB 시스템의 동기 검출 장치. Synchronization detector of the DVB system, characterized in that consisting of a low-pass filter.
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 로우 패스 필터의 탭수와 대역폭은 전송 모드에 따라 서로 다른 값을 갖는 것을 특징으로 하는 DVB 시스템의 동기 검출 장치. The method of claim 4, wherein the number of taps and the bandwidth of the low pass filter is synchronization detector of the DVB system, characterized in that it has a different value according to the transmission mode.
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