KR100292795B1 - 전기부하에의급전장치 - Google Patents

Abstract

저항성, 유도성, 용량성 부하에 공급을 목적으로 1밀리초 이하의 펄스폭의 침상 전류를 갖는 침상 펄스열들이 사용된다. 부하의 공칭전압에 비해 상당히 높은 펄스 진폭으로 인해 부하에 피해를 입히거나 부하의 사용수명을 손상하지 않으면서도 효율성에 있어서의 상당한 증가가 달성 가능하다.

상기 침상 펄스들은 일정한 진폭과 같은 극성을 갖는다. 펄스 전압과 공칭전압간의 비율은 항상 1.7보다 높다.

Description

전기 부하에의 급전장치

본 발명은 공급전압원에 접속하기 위한 입력부와 부하용 출력부로 구성된 소정의 공칭 전압을 갖는 전기부하에의 급전장치에 관한 것이다.

가장 간단한 형태의 장치는, 예를 들어 배터리 혹은 전기회로망과 같은 공급전압원을 부하에 접속하는 회로를 개폐하기 위한 기계식 스위치를 포함한다. 가장 전형적인 부하는 백열전구이다. 상기 회로는 부가적으로 과부하 방지용 퓨즈를 포함할 수 있다.

회로 공학의 특수한 방법에 의해 예를 들어 백열전구의 밝기를 0%에서 100%까지 제어하기 위하여 부하에 다소간의 에너지가 급전될 수 있다. 상기 작동은 예를 들어 전위차계를 이용하여 이루어진다. 현재는 지연되고 선택가능한 시간적 순간에 부하에 각각의 반파 교류 전압을 접속해 주는 사이리스터(thyristors) 혹은 트라이액(triacs)를 갖는 소위 위상 각 제어가 보편적으로 사용된다.

직류 전류의 전기부하로의 급전과 교류 전류의 전기 부하에의 급전은 각각 장점 및 단점을 갖고 있다. 특히 백열전구와 다른 조명기구들에 있어서 효율성을 개선시킴으로써 증가된 조명도 혹은 광발생량(주어진 전력하에서의)을 얻기 위한 노력들이 있어 왔다.

전기부하에의 급전에 있어서 특히 스텝핑모터등을 이용하여 0% 내지 100%까지의 부하에 공급될 전력을 결정하는 펄스열의 듀티사이클, 즉 펄스기간 대 펄스간격의 비율을 갖는 펄스 정형 공급전압을 부하에 제공하는 방법이 알려져 있다. 그러한 펄스 정형 급전의 극단적인 예는 순수한 직류가 부하에 급전되는 것이다. 그 때의 펄스기간은 100%이며 반면에 펄스 간격은 0%가 되는데, 이는 무한대의 듀티사이클(펄스기간/펄스간격)과 일치한다. 각각의 경우에 전압 펄스들의 전압 진폭은 부하의 공칭 전압과 일치해야 한다.

본 발명은 전기 에너지의 보다 효율적인 이용을 위하여 전기 부하, 즉 백열전구와 같은 저항성 부하 뿐만 아니라 저 효율을 갖는 순수한 유도성 부하나 용량성 부하에 급전함에 있어서 종래 기술에 비해서 고 효율을 달성하는데 그 목적이 있다.

본 발명에 따르면 상기 목적은 침상 펄스들의 열을 부하에 접속된 출력부에 제공하는 침상 펄스 정형기에 의해 달성된다.

이상적인 경우에는 이 침상 펄스들은 다이랙 서지(Dirac Surge)들 즉 매우 큰 진폭과 매우 짧지만 안정된 펄스폭을 갖는 펄스들이 된다.

부하에 급전된 침상 펄스의 진폭은 펄스를 생성하는 전자회로 수단에 의해 한계가 정해진다. 현재의 전자회로 수단으로는 100ns 정도의 펄스폭이 실현 가능하다. 따라서 부하의 공칭 전압보다 열배 혹은 백배의 크기 범위의 정도로 더 큰 매우 높은 전압이 사용될 수 있다.

직류 회로에 있어서는 부하에 급전된 공급전압이 결코 공칭 전압보다 크지 않도록 주의해야 된다. 그러나 한편으로는 공급전압과 공칭전압의 계수 사이에, 또 한편으로는 소비물의 효율(백열전구의 밝기)과 소비물의 사용수명 사이에 거의 비례적 관계가 존재한다. 예를 들어, 100V의 공칭 전압을 가진 전구가 단지 90V 혹은 80V을 급전되는 때는 효율이 나빠진다. 즉 광 발생량이 확실히 낮아진다. 그러나, 효율성이 감소하면 동시에 사용수명은 증가하게 된다. 공급전압이 반대로 110V 혹은 심지어 120V인 경우에는 효율성, 즉 이 경우에는 광 발생량이 개선된다. 하지만 사용수명은 이에 따라서 저하된다. 공급전압이 공칭전압 보다 예를 들어 1.5의 비율차로 상당히 높다면 부하는 짧은 시간내에 파괴될 것이다.

본 발명에 따른 방법에 의해 부하의 사용수명은 저하되지 않고 오히려 연장된다. 부하에 공급된 침상 펄스가 매우 짧은 기간을 갖기 때문에 부하는 펄스들의 전압이 부하의 공칭 전압보다 훨씬 더 높을 때에도 파괴되지 않는다.

본 발명에 따른 장치에서는 침상 펄스의 듀티사이클이 최고 약 0.3이며, 이것은 펄스기간 대 펄스간격의 비율, 예를 들어 3대 10의 비율과 일치한다.

예를 들어 백열전구에 급전이 될 때에는 본 발명에 따르면 보통의 교류전압 대신 전구의 공칭 전압보다 몇배 더 높은 전압 진폭을 갖는 침상 펄스가 제공될 때도 같은 광 발생량이 달성된다. 그래서 소비된 전력은 앞서 소비된 전력의 극히 일부가 된다.

다이랙서지의 스펙트럼을 보면, 다양한 고조파들을 볼 수 있다. 전기 부하에서 모든 성분들이 소비된다. 특히 순수 유도성 부하나 유도성 성분을 포함하는 부하에 있어서는 다이오드가 부하에 역병렬 방향으로 접속된다. 그로 인해 얻어지는 효과는 가능 무효 전력량이 부하로 귀환한다는 것이다.

본 발명에 따르면, 침상 펄스들은 일정한 펄스폭을 갖고 있으나, 동시에 상대적으로 높은 전압 진폭에 비해 좁은 펄스폭을 갖는다. 상기 침상 펄스들은 항상 직류 펄스들 즉 동일 구성을 갖는 펄스들이다.

부하제어는 펄스 간격을 대응적으로 신장하는 간단한 방식으로 조절될 수 있다. 부하의 최고 가능 전력 상태에서는, 듀티사이클(펄스기간/펄스간격)은 이번 경우는 최고 가능치 0.3으로 정해진다. 이 때의 공급 전압진폭 대 공칭전압의 대응 비율은 약 1.7(3의 제곱근)이다. 낮은 값의 전압비율들(펄스진폭/부하의 공칭전압)의 경우에는 비록 얻어진 에너지 이용이 선행기술과 비교해서 훨씬 나아진다 하더라도 더 좋은 효과는 달성되지 않는다. 펄스 진폭 대 부하의 공칭전압의 비율이 높으면 높을 수록 더 나은 효과가 얻어진다. 1.7이상의 전압비율, 특히 3이상의 값이 바람직하고, 5이상이 더욱 바람직하다. 부하의 공칭전압은, 펄스기간으로 표준화된 펄스간격의 제곱근으로 나누어진 침상 펄스의 진폭보다 크거나 같아야 한다(UZ_nom≥ UB/SQR(t_P/t_I)).

짧은 펄스들을 갖는 고 스위칭 속력을 얻기 위해서는 전자식 스위치가 사용되어야 한다. 그래서 본 발명에 따르면 전자식 고속 스위치가 본 장치의 입력부와 출력부사이에서 제공된다. 따라서 예를 들어 전계효과 트랜지스터들(FETs) 혹은 쌍극 트랜지스터가 사용 가능하다. FET를 고속 스위치로 사용할 때는 인가전압으로 제어가 이루어진다. 쌍극 트랜지스터가 사용되는 경우에, FET의 고 저항성 입력저항 혹은 쌍극 트랜지스터의 저 저항성 입력저항 각각을 고려하고, 고 스위칭속력을 얻기 위해 전류제어가 이루어진다.

높은 전압 진폭을 갖는 침상 펄스를 사용하게 되면, 본 펄스 사용 환경에 대한, 특히 공급전압원에 대한 역효과를 제거하기 위한 방법을 필요로 하게 된다. 본 발명에 따르면, 본 장치의 입력부는 입력부까지 접속된 LC필터를 포함한다. 이 저역 통과 필터로 인해 침상 펄스들을 위해 에너지가 사용될 수 있으며 상기 펄스들의 안정성이 보장된다. 그러나 동시에 전압원상에서의 역류를 막는다. 공급 전압원 방향으로의 부하로부터의 에너지 역류가 특히 본 장치 출력부의 상류에 접속된 역류방지 다이오드에 의해 방지된다.

부하에 급전된 침상 펄스들의 전압 진폭은 침상 펄스열의 듀티사이클과 관련이 있다. 본 발명에 따르면, 공칭 전압치는 듀티사이클의 제곱근의 연산으로 침상 펄스의 전압진폭과 관련된다. 1:10의 듀티사이클 t_I:t_P과 임의의 공칭 전압에서는, 침상 펄스들의 전압 진폭이 공칭 전압보다 약 3배이상 높지 않아야 한다. 그래서 소정 레벨의 전압 펄스들(배터리 전압)로, 공칭 전압이 최대한 듀티사이클의 제곱근과 일치하는 비율로 배터리 전압보다 작을 수 있다. 이 조건은 사실상 부하가 공칭전압 보다 훨씬 높은 전력을 받고 종래 방식과 동량의 에너지를 받아야 한다는 선행 조건하에서 성립한다.

상기 개략된 부하제어 원칙의 일 예로서 본 발명은 부하를 전자식경적기 혹은 사이렌으로서 한정된다.

전자식 사이렌들은 공지되어 있다. 전자식 트랜스듀서(확성기)는 증폭기 최종단을 거쳐 변조단에 의해 구동된다. 상기 알려진 전자식 사이렌의 작동 모드는 기본적으로 아날로그이다. 보통 요구되는 음량(예를 들어 32m거리에서 115dB)이 달성될 때에는 상당한 전력이 트랜스듀서에 급전되어야 한다. 증폭기의 최종 스테이지의 고유 출력부 임피던스를 부하 임피던스에 맞추어야 한다. 이로 인해 상당한 손실이 유발된다.

본 발명에 따른 전자식 사이렌은 최종스테이지의 전자식 스위치에 의해 전자 음향 트랜스듀서를 전압원 특히 배터리에 접속하는 침상 펄스 발생기로 구성된다.

본 발명의 실시예는 다음의 도면에 의해 더욱 상세하게 설명된다.

제1도는 전기 부하에의 급전장치를 도시하는 기본 회로 다이어그램,

제2도는 이상적인 다이랙 침상 펄스와 유사한 실제 침상 펄스를 도시하는 펄스 다이어그램,

제3도는 침상 펄스들의 열,

제4도는 제1도에서 단지 대략 도시된 전기부하에 급전하는 장치를 보다 상세히 도시하는 기본 회로 다이어그램,

제5도는 제4도에서 블록으로 도시된 실제 침상 펄스들의 발생기(NIG)를 도시하는 세부회로 스케치,

제6도는 (종래) 정류기와 (본 발명에 따른) 침상 펄스 발생기(NIG) 각각을 사용한 교류 전압원으로부터 백열전구에 급전하는 회로 배치도,

제7도는 이상적 고조파 진동과 4개의 다른 펄스들, 이들중 바람직한 침상 펄스들(Ni)에 대응하는 최상단의 두 펄스(도 7A와 도 7B), 마찬가지로 침상 펄스들로 사용될 수 있는 도 7C와 도 7D에 따른 펄스의, 신호형태 및 스펙트럼도의 비교 표현도,

제8도는 기본적으로 다른 각각의 세 부하들의 효율성이 설명되는, 에너지원으로부터 부하로 가는 전형적 에너지 흐름의 개략도,

제9도는 전자식 사이렌에 급전하는 블록 다이어그램이다.

제1도에 따른 배터리 전압 UB를 갖는 전압원(2)은 스위칭수단(6)에 의해 전압원에 접속된 공칭전압 UZ_nom을 갖는 부하(L)를 갖는다.

전압원(2)은 배터리이거나, 정류기와 평활 커패시터를 사용하여 예를 들어 220V의 주 교류전압원으로부터 직류 전압 UB를 공급하는 종래의 정류기 구성일 수 있다.

특히 이 경우의 부하(L)는 저항성 부하, 특히 전기 백열전구이다. 여기서 기술된 실시예들은 또한 유도성 부하와 용량성 부하들 혹은 복합부하(저항성, 유도성 및 용량성 소자)에 응용된다. 그러나 본 발명은 특히 백열전구들, 전자음향기 및 피에조 전기 변압기등과 같은 저 효율성을 갖는 저항성, 유도성 및 용량성 부하들에 사용된다.

부하로서 전자 음향 트랜스듀서에의 응용 실시예로서 전자식 사이렌이 이하에 더 기술될 것이며, 효율적인 에너지 이용의 좋은 실시예가 된다.

제1도에서 도시한 바와 같이, 본 발명에 따른 배터리 전압 UB는 부하(L)의 공칭전압 UZ_nom보다 훨씬 크다.

스위칭수단(6)에서 배터리 전압(UB)에 대응하는 개개의 펄스들의 전압 진폭과 조정할 수 있고 0.3보다 작은 듀티사이클(펄스기간/펄스간격)을 갖는 침상 펄스들의 열은 추후에 더 상세히 기술될 회로 공학 방법에 의해 산출된다.

제3도에서 도시된 침상 펄스들은 부하 공칭전압 UZ_nom보다 약 비율 4만큼 큰 배터리 전압과 일치하는 최대 진폭을 갖는다. 도시된 실시예에서 펄스기간 t_I대 펄스간격 t_P는 약 1:16이다. T₀〉T가 적용되는 첫번째 주기 T₀를 제외하고 개개의 펄스들의 주기폭은 T이다.

제2도는 개개의 안정한 침상 펄스의 확대도를 도시하고 있다. 이 침상 펄스는 이상적인 다이랙 펄스의 근사펄스이다. 고유 총 펄스기간은 t_I이다. 이 펄스기간 t_I는 100ns 이하의 상승시간 t_L, 약 100(최고 200)ns의 지속시간 t_P및 500ns 이하의 감쇠시간 t_T으로 구성된다. 배터리 전압 UB는 10과 1000V 사이가 된다.

제4도는 제1도에서 단지 대략적으로 설명된 스위칭수단(6)의 세부 표현도이다. 배터리 전압 UB를 수신하는 스위칭수단의 입력부는 좌측에 도시되고 공칭전압 UZ_nom을 갖는, 부하(L)가 접속되는 출력부는 제4도의 우측에 도시되어 있다. 스위칭수단의 입력부에는 코일(62)과 커패시터(64)로 구성된 LC필터가 제공된다.

본 실시예에서 자기 차단 FET로서 구성된 전자식 스위치(66)는, 인가 전압을 갖는 침상 펄스 발생기 NIG(68)에 의해 스위치 게이트단자(G)에서 제어된다. 게이트 단자를 통해 스위치(66)는 ON 혹은 OFF 상태의 신호를 침상 펄스 침상 펄스발생기(68)에 보낸다. 출력부에는 다이오드(D2)가 부하에 역병렬방향으로 제공된다. 출력부와 전자식 스위치(66)사이에는 역류 저지 다이오드(D1)가 위치해 있다.

침상 펄스침상 펄스발생기(68)는 최소치부터 무한대의 간격치까지 간격과 폭을 조정할 수 있는 주 스위치(HS)와 직렬로 되어 있고 침상 펄스발생기(68)까지 접속된 전위차계(70)를 포함한다. 무한대의 간격은 주스위치의 개방으로 조정되는데, 그 개방은 침상 펄스침상 펄스발생기(68)의 스위칭 OFF와 일치하게 된다. 단순화를 위해 여기서 생략된 다른 조정 부재는, 부가적으로 펄스기간의 조정, 침상 펄스발생기의 저지와 개통, 펄스 및 그것과는 별도로 펼스 간격의 외부 동기와 변조를 가능하게 한다.

침상 펄스침상 펄스발생기(68)의 작동전류가 FET 스위치(66)와 침상 펄스 침상 펄스발생기(68)사이의 접속부와 침상 펄스 침상 펄스발생기(68)와 제4도에 따른 장치의 공통 하부 버스바의 접속부를 경유해서 흐른다.

제5도는 실제 응용에서 소규모 크기(10×20×30mm)의 일체 모듈로서 구성된 제4도에 다른 침상 펄스 침상 펄스발생기(68)의 세부도이다. 침상 펄스발생기(68)는 5 내지 100V 사이의 배터리 전압 UB로 구성된다. 10 내지 1000V 그리고 20W까지의 배터리 전압 UB용 보다 약간 더 큰 모듈들이 현재 구성부품으로 사용 가능하다. 전자 구성부품의 앞으로의 개발이 있다면 수천 볼트 범위의 전압의 침상 펄스폭을 가능하게 할 것이다.

본 실시예에서 가장 큰 설정 듀티사이클은 1:9이다. 더욱 상세하게는 도시되지 않았지만 밀폐 격납장치가 -20 내지 +60℃사이의 안정한 온도 작동범위를 보장해 준다.

두 단자 H와 L사이에는 저항(R2)과 두 개의 다이오드(10 및 20)의 직렬 접속이 제공된다. 전압을 걸면 트랜지스터(T1)의 베이스에서 증가된 전위가 이 트랜지스터(T1)를 개방시킨다. 트랜지스터(T1)는 정전류원으로서의 작동을 하고 T1의 에미터에 위치한 R1의 크기에 따라 제5도 좌상단에 도시된 커패시터(C)를 충전시키면서 정전류를 저항기(R2)와 다이오드(20)에 공급한다.

제5도 우측으로 동시에 전류가 전압 분할기 저항기(R13 및 R14)를 통과해 흐른다. 그래서 기준전압 Ur은 상기 이들 저항기 사이에서 조정된다. 커패시터(C)가 완전히 충전되면 커패시터 전압(Uc)은 기준전압(Ur)의 약 1.05배가 된다. 이 작동은 T5의 콜렉터에 접속된 T3의 베이스와 T3의 콜렉터에 접속된 T5의 베이스를 갖는 두개의 각각의 트랜지스터(T3 와 T5)로 된 단접합 트랜지스터(UJT)에 의해 제공된다. 트랜지스터(T3)의 에미터(E2)의 전위가 기준 전압보다 높게 되는 한 UJT는 저항기(R9와 R10)를 통과하는 전류흐름을 저지한다.

커패시터 전압이 약 기준전압(Ur) 보다 5% 더 높은 값을 갖자마자 침상 펄스의 선단부(제 2도의 t_L)가 상승하기 시작한다. UJT의 점호에 의해 UJT의 에미터와 비교해서 베이스 전위의 급격한 감소로 인해 전류는 저항기(R9와 R10)를 통과하여 흐른다. 침상 전류 NI(다이랙 침상 펄스와 유사한)가 다이오드(40 및 50)를 경유하여 발생된다. 이때 전류는 다이오드(60)와 저항기(R7 및 R8)를 통과하여 또한 흐른다.

T2의 베이스에서의 전위증가로 인해 트랜지스터(T2)가 개방되며 이로 인해 트랜지스터(T1)는 순간적으로 저지된다. 그로 인해 커패시터의 충전이 중단된다. 커패시터(C)에 저장된 에너지는 트랜지스터(T4) 및 다이오드(40 및 50)를 거쳐 출력부(1' 및 2')으로 유출된다. 제2도의 폭시간 tP는 제5도에 따른 회로에서 UJT, 저항기(R10), 및 저항기(R6)를 포함하는 트랜지스터(T4)의 베이스에서 에미터로의 경로와 저항기(R9)의 병렬 접속으로 구성된 커패시터의 방전로에 의해 정해진다.

커패시터(C)가 거의 완전히 방전될 때까지 UJT의 개방시간은 지속된다. 이 커패시터(C)는 단지 첫번째 침상 펄스가 점호되기 전에 완전히 방전된 상태가 되는데 그것이 바로 첫번째 주기시간(T0)이 상대적으로 긴 이유이다. UJT의 폐쇄가 제2도의 기간(tT)에서 일어나고 있다.

제6도는 한편으로는 부하로서의 백열전구에 급전하는 종래 방식과 또 한편으로는 본 발명에 따른 장치를 도시하는 회로 배치도를 도시하고 있다.

220V 교류전압 회로망은 회로망에 접속된 두 변압기 TR1과 TR2를 포함한다. TR1의 이차측상에는 15V의 교류 전압이 전파 정류기에의해 정류되어 12V의 백열전구 GB용 출력부 잭 단자로 급전된다. 출력부에는 전류계와 전압계가 제공된다. 이 소비 회로는 기계식 스위치(HS) 수단에 의해 제어된다.

TR2의 이차 코일은 48V의 교류전압을 전파 정류기에 공급한다. 따라서, 약 60V의 직류전압의 배터리 전압이 그래서 커패시터(CE)에서 사용 가능하다.

침상 펄스 발생기는 제5도와 관련해서 상기된 방식으로 발생기로 부터 침상 펄스열을 발생시킨다. 상기 침상 펄스들은 12V의 전구가 부하로서 접속된 출력부로 급전된다. 잭 플러그 HS는 잭 플러그에 설치된 전위차계를 갖는데 이 전위차계는 침상 펄스 간격들의 제어부재로서의 역할을 하고 가장 용이한 방식으로 각각의 회로의 완전제어를 가능하게 해준다.

제6도에 따라 구성된 회로는 하부에 있는 급전장치 즉 본 발명에 따라 구성된 급전장치가 단지 평균 전력소비의 절반으로 전구 GB와 같은 밝기를 제공한다는 작동을 보여준다.

유도성 부하를 사용한 계속된 시험들은 유사한 에너지 절약 효과들을 보여준다. 예를 들면 압력실을 갖는 전자음향 트랜스듀서(강력 확성기)가 본 발명에 따른 장치에 의해 유도성 부하로서 급전된다. 여기서도 또한 종래 배치도와 비교해서 상당한 에너지 절약이 이루어진다.

제6도에 따른 시범 배치도는 상호 비교를 근거로 해서 저효율 저항성 부하(백열전구)에의 급전에 있어서 종래와 본 발명 형태 사이의 비교를 가능하게 한다.

제7도의 좌측은 1:7.2 내지 1:180사이의 폭넓게 다른 펄스/펄스 간격 비율을 갖는 네개의 펄스열과 이상적 고조파 진동 함수들을 도시하고 있다. 모든 진동함수의 주기(T)는 20밀리초의 폭으로 신중하게 조율되는데 이 주기는 도면의 좌하측에 위치한 HS함수의 경우에는 정확히 50Hz의 반복주파수이다. 모든 다섯개의 진동 함수들은 (신중하게) 동일한 진폭 A를 갖는다.

주기폭(T)의 시작과 끝은 각각의 진동함수의 푸리에 급수를 보다 쉽게 묘사하기 위해 제7(E)도 좌측하단에 더 정확히는 네개의 펄스열에서 펄스들의 한 가운데 있는 양의 반파고조파 최고치에서 시작된다. 주기(T)는 또한 한번의 완전 원회전 즉 2π (rad) 또는 360˚로서 도시된다.

개개의 펄스들의 시간 폭은 펄스들의 "반개각(half opening angle)"P와 반시간 간격 두개 모두에 의해 표시된다.

푸리에 분석에 따르면 모든 진동함수들은 적당한 푸리에 급수에 의해 기술되는데 푸리에 급수는 특정된 계산 가능하고 측정가능한 많은 한정된 주파수들과 연관된 진폭으로 된 순수한 고조파 진동들을 동등한 형태의 것으로 나타내 준다. 고조파 함수들을 합성하면, 기본함수를 얻게된다.

제7도는 좌측의 다섯개의 진동함수들의 전압들은 제7도 우측에 도시된 스펙트럼들을 갖고 있다. 네개의 펄스열들의 고조파 성분들의 스펙트럼 진폭들은 일정한 비율로 그려지지 않았다(도면은 과장되게 침상 펄스의 스펙트럼선들을 도시하고 있다).

도시한 바와 같이 제7(E)도에 따른 스펙트럼에서의 고조파 진동의 진폭(A)은 주어진 시간 범위에서 진폭과 정확히 일치한다.

그러나 펄스열들의 스펙트럼들은 많은 여러 개의 고조파 성분들을 산출한다. 이 양은 펄스들이 좁을수록 더 커진다.

본 발명에 따르면 1:3의 듀티사이클을 갖는 침상 펄스들이 사용되는데, 이 펄스들은 제7(A)도, 제7(B)도, 제7(C)도 및 제7(D)도에 따른 침상 펄스들과 거의 일치하는 가능한 한 좁은 펄스들이다.

제7(D)도에 따른 펄스들은 각각 개개의 스펙트럼 선들이 매우 불균일한 스펙트럼을 갖고 있다. 그 스펙트럼은 제7도의 대략적 묘사와 반대로 완전히 다르게 크기가 정해질 수도 있다.

제7도의 상단에 도시된 두 스펙트럼은 본 발명에 따른 목적에 특히 유리한 스펙트럼으로 되어 있다. 사실상 이상적인 스펙트럼은 제7(A)도에 도시된 펄스열들에 의해 실현되며, 이들 펄스열들은 실용적 응용면에서 현재 사용가능한 회로수단에 의해 펄스의 자리수까지도 실현 가능하다. 상기 스펙트럼의 개개 성분들은 사실상 모두 같은 크기이며 제7(A)도에서 도시된 것보다 훨씬 작은 매우 낮은 진폭치를 갖고 있다.

제7(A)도의 우측에 도시된 스펙트럼은 이들 개개 성분들의 짧은 진폭들과 짧은 시간폭으로 인해 이 신호를 급전받는 회로의 양호한 안정성이 얻어지지 때문에 특히 유리하다.

1:180의 듀티사이클을 갖는 제7(A)도에 도시된 침상 펄스를 발생시키는 침상 펄스 발생기가 본 발명에 따른 장치용으로 사용되면 상대적으로 작고 개각 P=1˚=0.028rad에서 유발된 진폭들을 가진 매우 많은 고조파가 얻어진다. 본 실시예에서 서로 같은 진폭들은 각각 펄스 진폭의 약 1%이하로 계산될 수 있다.

상기 사항들은 오옴 법칙의 유효 범위에 대해 고려되고 있다. 오옴 법칙의 유효성은 주기 폭 T(제3도와 비교)가 100ns 보다 더 클 때 분명히 존재한다. 더 짧은 주기폭은 전자 구성부품의 부존재로 인해 현재 그리고 가까운 장래에는 실현 불가능하다.

그래서 상기 사항들은 본 발명에 따른 저항성, 유도성, 용량성 혹은 복합성 부하에 급전하기 위한 매우 좁은 침상 펄스들의 사용으로 회로 작동의 고 안정성을 항상 이룰 수 있다는 것을 보여주고 있다. 부하가 전압원 특히 교류전압원에 접속될 때 과도현상들이 발생할 수 있는데 이를 막기 위해서는 회로공학 관점에서의 복잡한 방법이 요구된다. 그러한 문제점들은 본 발명에 따른 침상 펄스들을 사용함으로써 바로 처음부터 배제가 된다.

제8도는 에너지 흐름의 세 케이스를 대략적으로 도시한다. 무손실 에너지 흐름은 실제 응용에서는 존재하지 않는다.

제8도 좌측에 도시된 케이스는 이상적인 것이다. 전환되는 전원 Q로부터 전체 에너지가 일로 전환되는, 즉 손실에너지가 없는 소비물 V로의 100%에너지가 어쨌든 창출된다.

제8도 중간에 도시된 케이스(2)는 실제 응용에서 종종 발생하는 에너지의 대부분(여기서는 80%)이 소비물에서 전환되어 유효작업에 쓰이고 20%가 손실된다.

제8도 우측에 있는 케이스(3)는 공급된 에너지의 단 5%만이 유효작업으로 전환되고 반면에 나머지가 손실에너지로 되는 것을 도시하고 있다. 이 케이스(3)는 공급된 전기에너지의약 5%가 빛으로 전환되나, 나머지 95%가(매우 바람직하지 못함) 열로 변환되는 백열전구와 정확히 일치한다. 본 발명에 따른 방법은 케이스(3)으로 된 특정 상황을 케이스(2)쪽으로 개선되게 해준다.

상기 사항들은 주로 저항성 부하에 적용된다. 그러나 본 발명은 유도성, 용량성 혹은 복합 부하에도 똑같이 적용할 수 있다. 비록 그러한 부하들을 가지고 유효 에너지를 논할 수는 없지만, 분명한 에너지 흐름에 대한 사항들은(유도성 혹은 용량성의 경우) 본 발명에 따른 장치에 의해 개선된 효율성 뿐만 아니라 증진된 안정성이 달성된다는 것을 나타내 준다.

제1도 및 제4도에 도시된 장치는 현재 사용되는 스위칭 기구로 할 수 없는 더 특별한 이점을 제공한다.

a) 부하를 켜자 마자 0볼트의 전압이 선택된 각각의 회로 배치에 의존하여 본 회로에 나타난다.

b) 회로공학의 관점에서의 특수한 방법 없이도 0부터 최대치까지 무한 가변조절을 수행하는 것이 가능하다. 침상 펄스들(NI)을 발생시키는 상기 펄스발생기들은 특별한 소비없이 펄스간격을 반복하게 하는 구조를 갖고 있다.

제9도는 블록 다이어그램에 의해 전자식 사이렌(100)의 구조를 도시하고 있다. 지수 혼(exponetial horn)이 제공된 전자음향 트랜스듀서는 여기에서는 관계가 없는 증폭기 회로의 최종 단(104)에 접속된다. 실제는 반도체 구성부품의 형태로 제공되는 최종 단(104)의 대략적으로 도시된 스위치는 NIG I (102)로 부터의 다이랙 침상 펄스들의 주파수가 사이렌 공칭 주파수와 일치하는 420Hz(정확히는 첫 고조파 진동)인 상태로 침상 펄스 발생기 NIG I (102)에 의해 제어된다.

최종 단(104)의 스위치는 전자음향 트랜스듀서(106)를 LC필터(105)(코일 및 커패시터)를 거쳐 배터리(108)에 접속시킨다. NIG(102)는 본래 공지되어 있고 보통 전자식 사이렌에 쓰이는 프로그램 제어와 같은 제어수단에 의해 제어된다. 실제 응용에서는 최종 단(104)는 본질적으로는 전술한 스위치를 포함한다.

공지되어 있는 전자식 사이렌들과는 반대로 제9도에 따른 사이렌의 작동 모드는 순수한 디지탈 특성을 갖는다.

제9도에 도시된 사이렌의 본질적인 잇점은 사실상 영입력 전류가 흐르지 않는다는 사실이다. 어떤 침상 펄스도 최종 단에서 흐르지 않는다면 최종 단에 의해 구성된 스위치는 사실상 개방되어 버린다. 최종단 출력부의 내부저항은 사실상 0이며 그래서 사실상 손실없는 작동이 가능하다.

여기에서 사용된 침상 펄스들의 특성 때문에 많은 고조파 진동들이 전체적으로 전 사이렌 음을 제공하는 420Hz의 작동 주파수와 함께 이곳에 발생한다.

제9도에 따른 사이렌은 매우 유리한 방식으로 이미 알려진 "은폐효과"(masking effect)의 이용을 가능하게 해준다. 이 목적을 위해 부가적인 NIG Ⅱ (110)을 제공하는 제9도에서 이 효과가 매우 근접해 있으나, 서로 서로와 분명히 다르며, 적분인자에 의해 상호 관련이 없는 두 주파수의 발생에 의해 달성된다. 상기 NIG Ⅱ 의 주파수는 NIG Ⅰ의 주파수와 약간 조율차가 있다. 그러한 제어모드에 의해(심리 음향적 이유 때문에) 동일강도의 두 동일한 음원들에 의해 발생하는 음보다 청취자에게는 더크게 들리는 사이렌 음이만들어진다. 대안으로서, 상기 NIG Ⅱ 에 개별의 또 다른 최종 단을 제공하는 것과, 전자음향 트랜스듀서를 두개의 최종 단에 접속하는 것이 가능하다. 더욱이 복수의 전자 음향 트랜스듀서가 최종 단(104) 혹은 상기 최종 단쌍에 병렬, 직렬 혹은 혼합형태로 접속될 수도 있다.

NIG Ⅰ(102)와 NIG Ⅱ (110)은 상기한 NIG(68)(제5도)와 동일하게 구성된다.

실제 실험들이 본 발명에 따른 전자식 스위치가 전력의 단지 약 ⅓로 종래의 전자식 사이렌의 음향 전력을 산출해 낼수 있음을 보여주고 있다. 본 발명에 따른 전자식 사이렌(100)은 저가의 전자부품을 가지고도 만들어낼 수 있다.

사이렌(100)이 스위치가 켜지지 않을 때도 사실상 영입력 전류가 NIG Ⅰ (102), NIG Ⅱ (102) 및 최종 단(104)에 흐르지 않기 때문에 전류가 이 상태에서는 거의 흐르지 않는다. 그럼에도 불구하고 스위치가 켜지자마자 전자 구성부품의 웜 출발(warm start)이 존재한다.

바람직하다면 본 발명에 따른 사이렌(100)은 매우 높은 공급전압 예를 들어 400V에서 작동될 수도 있다.

본 발명에 따른 장치에 의해 종래의 모터 제어들과 비교해서 상당한 에너지 절약 및 동조간단화와 더불어 교류전기 모터들에 회전자계를 제공하는 것이 가능하게 된다.

Claims (22)

1. 소정의 공칭 전압(UZ_nom)을 갖는 전기부하(L)에 급전하며, 공급 전압원에 접속되는 입력부와 부하(L)에 접속되는 출력부 및 침상 펄스(NI) 열을 부하에 접속된 상기 출력부에 제공하는 침상 펄스 정형기(6,68)를 포함하는 장치에 있어서, 상기 침상 펄스들(NI)의 전압 진폭(UB)은, 최소한 1.7의 비율로, 최대한 펄스기간으로 나눈 펄스간격의 기간의 제곱근 비율로 상기 공칭전압(UZ_nom)보다 큰 것(UB ≤UZ_nomㆍSQR(t_P/t_I))을 특징으로 하는 전기 부하에의 급전장치.
2. 소정의 공칭 전압(UZ_nom)을 갖는 전기부하에 급전하며, 공급전압원에 접속되는 입력부와 부하(L)에 접속된 출력부 및 침상 펄스(NI) 열을 상기 부하에 접속된 부하에 제공하는 침상 펄스 정형기(6 및 68)를 포함하는 장치에 있어서,

   상기 침상 펄스 정형기(6,68)는:

   a) 정전류원(T₁)에 의해 충전되는 커패시터(C),

   b) 두 개의 저항기(R13 및 R14)로 구성되고 기준전압(Ur)을 발생시키는 전압 분할기,

   c) 상기 기준전압(Ur) 및 커패시터 전압(Uc)에 접속되고, 상기 커패시터 전압(Uc)이 상기 기준전압(Ur) 보다 약간 더 커지자마자 점호하는 단접합 트랜지스터(UJT),

   d) 상기 단접합 트랜지스터(UJT) 및 커패시터(C)에 접속되고, 상기 단전압 트랜지스터(UJT)가 점호함으로써 하나의 침상 펄스(NI) 기간동안 도전상태로 전환되는 최종 트랜지스터(T4)를 포함하는 전자회로로 구성되는 것을 특징으로 하는 전기부하에의 급전장치.
3. 제2항에 있어서, 상기 침상 펄스들의 전압진폭은, 최소한 1.7의 비율로 공칭 전압 보다 더 큰 것을 특징으로 하는 전기 부하에의 급전장치.
4. 제2항에 있어서, 상기 침상 펄스(NI)의 전압진폭(UB)은, 최대한 펄스기간으로 나누어진 펄스간격의 기간의 제곱근의 비율로 공칭 전압 보다 큰 것(UB ≤UZ_nomㆍSQR(t_P/t_I))을 특징으로 하는 전기부하에의 급전장치.
5. 제1항 내지 제4항중 어느 한 항에 있어서, 상기 침상 펄스(NI) 각각은 일정 펄스기간(t_I)을 가지며, 두 개의 인접한 침상 펄스(NI)사이의 간격(t_P)만이 가변되는 것을 특징으로 하는 전기부하에의 급전장치.
6. 제5항에 있어서, 상기 듀티사이클(t_I/t_P)은 약간 0 을 상회해서 0.3까지이고, t_I은 일정한 펄스기간이고 t_P는 가변 펄스간격인 것을 특징으로 하는 전기부하에의 급전장치.
7. 제1항 내지 제4항 또는 제6항중 어느 한 항에 있어서, 상기 침상 펄스들(NI)은 일정한 전류 펄스, 즉 동일한 극성의 펄스인 것을 특징으로 하는 전기부하에의 급전장치.
8. 제1항 내지 제4항 또는 제 6항중 어느 한 항에 있어서, 다이오드(D2)가 상기 부하(L)에 역병렬 접속되어 있는 것을 특징으로 하는 전기부하에의 급전장치.
9. 제1항 내지 제4항 또는 제6항중 어느 한 항에 있어서, 전자식 급속 스위치(66)를 포함하는 것을 특징으로 하는 전기 부하에의 급전장치.
10. 제7항에 있어서, 상기 입력부는, LC필터(62, 64)가 접속되어 있는 것을 특징으로 하는 전기 부하에의 급전장치.
11. 제1항 내지 제4항, 제6항, 제10항중 어느 한 항에 있어서, 상기 출력부는, 역류방지 다이오드(D1)가 상류측에 접속되어 있는 것을 특징으로 하는 전기부하에의 급전장치.
12. 제1항 내지 제4항 제6항, 제10항중 어느 한 항에 있어서, 상기 침상 펄스(NI)는 최대한 1000ns의 총 기간을 가지는 것을 특징으로 하는 전기부하에의 급전장치.
13. 제1항 내지 제4항, 제6항, 제10항중 어느 한 항에 있어서, 상기 침상 펄스(NI)은 최대한 100ns의 상승시간을 가지는 것을 특징으로 하는 전기부하에의 급전장치.
14. 제1항 내지 제 4항, 제6항, 제10항중 어느 한 항에 있어서, 상기 침상 펄스(NI)는, 함수과정으로 결정되는 최대한 200ns의 기간(t_P)을 가지는 것을 특징으로 하는 전기부하에의 급전장치.
15. 제1항 내지 제4항, 제6항, 제10항중 어느 한 항에 있어서, 상기 침상 펄스(NI)는 최대한 500ns의 감쇠시간을 가지는 것을 특징으로 하는 부하에의 급전장치.
16. 제1항 내지 제4항, 제6항, 제10항중 어느 한 항에 있어서, 상기 침상 펄스의 최소 기간은 약 100ns인 것을 특징으로 하는 전기 부하에의 급전장치.
17. 제1항 내지 제4항, 제6항, 제10항중 어느 한 항에 있어서, 상기 부하는 전자식 사이렌(100)인 것을 특징으로 하는 전기부하에의 급전장치.
18. 제17항에 있어서, 침상 펄스발생기(102)는 상기 사이렌(100)의 전자 음향 트랜스듀서(106)에 전류원(108)을 접속하는 증폭기 최종단(104)을 제어하는 것을 특징으로 하는 전기부하에의 급전장치.
19. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서, 듀티사이클(t_I/t_P)은 0.3보다 작고, 여기서 t_I는 펄스기간이고, t_P는 펄스 간격인 것을 특징으로 하는 전기부하에의 급전장치.
20. 제1항 내지 제4항 제6항, 제10항중 어느 한 항에 있어서, 상기 침상 펄스(NI)는 최대한 700ns의 총 기간을 가지는 것을 특징으로 하는 전기부하에의 급전장치.
21. 제1항 내지 제4항, 제6항, 제10항중 어느 한 항에 있어서, 상기 침상 펄스(NI)는, 함수과정으로 결정되는 최대한 100ns의 기간(t_P)을 가지는 것을 특징으로 하는 전기부하에의 급전장치.
22. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서, 듀티사이클(t_I/t_P)은 0.1보다 작고, 여기서 t_I는 펄스기간이고, t_P는 펄스 간격인 것을 특징으로 하는 전기부하에의 급전장치.