KR100226594B1

KR100226594B1 - 전자회로 및 이를 이용한 필터장치

Info

Publication number: KR100226594B1
Application number: KR1019960040467A
Authority: KR
Inventors: 다카시 우에노; 데츠로 이타쿠라; 히로시 다니모토
Original assignee: 니시무로 타이죠; 가부시끼가이샤 도시바
Priority date: 1995-09-18
Filing date: 1996-09-18
Publication date: 1999-10-15
Also published as: KR970019015A; US5890058A

Abstract

본 발명은, FDNR에서의 용량값의 배분의 조정에 의해 저전원전압일 때 고피크레벨(high peak level)의 신호가 입력되어도 왜곡되지 않고 동작할 수 있고, 신호입력에 의해 생기는 고저항을 등가변환에 의해 작은 값으로 하여 저항에 부수하는 기생용량의 삭감을 도모한다.

본 발명에 있어서는, 집적회로상에 구성된 FDNR형 능동필터에 있어서, 연산증폭기(14)의 반전입력(16)에 제 1용량(11)과 임피던스소자(6)의 일단이 접속되고, 연산증폭기의 출력단(17)에 임피던스소자(6)의 타단 및 제 2용량(12)의 일단이 접속되며, 제 1용량(11)과 제 2용량(12)의 타단끼리를 접속함으로써 FDNR회로(10)를 실현했다. 임피던스소자(6)는 저항(7), 저항(8)이 직렬로 접속되고, 저항(7,8)의 접속단에 저항(9)의 일단이 접속되며, 저항(9)의 타단이 교류적으로 접지된다. 제 2용량(12)의 값의 크기는 제 1용량(11)에 비해 크다.

Description

전자회로 및 이를 이용한 필터장치

제1도는 본 발명의 제 1실시형태에 따른 FDNR회로를 갖춘 필터장치의 회로도.

제2도는 본 발명에 따른 필터장치의 등가변환을 각각 나타낸 회로도.

제3도는 본 발명에 따른 필터장치의 등가변환을 설명하는 특성도.

제4도는 본 발명의 제 2실시형태에 따른 FDNR회로를 나타낸 회로도.

제5도는 본 발명의 제 3실시형태에 따른 FDNR회로의 등가변환을 나타낸 회로도.

제6도는 본 발명의 제 4실시형태에 따른 필터장치를 나타낸 회로도.

제7도는 본 발명의 제 5실시형태에 따른 FDNR회로를 나타낸 회로도.

제8도는 본 발명의 제 6실시형태에 따른 FDNR회로를 나타낸 회로도.

제9도는 본 발명의 제 7실시형태에 따른 필터장치를 나타낸 회로도.

제10도는 본 발명에 따른 필터장치에서의 수동소자모델의 구성을 각각 나타낸 회로도.

제11도는 제 9실시형태에 따른 필터장치의 전달특성을 나타낸 특성도.

제12도는 본 발명의 제 8실시형태에 따른 필터장치를 적용한 무선기를 나타낸 블록도.

제13도는 일반적인 FDNR변환을 설명하는 회로도.

제14도는 종래의 FDNR회로를 이용한 필터장치를 나타낸 회로도.

제15도는 3차의 저역통과필터의 등가변환을 설명하는 회로도.

제16도는 저항에 분포하고 있는 기생용량을 설명하는 회로도이다.

도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

3 : C1 및 C2의 접속점 6 : 임피던스소자

10 : FDNR회로 11 : 제 1용량소자

12 : 제 2용량소자 14 : 연산증폭기

15 : 접지단자 16 : 반전입력

본 발명은 아날로그 집적회로로 구성되는 전자회로 및 이를 이용한 필터장치에 관한 것으로, 특히 주파수의존성 부성저항(이하, FDNR-frequency dependent negative resistance-)회로와 같은 전자회로 및 이를 이용한 필터장치에 관한 것이다.

집적회로상에 필터를 구성하는 경우, 능동소자(active element)를 이용함으로써 인덕터를 이용하지 않는 필터회로를 실현하는 것이 가능하게 된다. 이 실현방법으로서는 연산증폭기에 의한 귀환회로를 이용한 예나 Gm앰프를 이용한 예 등이 종종 제안되고 있다.

능동필터의 설계수순의 하나로서, 인덕턴스와 용량 및 저항에 의해 구성된 사다리ladder)형 필터회로로부터, 용량과 능동소자 및 저항을 이용하여 등가변환을 행하는 방법이 있다. 예컨대, 도 13에 나타낸 바와 같이 포드·걸링(Ford·Girling)의 회로라 불리우는 FDNR(Frequency Dependent Negative Resistor)과 R,C로 등가변환하는 수법이 있다(IEEE PROC. Vol.128, Pt. G. No.4, pp.195~pp.197참조).

도 13은 FDNR변환을 설명하기 위한 회로도로, 부호 3은 용량(C1,C2)의 접속점, 11은 제 1용량(C1), 12는 제 2용량(C2), 13은 제 1저항(R0)이다. 제 1 및 제 2용량(11,12)의 접속점(3)의 일단의 반대측인 타단간에는, 제 1저항(13)과 연산증폭기(14)가 병렬접속되어 있다. 연산증폭기(14)는, 접지단자(15)에 접속되는 정(正)측 입력과, 반전입력(16)이 공급되는 부(負)측 입력 및, 출력(17)을 갖추고 있다.

도 14에서는 이 등가변환을 이용하여 3차의 저역통과필터(low pass filter)의 예를 나타내고 있다. 도 14에 있어서, 입력단자(1)와 출력단자(2)간에는 등가변환하여 얻어지는 저항(25,26)이 직렬로 삽입되고, 저항(26)과 출력단자(2)간에는 등가변환하여 얻어지는 용량(29)이 병렬로 접속되어 있다. 저항(25,26) 사이에는 FDNR회로(10)가 병렬로 접속되어 있고, 이 FDNR회로(10)는 입력단자(1) 및 출력단자(2) 사이에 각각 병렬로 접속되는 제 1 및 제 2용량(11,12)과, 이 제 1 및 제 2용량(11,12)의 각각의 일단에 삽입되는 제 1저항(13) 및, 이 제 1저항(13)에 병렬로 접속되는 연산증폭기(14)를 갖추고 있다. 이 연산증폭기(14)는, 접지단자(15)에 접속되는 정측 입력과, 상기 제 1용량(11)과 상기 제 1저항(13)의 일단에 접속되는 반전입력(16) 및, 상기 제 2용량(12)의 일단 및 제 1저항(13)의 타단에 접속되는 연산출력(17)을 갖추고 있다. 이것은 도 15a에 나타낸 바와 같은 LCR 사다리형 필터에 있어서, 도 15b와 같은 L을 이용하지 않는 구성 즉 근본의 사다리형 필터를 s로 나눈 형태로 변환한다. 이에 따라 인덕턱스는 저항으로, 저항으로, 용량으로, 용량은 FDNR(임피던스에 의한 s-2가 붙은 항)로 변환된다.

수동소자에 FDNR 그 자체는 실존하지 않지만, 능동회로를 이용하여 도 2에 나타낸 바와 같이 FDNR을 등가적으로 실현할 수 있다. 이 필터회로의 특징은 신호입출력경로와 FDNR을 구성하는 연산증폭기의 입출력간의 DC경로가 완전히 차단되어 있는 점에 있다. 이 FDNR을 이용하여 필터를 구성함으로써, 연산증폭기에서 발생하는 DC오프셋전압이 필터출력에 나타나지 않기 때문에, 필터설계시에 연산증폭기에서 발생하는 DC오프셋에 무관한 설계를 할 수 있다. DC오프셋은 의사(疑似)입력으로 되어 필터의 S/N을 열화시키므로, 이것은 저역통과필터에 있어서 대단히 바람직한 성질이다. 또 연산증폭기의 DC전압과 신호경로의 DC전위를 독립적으로 취급하여 회로설계의 자유도가 대폭적으로 향상된다.

이와 같이 이점을 많이 갖춘 회로이지만, 다음과 같은 문제점이 있었다. 이 필터의 통과대역내의 이득 그 자체는 0dB이지만, FDNR을 구성하는 연산증폭기의 출력에서는 예컨대 수dB~수십dB의 신호이득이 있다. 그 때문에 저전원전압으로 비교적 대레벨의 신호를 취급하는 경우, 연산증폭기 출력에서의 신호레벨이 연산증폭기의 동작출력범위를 넘어 신호가 왜곡된다고 하는 결점이 있었다.

한편, 무선기의 베이스밴드(baseband)와 같은 저주파대(수십~수백kHz)에서 이 필터를 이용하는 경우, 필터를 구성하는 소자의 값이 커져서 집적화를 고려한 경우, 특히 문제가 있다.

즉, FDNR의 값(D)의 등가변환의 조건이

D = C1·C2·R0 (1)

로 표현된다. 집적화하는 경우, 등가변환의 결과 이용되는 용량값(C1,C2)은 집적회로상에서 실현할 수 있는 용량값이 아니면 안되는데, 점유면적의 사정으로 그다지 크게 할 수 없다. D의 값을 일정(一定)으로 하면, (1)식으로부터 C1,C2의 값(이것도 집적회로상에서 실현가능한 값: 수십pF 정도)으로 나누면, R0의 값은 수백kΩ 이상의 고저항으로 된다. 이 저항을 집적회로상에서 실현하면, 점유면적이 대단히 커진다. 또 도 16에 나타낸 바와 같이, 집적회로상에서 구성되는 저항(4)에는 수pF~수십pF 정도의 기생용량(5)이 IC기판 등에 대해 분포하고 있다. 이 저항은 연산증폭기의 부귀환루프를 구성하고 있기 때문에, 이 기생용량에 의해 귀환루프에서 위상지연이 생겨 소망하는 부귀환이 수행되지 않게 된다. 그 결과, 교류신호에 대한 동작이 불안정해진다거나, 경우에 따라서는 발진한다고 하는 문제가 있었다.

[발명이 이루고자 하는 기술적 과제]

본 발명은 상기한 문제점을 해결하기 위해 이루어진 것으로, 능동필터회로에 이용하는 FDNR에 있어서 저전원전압하에서도 대진폭의 신호가 입력되어도 FDNR을 구성하는 회로의 왜곡이 적고, 또 안정하게 동작하는 FDNR회로를 제공하는 것을 목적으로 한다.

[발명의 구성 및 작용]

상기 목적을 달성하기 위해 본 발명의 반도체 집적회로는, 제 1연산증폭기의 반전입력에 제 1용량과 제 1저항의 일단이 접속되고, 상기 연산증폭기의 출력단에 제 2저항 및 제 2용량의 일단이 접속되며, 제 1용량과 제 2용량의 다른 일단끼리가 접속되고, 또 제 1저항과 제 2저항의 다른 일단끼리도 한쪽이 교류적으로 접지된 제 3저항과 접속함으로써 FDNR회로를 실현한 것에 있어서, 상기 제 2용량의 값의 크기가 제 1용량에 비해 큰 것을 특징으로 한다.

본 발명의 다른 태양으로서, 제 1저항 대신에 적어도 2개 이상의 저항이 직렬로 접속되고, 이들 저항열의 접속단에 한쪽의 단자가 교류적으로 접지되어 있는 저항의 다른 일단이 적어도 1개 이상 접속되어 있는 것을 갖춘 것을 특징으로 한다.

본 발명과 같이, 제 1용량보다 제 2용량을 크게 선택함으로써, 연산증폭기의 출력에서의 진폭을 낮추어 저전압전원에서도 저왜곡으로 동작시키는 것이 가능하다. 또, 부귀환회로를 형성하는 저항의 구성을 바꿈으로써 저항값의 총합을 낮추어 집적회로의 점유면적을 줄이고, 동시에 기생용량을 저감함으로써 안정성을 개선할 수 있다.

[실시예]

이하, 첨부된 예시도면을 참조하여 본 발명의 실시예에 대해 설명한다.

도 2a에 나타낸 FDNR회로에 이용하고 있는 연산증폭기 출력단의 C1,C2가 공통으로 접속되어 있는 절점(3)에 대한 전압이득은,

G = -A·R0 / [{(1 + A) / sC1} + R0] (2)

여기서 A는 연산증폭기의 DC이득이다. 특히 A≫1의 경우에는,

G = -sC1·R0

로 된다. 즉, 용량(C1)의 크기를 작게 하면 이득은 내려간다.

한편, FDNR의 값(D) 및 등가용량(C)의 FDNR등 가변환의 조건이

D = C1·C2·R0 (3)

C = C1 + C2 (4)

로 표현된다. FDNR의 값(D) 및 등가용량(C)을 소망하는 설계값으로 하기 위해서는, C1과 C2가 반비례의 관계로 된다. 이상의 2가지의 조건으로부터, 신호이득을 억제하기 위해서는 C1을 가능한 한 작게 하고, C2를 크게 함으로써, 연산증폭기 출력에서의 진폭을 작게 할 수 있고, 이에 따라 연산증폭기 출력에서의 신호가 왜곡되는 것을 저감할 수 있다.

도 1은 본 발명의 제 1실시형태에 따른 FDNR을 이용한 능동 저역통과필터의 회로도이다. 이 도면에서는 3차의 저역통과필터를 나타내고 있다. 이것은 도 15를 이용하여 전에도 설명한 바와 같이 LCR의 사다리형 필터회로로부터 등가변환하여 능동소자와 RC로 표현하고 있는 것이다. 상세한 설명에 대해서는 도 14에 있어서 전술했으므로, 여기서는 다른 점만 설명하기로 한다.

도 1에 있어서, 도 14에 나타낸 회로와 다른 점은, FDNR회로(10)의 상세한 구성이다. 즉, 도 14의 FDNR회로(10)는 제 1 및 제 2용량(11,12)의 일단간에 제 1저항(13)을 갖추고 있었지만, 도 1의 FDNR회로(10)는 그 대신에 임피던스소자(6)를 삽입하고 있다. 이 임피던스소자(6)는, 제 1 및 제 2용량(11,12)의 각각 일단간에 삽입되는 저항(7,8)의 직렬체와, 일단이 상기 저항(7,8)의 접속점에 접속됨과 더불어 타단이 접지된 저항(9)을 갖추고 있다.

도 3은 도 1에 나타낸 제 1실시형태에 의해 구성한 3차의 버터워즈형 저역통과필터의 출력단자(2) 및 연산증폭기의 출력단(17)의 출력전압의 주파수특성이다. 이 특성은 차단주파수(cut-off freuency) 200kHz(-3dB down)로 설계하고, C1과 C2의 용량비는 본 발명의 예에서 C1:C2=1:9로 한 것이다. 연산증폭기의 출력단에서의 신호출력이 차단주파수 부근에서 최대로 되지만, C1과 C2의 용량비가 5:5인 것에 비해 6dB 정도 낮음을, 즉 진폭으로 1/2 정도로 되어 있음을 알 수 있다.

도 2b에 나타낸 바와 같이, 이 저항의 양단(연산증폭기의 입출력단자)에 R0에 비해 작은, 예컨대 10분의 1 정도의 저항값(R1,R2)을 갖는 저항(18,19)을 삽입한다. 연산증폭기(14)의 반전입력(16)은 교류적으로는 가상접지이고, 또 연산증폭기(14)의 출력도 충분히 구동능력이 있으면 저항(18,19: R1,R2)을 삽입해도 교류적으로는 조건이 거의 변화하지 않는다. 다음으로 새롭게 삽입한 저항(18,19: R1,R2)과 귀환저항(13: R0)을 Δ형의 저항회로망으로 생각하여 Δ-T변환을 이용해 T형회로망으로 치환한다.

등가변환의 관계는 도 2c의 소자번호를 이용하여 나타내면

R3=R1·R0 /(R0+R1+R2) (5)

R4=R1·R2/(R0+R1+R2) (6)

R5=R2·R0/(R0+R1+R2) (7)

로 된다. 이들 변환의 결과, 새롭게 구해진 저항(7,8)의 저항값(R3,R5)은 귀환저항(13)의 저항값(R0)의 약 10분의 1 정도의 크기로 되고, 저항(9)의 저항값(R4)도 저항 18 또는 19의 저항값 R1 또는 R2의 10분의 1 정도로 삭감할 수 있다. 이에 따라, 저항의 기생용량을 약 10분의 1로 저감하는 것이 가능하여 안정동작에 공헌할 수 있다.

도 4는 본 발명의 FDNR회로를 이용한 제 2실시형태이다. 연산증폭기(14)의 귀환저항의 구성을 도 1과 같은 3개의 저항(7,8,9)으로 구성되는 저항회로망(6)을 사다리형으로 복수단 이용하여 저항회로망(6 ′)을 구성한 것에 의해 저항의 총합을 더 한층 저감할 수 있다. 또, 사다리구성을 다단으로 함으로써, FDNR회로의 DC최대이득을 조정하는 것도 가능하다.

도 5는 본 발명의 FDNR회로를 이용한 제 3실시형태이다. 도 1에서는 한쪽을 접지한 이미턴스를 실현했었는데 반해, 양단자가 부유한 이미턴스를 실현한 실시형태이다. 캐패시터(12)의 용량값(C2)에 비해 캐패시터(11)의 용량값(C1)을 크게 함으로써, 연산증폭기 출력단의 신호레벨을 억압하는 것이 가능하게 된다. 또한 이미턴스로부터 FDNR로의 변환의 관계는, 도 1의 제 1실시형태에 따른 회로와 완전히 같다.

도 6은 FDNR회로 및 이를 이용한 필터회로에 이용되고 이는 저항(6; 도 1에 나타냄)을 스위치제어형 캐패시터(41)로 치환한 제 4실시형태를 나타내고 있다. 도 6에 있어서, 입력단자(1)와 FDNR회로(10)간에는 스위치제어형 캐패시터(42)가 설치되어 있고, 또 FDNR회로(10)와 출력단자(2)간에는 스위칭제어형 캐패시터(43)가 설치되어 있다.

이에 따라, 대저항을 작은 용량과 스위치소자에 의해 실현할 수 있기 때문에, 집적회로의 점유면적을 작게 할 수 있다. 또 정밀도는 용량비로 결정되기 때문에, 저항과 용량으로 구성한 경우에 비해 고정밀도의 전달특성을 실현하는 것이 가능하다. 또, FDNR회로를 구성하고 있는 귀환저항을 스위치제어형 캐패시터로 실현함으로써, 기생용량을 작게 할 수 있으므로 안정성이 좋은 것을 실현할 수 있다.

도 7은 본 발명의 제 5실시형태에 따른 FDNR의 회로도이다. 도 1의 제 1실시형태에 따른 필터장치의 구성에 있어서, 접지단자(15)는 연산증폭기(14)를 단일 전원으로 동작시키는 경우에 연산증폭기의 동작에 적합한 바이어스를 인가시킬 필요가 있다. 그 때문에 연산증폭기의 비반전입력에 접속되는 접지단자(15), 혹은 귀환저항회로망(6; 도 1에 나타냄)의 접지단을 일정의 직류전압을 가하면서 교류적으로 접지된 상태를 유지할 필요가 있다. 이것을 실현하는 방법으로서, 일반적으로 출력임피던스가 충분히 낮은 외부전압원을 준비한다. 그러나, 소비전류나 회로규모 등의 제약 등으로부터 이것을 수동소자로 실현하는 경우, 도 7에 나타낸 바와 같이 접지단자(15)를 전원(Vcc)으로부터 저항(152,153)에 의해 분압한 접속저(151)에 접속시킨 회로로 실현하는 것도 가능하다. 취급주파수대역에 대해 교류임피던스를 낮게 하기 위해 이 분압저항의 접속단에 용량(154)을 매개해서 접지해도 좋다. 또, FDNR의 귀환저항의 회로망에 있어서, 한쪽이 접지된 저항을 2개의 저항(155,156)으로 실현하고, 그 한쪽의 저항(155)의 일단을 전원(Vcc)측에, 타단을 저항의 접속점(157)에, 또 다른쪽의 저항(156)을 접속점(157)과 접지의 사이에 접속함으로써, 최대이득을 변화시키지 않고 저항회로망의 직류전위를 설정할 수 있다.

도 8은 본 발명에 따른 제 6실시형태이다. 도 4에서의 직렬접속된 저항의 접속점으로부터 교류적인 접지점 사이에 접속되어 있는 저항을, 도 7과 마찬가지로 전원측과 GND측에 각각 일단이 접속되는 저항으로 실현했으므로, 교류접지를 실현하는 외부전원을 필요로 하지 않는다.

도 9는 본 발명에 따른 제 7실시형태이다. 도 9에 있어서, 입력단자(1)와 출력단자(2)간에는 FDNR회로(10)에 병렬로 수동소자회로(50)를 삽입하고 있다. 이 수동소자회로(50)는, 일단이 입력단자(1)와 출력단자(2)간에 접속되고, 타단이 제 1용량(11)에 접속된 저항(51)과, 이 저항(51)에 병렬로 접속되고 일단이 단자(1,2)간에 접속됨과 더불어 타단이 제 2용량(12)에 접속되는 저항(52) 및, 저항(51,52)각각의 일단측의 2개의 접속점 사이에 직렬로 삽입된 저항(53)을 갖추고 있다. 필터의 차단대역으로 충분한 감쇠량이 얻어지지 않는 경우, 필요에 따라 어떤 주파수에 대해 노치를 삽입하여 필요한 감쇠량을 확보하는 경우가 있다.

도 10은 LPF의 특성을 지닌 필터회로에 노치를 부가한 전달특성이 얻어지는 수동소자모델의 구성을 나타낸다. 도 11에 노치를 부가한 LPF의 주파수특성을 나타낸다. 도 10a와 같이 한쪽이 접지된 용량(22)에 직렬로 인덕턱스(45)를 삽입함으로써, 이 용량(22)과 인덕턱스(45)의 직렬공진주파수(fo)에서 대접지 임피던스가 극히 작아진다. 그 때문에, 공진주파수(fo) 부근의 통과특성은 극히 0에 가까워진다. 그 결과, 도 11과 같이 이 필터회로의 입출력간의 전달특성을 주파수축에서 보면, 이 인덕턱스(45)를 인가하기 전의 필터의 주파수특성(202)에 대하여 직렬공진주파수(fo)에서 전달지수가 극히 0에 가까운 노치(203)가 부가된 특성(201)이 관측된다. LPF의 단조감쇠대역에 있어서 아직 충분한 감쇠량이 얻어지지 않은 주파수에서 큰 감쇠량을 필요로 할 때에, 이 주파수에 fo를 합쳐 놓음으로써, 필터의 차수를 증가시키지 않고 필요로 하는 감쇠량을 확보하는 것도 가능하다. 이 모델에서 각 임피던스소자로부터 s로 나누는 변환을 행한다(도 10b).

도 10b에 있어서, 입력단자(1) 및 출력단자(2)와의 사이에는 FDNR회로와 병렬로 수동소자회로(46)가 삽입되어 있다. 이 수동소자회로(46)는, FDNR회로를 등가변환하여 얻어진 이미턴스(27)와 직렬로 삽입된 저항(47)을 갖추고 있고, 이 저항(47)의 접속점과 입력단자(1) 및 출력단자(2)와의 사이에는 저항(25,26)이 각각 삽입되어 있다. 또한, 도 10c는 도 9에서의 FDNR회로(10)를 등가변환하여 이미턴스(27)와 용량(28)으로 나타낸 것이다.

여기서, LPF의 경우 저지대역에 삽입하는 노치의 주파수(fo)는 대개 LPF의 차단주파수(fc)에 비해 높으므로, 신호선에 삽입되는 저항이 갖는 저항값에 대해 FDNR회로에 직렬로 접속되는 저항의 저항값은 대단히 작아진다. 예컨대, 신호선에 들어가는 저항이 수 kΩ의 단위라고 한 경우, FDNR회로내의 저항값은 수~수10Ω 정도의 대단히 작은 값으로 변환되는 경우가 많다. 이러한 낮은 값의 저항을 LSI에 있어서 실현하는 경우, 배선저항의 영향이나 배선과 소자의 접속을 행하고 있는 접촉(contact)에서의 저항의 영향에 의해 노치의 주파수를 소정의 값으로 정밀도 좋게 설정할 수 없다. 그래서, T형의 저항회로망을 Δ형으로 등가변환함으로써, 완전히 동등한 단위의 저항값으로 변환할 수 있고, 배선저항이나 접촉저항 등에 의한 노치의 주파수를 소정의 값으로 설정할 수 없다고 하는 문제를 해결할 수 있다. 변환의 방법은 앞에 설명한 식 (5)~(7)의 관계를 반대로 이용함으로써 얻어진다.

이상 설명한 실시예에 있어서 FDNR회로 1조를 이용한 예를 나타냈지만, FDNR회로를 복수개 준비하여 종속으로 접속함으로써, 보다 고차의 필터회로를 실현하는 것도 가능하다.

도 12는 본 발명의 전자회로(FDNR회로)를 이용한 저역통과회로(LPF)를 무선기에 적용한 제 8실시형태를 나타낸 블록도이다.

도 12에 있어서, 무선기(60)는 무선주파수(RF-Radio Frequency-)신호를 송신 또는 수신하는 안테나(61)와, 신호의 송신 또는 수신을 절환하는 절환스위치(62)와 안테나(61)를 매개해서 입력된 RF신호를 베이스밴드(기저주파수)신호로 직접 변환하는 주파수변환수단(63), 직접변환에 의해 얻어진 베이스밴드신호를 채널선택하는 저역통과필터(LPF-Low Pass Filter-: 64), 수신된 RF신호를 아날로그/디지탈(A/D)변환함과 더불어 베이스밴드신호를 디지탈/아날로그(D/A)변환하는 디지탈신호처리부(65), D/A변환된 베이스밴드신호의 양자화잡음을 제거하는 LPF(66) 및, 베이스밴드신호를 RF신호로 변환하는 주파수변환수단(67)을 갖추고 있다.

도 12에 나타낸 바와 같은 무선기에 있어서 적용의 효과가 있는 블록으로서, 하나는 수신기(RX)에 있어서 안테나로부터 입력된 RF신호를 직접 주파수변환하여 얻어지는 베이스밴드신호의 채널선택을 하는 필터이다. 또 하나는, 송신기(TX)에 있어서 디지탈신호처리부로부터 출력되는 베이스밴드신호를 RF로 업컨버트(up-convert)하기 직전에 베이스밴드 변조신호의 D/A변환의 양자화잡음 등을 제거하는 필터이다. 이들 필터에서 DC오프셋이 발생하면, 예컨대 QPSK변조신호와 같이 DC까지 주파수성분을 포함하는 신호의 경우, 수신기에서는 이 변조신호와 DC오프셋성분과의 구별이 되지 않게 되어 수신할 수 없게 된다. 또, 송신기에서는 이 DC성분이 주파수변환후의 캐리어누설(carrier leak)로 된다. 본 발명의 FDNR회로를 이용한 LPF는 DC오프셋을 발생시키지 않으므로, 이 LPF를 무선기에 이용함으로써, 상기 필터의 DC오프셋에 의한 문제를 해결할 수 있다.

[발명의 효과]

이상 설명한 바와 같이 본 발명에 의하면, FDNR회로의 실현에 부수하여 생기는 고저항을 등가변환에 의해 작은 값으로 변환하여 레이아웃면적이나 FDNR의 동작안정성상 문제로 되었던 기생용량의 삭감을 도모할 수 있다. 또 FDNR을 구성하는 용량값의 배분을 강구함으로써, 저전원전압하에서도 고피크레벨(high peak level)의 신호가 입력되어도 왜곡이 적은 동작을 할 수 있다.

Claims

신호입력(1) 및 신호출력(2)과의 사이에 직류회로를 차단하도록 제 1 및 제 2용량소자(11,12)를 매개해서 연산증폭기(14)가 설치되어 있는 전자회로에 있어서, 상기 연산증폭기의 반전입력단자(16)에 상기 제 1용량소자의 일단과 저항성분을 포함하는 임피던스소자(6)의 일단이 접속되고, 상기 연산증폭기의 출력단자(17)에 상기 임피던스소자의 타단 및 상기 제 1용량소자의 용량값보다도 큰 용량값을 갖는 제 2용량소자의 일단이 접속되며, 상기 제 1용량소자의 타단과 상기 제 2용량소자의 타단이 상호 접속되어 이루어진 것을 특징으로 하는 전자회로.
신호입력(1) 및 신호출력(2)과의 사이에 직류회로를 차단하도록 제 1 및 제 2용량소자(11,12)를 매개해서 연산증폭기(14)가 설치되어 있는 전자회로에 있어서, 적어도 상기 연산증폭기의 반전입력단자(16)에 상기 제 1용량소자와 저항(13)의 일단이 접속되고, 상기 연산증폭기의 출력단자(17)에 상기 저항(13)의 다른 일단과 상기 제 2용량소자의 일단이 접속되며, 상기 제 1용량소자와 상기 제 2용량소자의 다른 일단끼리가 접속되어 이루어지고, 상기 제 2용량소자의 용량값의 크기가 상기 제 1용량소자의 용량값에 비해 큰 용량값을 갖도록 구성된 것을 특징으로 하는 전자회로.
제2항에 있어서, 상기 저항(13)이, 용량소자와 이 용량소자에 충방전을 행하는 스위치소자를 이용한 스위치제어형 캐패시터회로(41)에 의해 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 전자회로.
신호입력(1) 및 신호출력(2)과의 사이에 직류회로를 차단하도록 제 1 및 제 2용량소자(11,12)를 매개해서 연산증폭기(14)가 설치되어 있는 전자회로에 있서, 상기 연산증폭기의 반전입력단자(16)에 상기 제 1용량소자의 일단이 접속되고, 상기 제 1용량소자와 상기 제 2용량소자의 다른 일단끼리가 접속되며, 상기 연산증폭기의 반전입력단자(16)와 출력단자(17)에 제 1~제n(n≥2)의 복수의 저항(7,…,7n,8,…8n)이 직렬로 접속되고, 상기 직렬접속된 복수의 저항의 접속점으로부터 적어도 교류적으로 접지된 1개 이상의 복수의 저항(9,…,9n)을 갖추어 구성된 것을 특징으로 하는 전자회로.
제4항에 있어서, 상기 제 2용량소자(12)의 용량값의 크기가 상기 제 1용량소자(11)의 용량값에 비해 큰 용량값을 갖도록 구성된 것을 특징으로 하는 전자회로.
신호입력(1) 및 신호출력(2)과의 사이에 직류회로를 차단하도록 제 1 및 제 2용량소자(11,12)를 매개해서 연산증폭기(14)가 설치되어 있는 전자회로에 있어서, 상기 연산증폭기의 반전입력단자(16)에 상기 제 1용량소자의 일단과 저항성분을 포함하는 제 1임피던스소자(6)의 일단이 접속되고, 상기 연산증폭기의 출력단자(17)에 상기 제 1임피던스소자의 타단 및 상기 제 1용량소자의 용량값보다도 큰 용량값을 갖는 상기 제 2용량소자의 일단이 접속되며, 상기 제 1용량소자의 타단과 상기 제 2용량소자의 타단이 상호 접속되어 이루어진 전자회로(10)와, 상기 전자회로의 상기 신호입력(1) 및 신호출력(2)과의 사이에 설치되고, 저항성분을 포함하는 제 2임피던스소자(25,26) 및, 상기 전자회로의 상기 신호입력(1)에 일단이 접속되어 이루어지고, 용량성분을 포함하는 제 3임피던스소자(29)를 구비한 것을 특징으로 하는 필터장치.
제 6항에 있어서, 상기 제 2임피던스소자(25,26)의 저항성분 대신에 용량과 이들의 충방전의 제어를 행하는 스위치소자를 이용한 스위치제어형 캐패시터회로(42,43)에 의해 구성한 것을 특징으로 하는 필터장치.
신호입력(1) 및 신호출력(2)과의 사이에 직류회로를 차단하도록 제 1 및 제 2용량소자(11,12)를 매개해서 연산증폭기(14)가 설치되어 있는 전자회로에 있서, 상기 연산증폭기의 반전입력단자(16)에 상기 제 1용량소자의 일단이 접속되고, 상기 제 1용량소자와상기 제 2용량소자의 다른 일단끼리가 접속되며, 상기 연산증폭기의 반전입력단자(16)와 출력단자(17)에 제 1~제n(n≥2)의 복수의 저항(7,…,7n,8,…8n)이 직렬로 접속되고, 상기 직렬접속된 복수의 저항의 접속점으로부터 적어도 교류적으로 접지된 1개 이상의 복수의 저항(9,…,9n)을 갖추어 구성된 전자회로(10)와, 상기 전자회로의 상기 신호입력(1) 및 신호출력(2)과의 사이에 설치된 복수의 저항으로 구성된 저항소자(50) 및, 상기 전자회로의 상기 신호입력(1)에 일단이 접속되어 이루어진 용량소자(29)를 구비한 것을 특징으로 하는 필터장치.
무선주파수신호를 송신 또는 수신하는 안테나(61)와, 신호의 송신 또는 수신을 절환하는 절환스위치(62)와 상기 안테나를 매개해서 입력된 무선주파수신호를 베이스밴드 주파수신호로 직접 변환하는 주파수변환수단(63), 이 주파수변환수단으로 직접 변환된 베이스밴드 주파수신호를 채널선택하는 제 1저역통과필터(64), 수신된 무선주파수신호를 아날로그/디지탈신호로 변환함과 더불어 베이스밴드 주파수신호를 디지탈/아날로그신호로 변환하는 디지탈신호처리부(65), 이 디지탈신호처리부로 디지탈/아날로그신호로 변환된 베이스밴드 주파수신호의 양자화잡음을 제거하는 제 2저역통과필터(66) 및, 베이스밴드 주파수신호를 무선주파수신호로 변환하는 주파수변환수단(67)을 구비하여 이루어진 무선장치(60)에 있어서, 상기 제 1 또는 제 2저역통과필터를, 상기 주파수변환수단(63) 또는 상기 디지탈신호처리부(65)로부터의 신호입력(1) 및 상기 디지탈신호처리부(65) 또는 상기 주파수변환수단(63)으로의 신호출력(2)과의 사이에 직류회로를 차단하도록 제 1 및 제 2용량소자(11,12)를 매개해서 연산증폭기(14)가 설치되어 있는 전자회로에 있어서, 상기 연산증폭기의 반전입력단자(16)에 상기 제1용량소자의 일단과 저항성분을 포함하는 제 1임피던스소자(6)의 일단이 접속되고, 상기 연산증폭기의 출력단자(17)에 상기 제 1임피던스소자의 타단 및 상기 제 1용량소자의 용량값보다도 큰 용량값을 갖는 상기 제 2용량소자의 일단이 접속되며, 상기 제 1용량소자의 타단과 상기 제 2용량소자의 타단이 상호 접속되어 이루어진 전자회로(10)와, 상기 전자회로의 상기 신호입력(1) 및 신호출력(2)과의 사이에 설치되고, 저항성분을 포함하는 제 2임피던스소자(25,26) 및, 상기 전자회로의 상기 신호입력(1)에 일단이 접속되어 이루어지고, 용량성분을 포함하는 제 3임피던스소자(29)를 구비하여 이루어진 필터장치로 구성한 것을 특징으로 하는 무선장치.
무선주파수신호를 송신 또는 수신하는 안테나(61)와, 신호의 송신 또는 수신을 절환하는 절환스위치(62)와 상기 안테나를 매개해서 입력된 무선주파수신호를 베이스밴드 주파수신호로 직접 변환하는 주파수변환수단(63), 이 주파수변환수단으로 직접 변환된 베이스밴드 주파수신호를 채널선택하는 제 1저역통과필터(64), 수신된 무선주파수신호를 아날로그/디지탈신호로 변환함과 더불어 베이스밴드 주파수신호를 디지탈/아날로그신호로 변환하는 디지탈신호처리부(65), 이 디지탈신호처리부로 디지탈/아날로그신호로 변환된 베이스밴드 주파수신호의 양자화잡음을 제거하는 제 2저역통과필터(66) 및, 베이스밴드 주파수신호를 무선주파수신호로 변환하는 주파수변화수단(67)을 구비하여 이루어지 무선장치(60)에 있어서, 상기 제 1 또는 제 2저역통과필터를, 상기 주파수변환수단(63) 또는 상기 디지탈신호처리부(65)로부터의 신호입력(1) 및 상기 디지탈신호처리부(65) 또는 상기 주파수변환수단(63)으로의 신호출력(2)과의 사이에 직류회로를 차단하도록 제1 및 제 2용량소자(11,12)를 매개해서 연산증폭기(14)가 설치되어 있는 전자회로에 있어서, 상기 연산증폭기의 반전입력단자(16)에 상기 제 1용량소자의 일단이 접속되고, 상기 제 1용량소자와 상기 제 2용량소자의 다른 일단끼리가 접속되며, 상기 연산증폭기의 반전입력단자(16)와 출력단자(17)에 제 1~제n(n≥2)의 복수의 저항(7,…,7n,8,…8n)이 직렬로 접속되고, 상기 직렬접속된 복수의 저항의 접속점으로부터 적어도 교루적으로 접지된 1개 이상의 복수의 저항(9,…,9n)을 갖추어 구성된 전자회로(10)와, 상기 전자회로의 상기 신호입력(1) 및 신호출력(2)과의 사이에 설치된 복수의 저항으로 구성된 저항소자(50) 및, 상기 전자회로의 상기 신호입력(1)에 일단이 접속되어 이루어진 용량소자(29)를 구비하여 이루어진 필터장치로 구성한 것을 특징으로 하는 무선장치.