KR100221455B1 - Switching loss reducing power supply - Google Patents
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Abstract
이 발명은 스위칭 로스 저감 전원장치에 관한 것으로서, 입력전압을 특정레벨로 조절 유도하는 트랜스포머와, 상기 트랜스포머의 일측에 연결되어 동작을 제어하는 스위칭 수단과, 상기 트랜스포머의 역기전력을 차단하는 한편 상기 스위칭 수단의 오프시 순간적인 자체 층전으로 인하여 상기 스위칭 수단으로 흐르는 전류의 양을 감쇄하는 스누버부와, 상기 스누버부의 동작을 제어하는 신호를 발생하는 제어신호원으로 구성되어 상기 스위칭 수단의 스위칭 수단으로 흐르는 전류를 감쇄함으로써 전력효율을 개선시켜 스위칭 로스를 저감할 수 있는 효과가 있다.BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a switching loss reduction power supply, comprising: a transformer for regulating and inducing an input voltage to a specific level, a switching means connected to one side of the transformer to control an operation; Is composed of a snubber portion which attenuates the amount of current flowing to the switching means due to instantaneous self-layering when the signal is turned off, and a control signal source for generating a signal for controlling the operation of the snubber portion, By attenuating the current, it is possible to reduce the switching loss by improving power efficiency.
Description
제1도는 종래의 전원장치를 나타내는 회로도.1 is a circuit diagram showing a conventional power supply device.
제2도는 제1도에 도시된 회로의 동작에 따른 파형도를 나타내는 도면.2 is a view showing a waveform diagram according to the operation of the circuit shown in FIG.
제3도는 이 발명에 따른 스위칭 로스 저감 전원장치의 일실시예를 나타내는 회로도.3 is a circuit diagram showing an embodiment of a switching loss reduction power supply according to the present invention.
제4도는 제3도에 도시된 회로의 동작에 따를 파형도를 나타내는 도면.4 shows a waveform diagram according to the operation of the circuit shown in FIG.
제5도는 제3도에 도시된 스누버부의 상세 회로도.FIG. 5 is a detailed circuit diagram of the snubber portion shown in FIG.
제6도는 이 발명에 따른 스위칭 로스 저감 전원장치의 다른 일실시예를 나타내는 회로도.6 is a circuit diagram showing another embodiment of the switching loss reducing power supply according to the present invention.
제7도는 이 발명에 다른 스위칭 로스 저감 전원장치의 또다른 일실시예를 나타내는 회로도이다.7 is a circuit diagram showing another embodiment of a switching loss reduction power supply according to the present invention.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명* Explanation of symbols for main parts of the drawings
20, 25 : 스누버부 40 : PWM부20, 25: snubber portion 40: PWM portion
C1~C3 : 콘덴서 Rd, Rg, R1, R2 : 저항C1 ~ C3: Capacitor Rd, Rg, R1, R2: Resistance
T : 트랜스포머 Q1, Q2 : 트랜지스터T: transformer Q1, Q2: transistor
D1, D2 : 다이오드D1, D2: Diode
이 발명은 스위칭 로스 저감 전원장치에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 전원장치의 트랜스포머 전압인가측에 제어단을 갖는 스누버부를 구성하여 스위칭 과정중 온 상태에서 오프 상태로 변환되는 과정에서 전류를 제어함으로써 스위칭 로스를 감쇄시키기 위한 스위칭 로스 저감 전원장치에 관한 것이다.The present invention relates to a switching loss reduction power supply device, and more particularly, by forming a snubber portion having a control stage on a transformer voltage applying side of the power supply device, by controlling a current in a process of switching from an on state to an off state during a switching process. A switching loss reduction power supply for attenuating switching losses.
통상적으로 전원을 공급하기 위한 장치는 경제성과 용량등의 여건을 생각하여 적당한 것을 사용한다. 그중 저용량에서 사용되는 것중에 하나로서 전력변환 회로가 있다. 여기에서는 대개 변환을 위한 트랜스포머가 사용된다. 대개의 트랜스포머에는 전력변환을 위한 스위칭 방식에 있어서 펄스 폭 변조신호가 이용된다.Usually, a device for supplying power is used in consideration of economic conditions and capacity. One of them used at low capacity is a power conversion circuit. Usually a transformer for conversion is used. Most transformers use pulse width modulated signals in switching schemes for power conversion.
그리고 트랜스포머의 입력측인 일차측에 인가되는 입력전압이 하이상태에서 로우상태로 변환됨에 따라서 발생되는 역기전력을 방지하기 위하여 로우상태로 변환됨에 따라서 발생되는 역기전력을 방지하기 위하여 콘덴서와 저항 및 다이오드등으로 구성된 스누버부가 구성되어 있다.And in order to prevent the counter electromotive force generated when the input voltage applied to the primary side, which is the input side of the transformer is converted from the high state to the low state, it is composed of a capacitor, a resistor, a diode, etc. The snubber part is comprised.
이에 대해서 제1도 및 제2도를 참조하여 더욱 상세하게 설명하면, 제1도에 도시된 바와 같이 트랜스포머(T)의 1차측(P)에 스누버부(20)가 구성되어 있고, 트랜지스터(Q1)의 제어측에 펄스 폭변조(Pulse Width Modulation : 이하 PWM 이라함) 신호가 인가되도록 PWM부(40)가 연결되어 있으며, PWM부(40)는 기동저항(Rd)과 접지저항(Rg)에 각각 연결되어 있다.This will be described in more detail with reference to FIG. 1 and FIG. 2. As shown in FIG. 1, the snubber portion 20 is formed on the primary side P of the transformer T, and the transistor Q1. The PWM unit 40 is connected so that a pulse width modulation (PWM) signal is applied to the control side, and the PWM unit 40 has a starting resistor R d and a ground resistor R g. Are each connected to).
이와같은 구성에 따른 동작을 설명하면, 입력전압(Vin)이 인가되면 먼저 필터의 역활을 하는 코덴서(C1)에서 입력전압이 평활된 후 기동저항(Rd)을 통하여 PWM부(40)에 인가되는 한편 일차측으로 인가된다.Referring to the operation according to such a configuration, when the input voltage (V in ) is applied, first the input voltage is smoothed in the capacitor (C1) acting as a filter, and then through the starting resistor (R d ) PWM unit 40 Is applied to the primary side.
일단, 트랜지스터(Q1)는 턴오프된 오픈된 상태이므로 스누버부(20)와 1차측 권선으로 구성된 루프로 전류가 흐르고, 이에 따라서 2차측으로 전압이 유도되어 2차측 권선으로 유도된 전류가 다이오드(D1)를 통하여 출력된다.First, since the transistor Q1 is turned off and in an open state, current flows in a loop composed of the snubber portion 20 and the primary winding, and accordingly, a voltage is induced to the secondary side so that the current induced into the secondary winding is a diode ( It is output through D1).
한편, PWM부(40)에서는 기동저항(Rd)을 통하여 입력되는 기동전류에 따라서 동작을 시작하고, 1차측 권선으로 전압이 인가됨과 동시에 아주 큰 값으로 세팅된 기동저항(Rd)의 저항값 때문에 전기적 단락상태를 유지하게 된다. 즉, PWM(40)의 최초 구동을 한 후에는 기동저항(R4)은 오픈된 상태로서 전류가 흐르지 않게 된다.On the other hand, in the PWM unit 40, the operation starts according to the starting current input through the starting resistor R d , and the voltage of the starting resistor R d set to a very large value while the voltage is applied to the primary winding. The value keeps the electrical short. That is, after the initial driving of the PWM 40 is started, the starting resistor R 4 is open and no current flows.
상기 PWM부(40)에서 구형파가 출력됨에 따라 트랜지스터(Q1)는 온 또는 오프의 스위칭 동작을 한다. 트랜지스터(Q1)가 온이면 트랜스포머(T)의 일차측에 인가된 전압이 접지저항(R9)을 통하여 방전된다. 그리고 트랜시스터(Q1)가 오프 상태이면 전술한 바와 같이 스누버부(20)와 트랜스포머(T)의 일차측(P)으로 구성되는 루프가 형성된다.As the square wave is output from the PWM unit 40, the transistor Q1 performs an on or off switching operation. When the transistor Q1 is on, the voltage applied to the primary side of the transformer T is discharged through the ground resistor R 9 . When the transistor Q1 is in the off state, a loop including the snubber portion 20 and the primary side P of the transformer T is formed as described above.
이때, 트랜지스터(Q1)의 드레인과 소스사이의 스위칭 전압(VDS)과 이에 따라서 드레인으로 흐르는 드레인 전류(ID)는 제 2도에 나타나 있다. 여기에서 이상에서 설명된 바와 같이 PWM부(40)의 스위칭 제어측인 게이트로 로우상태의 신호를 출력하면 트랜지스터(Q1)는 오프상태가 되어 드레인 전류(ID)는 흐르지 않게되고 전압은 하이상태가 된다.At this time, the switching voltage V DS between the drain and the source of the transistor Q1 and thus the drain current I D flowing into the drain is shown in FIG. 2. As described above, when the low state signal is output to the gate of the switching control side of the PWM unit 40, the transistor Q1 is turned off so that the drain current I D does not flow and the voltage is high. Becomes
좀 더 상세하게 트랜지스터(Q1)의 드레인과 소스사이의 전압의 상태에 대하여 구간별로 구분하여 설명하면, 구간 A는 하이상태로 안정되기전의 과도상태이고, 구간 B는 전압이 하이상태로 안정된 상태이며, 구간 C는 전압의 레벨이 하이에서 로우로 폴링되는 폴링구간이고, 그리고 구간 D는 트랜지스터(Q1)가 턴온되어 로우상태의 전압이 인가되는 구간이다. 그리고 이 구간들에 따른 전류의 상태를 설명하면, 구간 A와 B는 트랜시스터(Q1)가 턴오프되어 전류가 흐르지 않는 상태이고, 구간 C와 D는 트랜지스터(Q1)가 턴온되어 전류가 증가하는 상태이다.In more detail, the state of the voltage between the drain and the source of the transistor Q1 is divided into sections, and section A is a transient state before the high state is stabilized, and section B is a state where the voltage is high and stable. , Section C is a polling section in which the voltage level is polled from high to low, and section D is a section in which the transistor Q1 is turned on to apply a low voltage. In the following description, the states of the currents according to the sections are described. In sections A and B, the transistor Q1 is turned off and no current flows. In sections C and D, the transistor Q1 is turned on to increase the current. It is a state.
여기에서 구간 C에서 전압이 떨어지는 순간에 전류는 선형적으로 증가한다. 이는 제1도의 스누버부(20)의 콘덴서(C2)에 충전된 전압이 역방향으로 인가된 다이오드(D2)를 통하여 방전되지 못하고 저항(R1)과 콘덴서(C2)로 이루어지는 루프내에서 자체 방전되기 때문에 트랜지스터(Q1)에 흐르는 전류는 제2도에 도시된 바와 같이 구간 C에서 선형적으로 증가하게 된다. 따라서 전압과 전류의 상관관계에 의하여 결정되는 전력의 측면을 생각한다면, 과전류로 인한 전력손실이 발생한다. 즉 구간 C의 전압 및 전류값만큼의 스위칭 로스가 발생된다.Here, the current increases linearly at the instant the voltage drops in the interval C. This is because the voltage charged in the capacitor C2 of the snubber portion 20 in FIG. 1 is not discharged through the diode D2 applied in the reverse direction, but is self-discharged in a loop composed of the resistor R1 and the capacitor C2. The current flowing through the transistor Q1 increases linearly in the interval C as shown in FIG. Therefore, considering the power aspect determined by the correlation of voltage and current, power loss due to overcurrent occurs. That is, the switching loss is generated by the voltage and the current value of the section C.
이 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 이 발명의 목적은, 트랜스포머의 1차측에 구성된 스누버부가 스위칭 전류를 제어할 수 있도록 구성함으로써 전력변환을 위한 스위칭시에 발생되는 스위칭 로스를 저감하는 스위칭 로스 저감 전원장치를 제공함에 있다.SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above problems, and an object of the present invention is to reduce the switching loss generated during switching for power conversion by configuring the snubber portion configured at the primary side of the transformer to control the switching current. The present invention provides a switching loss reduction power supply.
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 이 발명에 따른 전원장치의 스위칭 회로의 특징은, 입력전압을 특정레벨로 유도하는 트랜스포머와, 상기 트랜스포머의 1차측 권선에 연결되어 상기 트랜스포머의 전압 유도동작을 스위칭하기 위한 스위칭 소자 및 상기 스위칭 소자의 스위칭 동작을 제어하기 위한 제어신호를 제공하는 제어신호원을 포함하는 스위칭 수단으로 구성되는 스위칭 로스 저감 전원장치에 있어서; 상기 제어신호원으로부터 제공되는 제어신호에 의하여 동작이 제어되며, 순간적인 자체 충전을 함으로써 순간적으로 상기 스위칭 수단으로 흐르는 전류의 양을 감쇄하는 스누버부가 구성된 점에 있다.A characteristic of the switching circuit of the power supply apparatus according to the present invention for achieving the above object is a transformer for inducing an input voltage to a specific level, and connected to the primary winding of the transformer to switch the voltage induction operation of the transformer A switching loss reduction power supply comprising: a switching element comprising a switching element for the control element and a control signal source for providing a control signal for controlling a switching operation of the switching element; The operation is controlled by a control signal provided from the control signal source, and a snubber portion configured to attenuate the amount of current flowing to the switching means by instantaneous self charging.
이하, 이 발명에 따른 스위칭 로스 저감 전원장치의 바람직한 하나의 실시예에 대하여 첨부 도면을 참조하여 상세히 설명한다.Hereinafter, a preferred embodiment of a switching loss reducing power supply apparatus according to the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
제3도, 제6도 및 제7도에 도시된 것들은 이 발명에 따른 실시예들이고, 제4도는 실시예에 따른 파형도를 나타낸 것이며, 제5도는 실시예에 적용 가능한 스누버부의 일예를 나타낸 것이다.3, 6 and 7 are embodiments according to the present invention, FIG. 4 shows a waveform diagram according to the embodiment, and FIG. 5 shows an example of a snubber section applicable to the embodiment. will be.
우선, 제1실시예인 제3도에 도시된 바를 제4도 및 제5도를 참조하여 설명하면, 스누버부(25)는 제1도에 도시된 스누버부(20)와 달리 스위칭 소자인 트랜지스터(Q1)의 전류를 제어하기 위한 제어신호인 PWM 신호가 입력단자(y)로 입력되어 스누버부(25)내에 구성된 스위칭 소자인 트랜지스터(Q2)를 제어함으로써 트랜지스터(Q1)의 드레인 전류(Id)를 제어한다.First, referring to FIGS. 4 and 5, the snubber portion 25 is a transistor that is a switching element unlike the snubber portion 20 shown in FIG. 1. The PWM signal, which is a control signal for controlling the current of Q1), is input to the input terminal y to control the transistor Q2, which is a switching element configured in the snubber section 25, so that the drain current I d of the transistor Q1. To control.
이에 대한 설명을 제4도에 도시된 구간별로 설명한다. 초기 구동상태는 제1도의 설명과 동일하게 콘덴서(C1)에 의하여 평활된 입력전압이 순간적으로 기동저항(Rd)을 통하여 PWM부(40)에 인가되어 구동시키고 트랜스포머의 1차측 권선으로 인가된다. 그리고 동시에 기동저항(Rd)의 저항값이 1차측 권선에 비하여 상대적으로 상당히 크기 때문에 기동저항(Rd)가 구성된 루프는 전기적인 단락상태가 된다.Description of this will be described for each section shown in FIG. In the initial driving state, as described in FIG. 1, the input voltage smoothed by the capacitor C 1 is instantaneously applied to the PWM unit 40 through the starting resistor R d to be driven and applied to the primary winding of the transformer. do. At the same time, since the resistance value of the starting resistor R d is relatively large compared to the primary winding, the loop in which the starting resistor R d is configured is in an electrical short state.
이상에 따라서 PWM부(40)는 동작을 시작하여 트랜지스터(Q1)의 제어측인 게이트와 스누버부(25)의 제어신호 입력단자(y)로 스위칭을 위한 구형파를 제공한다. 구간 A에는 PWM부(40)로부터 로우의 신호가 출력되어 트랜지스터(Q1)가 턴오프된 상태이므로, 드레인과 소스사이의 전압(VDS)이 인가되는 순간의 불안정한 과도응답이 존재한다. 그리고 드레인 전류(ID)는 트랜지스터(Q1)가 턴오프된 상태이기 때문에 흐르지않는다. 그리고 제5도에 도시된 트랜지스터(Q2)에도 로우의 신호가 인가되어 턴오프된다. 따라서 스누버부(25)쪽으로의 전류유입도 없다.As described above, the PWM unit 40 starts operation and provides a square wave for switching to the gate, which is the control side of the transistor Q1, and the control signal input terminal y of the snubber unit 25. In the period A, since the low signal is output from the PWM unit 40 and the transistor Q1 is turned off, there is an unstable transient response at the moment when the voltage V DS between the drain and the source is applied. The drain current I D does not flow because the transistor Q1 is turned off. A low signal is also applied to the transistor Q2 shown in FIG. 5 to be turned off. Therefore, no current flows into the snubber portion 25.
구간 B에서는 구간 A에서 불안정했던 드레인과 소스사이의 전압(VDS)이 안정되고, 스누버부(25)내의 트랜지스터(Q2)가 계속 턴오프된 상태이기 때문에 드레인 전류(ID)는 흐르지 않는다.In the section B, the voltage V DS between the drain and the source which was unstable in the section A is stabilized, and the drain current I D does not flow because the transistor Q2 in the snubber portion 25 is continuously turned off.
구간 C은 PWM부(40)로부터 하이의 신호가 인가되어 트랜지스터(Q1)와 트랜지스터(Q2)가 턴온되는 순간, 즉 트랜지스터(Q1)의 드레인과 소스사이에 인가된 전압이 하이에서 로우로 폴링되는 구간이다. 따라서 순간적으로 스누버부(25)내에 구성된 콘덴서(C3)는 트랜지스터(Q2)가 턴온됨에 따라서 단자(z)를 통하여 전류가 유입되어 충전이 시작되고, 트랜지스터(Q1)의 드레인과 트랜스포머(T)의 1차측의 전류가 으로부터 단자(z)를 통하여 스누버부(25)로 유입된다.In the period C, when a high signal is applied from the PWM unit 40 and the transistor Q1 and the transistor Q2 are turned on, that is, the voltage applied between the drain and the source of the transistor Q1 is polled from high to low. It is a section. Therefore, as soon as the transistor Q2 is turned on, the capacitor C3 configured in the snubber portion 25 starts charging with current flowing through the terminal z, and the drain of the transistor Q1 and the transformer T The current on the primary side flows into the snubber portion 25 through the terminal z from.
따라서 스누버부(25)내에 구성된 콘덴서(C3)에서의 순간적인 충전으로 인하여 트랜지스터(Q1)으로 흐르는 전류가 스누버부(25)로 유입됨으로 인하여 결국 트랜지스터(Q1)이 턴온되는 초기상태에서는 드레인 전류(Id)는 순간적으로 감쇄된다. 결국 제4도에 나타난 바와 같은 파형으로 감쇄된다.Therefore, in the initial state in which the transistor Q1 is turned on because the current flowing into the transistor Q1 flows into the snubber portion 25 due to instantaneous charging in the capacitor C3 configured in the snubber portion 25, the drain current ( I d ) is momentarily attenuated. Eventually it is attenuated into a waveform as shown in FIG.
구간 D에서는 스누버부(25)내에 구성된 콘덴서(C3)의 충전이 끝났기 때문에 트랜지스터(Q1)의 드레인 전류(ID)가 선형적으로 증가하게 되고, 드레인과 소스사이의 전압(VDS)은 로우상태를 유지하게 된다. 그리고 다시 구간 A부터 D까지의 동일한 동작을 반복하게 된다.In the period D, since the charging of the capacitor C3 configured in the snubber portion 25 is completed, the drain current I D of the transistor Q1 increases linearly, and the voltage V DS between the drain and the source is low. State is maintained. Then, the same operation from section A to D is repeated.
따라서 제4도에 도시된만큼 감쇄된 전류로 인하여 전압과 전류의 상관관계로 발생되는 전력의 소모는 줄어들게된다.Therefore, the power attenuated by the correlation between voltage and current is reduced due to the attenuated current as shown in FIG.
제6도는 이 발명에 따른 스위칭 로스 저감 전원장치의 제2실시예로서, 제6도의 구성 및 동작을 설명함에 있어서 제3도와 동일한 부분의 설명은 생략한다.FIG. 6 is a second embodiment of the switching loss reducing power supply apparatus according to the present invention. In describing the configuration and operation of FIG.
제6도에서 알 수 있는 바와 같이, 제3도의 구성에 있어서, 스누버부(25)의 제어신호가 입력되는 단자(y)가 PWM부(40)에 연결되어 있지 않다. 트랜스포머(T)에 제어신호를 유도하기 위한 구동권선(B)을 하나 더 구성하여 이 권선(B)의 일측에 단자(y)가 연결되어 있다.As can be seen from FIG. 6, in the configuration of FIG. 3, the terminal y to which the control signal of the snubber portion 25 is input is not connected to the PWM portion 40. FIG. One more drive winding B for inducing a control signal to the transformer T is configured, and a terminal y is connected to one side of the winding B.
따라서 트랜지스터(Q1)가 턴온되어 1차측 권선(P)으로부터 2차측 권선(S)으로 전압이 유도되는 순간 구동권선(B)으로 하이의 전압이 유도되어 스누버부(25)내에 구성된 트랜지스터(Q2)를 턴온한다. 그리고 트랜지스터(Q1)가 오프되어 1차측 권선(P)으로부터 2차측 권선(S)으로 전압이 유도되지 않으면 구동권선(B)으로 전압이 인가되지 않기 때문에 로우 상태의 전압이 스누버부(25)내에 구성된 트랜지스터(Q2)를 턴오프한다. 그리고 트랜지스터(Q1)의 온/오프에 따라서 1차측 권선에 전압의 상태가 하이/로우로 변환되기 때문에, 트랜지스터(Q1)의 스위칭 타임과 트랜지스터(Q2)의 스위칭 타임은 동일하다.Therefore, the transistor Q1 is turned on and a high voltage is induced to the driving winding B at the moment when the voltage is induced from the primary winding P to the secondary winding S so that the transistor Q2 is formed in the snubber portion 25. Turn on. When the transistor Q1 is turned off and no voltage is induced from the primary winding P to the secondary winding S, no voltage is applied to the driving winding B. Therefore, a low voltage is applied to the snubber section 25. The configured transistor Q2 is turned off. In addition, since the state of the voltage is changed to high / low in the primary winding as the transistor Q1 is turned on and off, the switching time of the transistor Q1 and the switching time of the transistor Q2 are the same.
이상에서 설명된 바와 같이 스누버부(25)내에 구성된 트랜지스터(Q2)가 턴온 또는 턴오프됨에 따라서 스누버부(25)내에 구성된 콘덴서(C3)에 순간적인 충전이 일어나기 때문에 트랜지스터(Q1)로 흐르는 전류가 감쇄되어 제4도에 도시된 바와 동일한 파형이 트랜지스터(Q1)에서 발생된다.As described above, as the transistor Q2 configured in the snubber portion 25 is turned on or turned off, instantaneous charging occurs in the capacitor C3 configured in the snubber portion 25, so that the current flowing to the transistor Q1 Attenuated and the same waveform as shown in FIG. 4 is generated in transistor Q1.
제7도는 이 발명에 따른 제3실시예로서, 제2실시예인 제6도에서는 제어신호가 구동권선으로부터 얻어진 반면에, 이것은 이미 구성된 1차측 권선(P)으로부터 제어신호를 얻어서, 스누버부(25)내에 구성된 트랜지스터(Q2)를 스위칭하기 위한 제어신호가 단자(y)를 통하여 인가됨으로써 트래지스터(Q2)를 스위칭하록 구성되어 있다. 트랜지스터(Q1)가 턴온 또는 턴오프됨에 따라 1차측에 인가되는 전압의 레벨이 하이 또는 로우로 가변되면, 이에 따라 스누버부(25)내에 구성된 트랜지스터(Q2)의 베이스단의 레벨이 가변되어 온 또는 오프됨으로써 트랜지스터(Q2)가 온될때 콘덴서(C3)의 순간적인 충전에 의하여 제4도에 도시된 바와 동일한 파형이 트랜지스터(Q1)에서 발생된다.FIG. 7 is a third embodiment according to the present invention, while in FIG. 6, the second embodiment, the control signal is obtained from the drive windings, whereas it obtains the control signal from the already configured primary side winding P, and thus the snubber portion 25 The control signal for switching the transistor Q2 constituted in () is applied through the terminal y to switch the transistor Q2. When the level of the voltage applied to the primary side is changed to high or low as the transistor Q1 is turned on or turned off, accordingly, the level of the base end of the transistor Q2 configured in the snubber portion 25 is varied or The same waveform as shown in FIG. 4 is generated in the transistor Q1 by the instant charging of the capacitor C3 when the transistor Q2 is turned on by being turned off.
이상에서와 같이 이 발명에 따른 전원장치의 스위칭 회로에 의하면, 전력변환회로에 구성된 1차측 권선으로부터 2차측 권선으로 유도되는 전압의 스위칭을 구성된 트랜지스터에 흐르는 전류를 제어하도록 구성함으로써 트랜지스터에서의 전력효율을 개선시켜 스위칭 로스를 저감할 수 있는 효과가 있다.As described above, according to the switching circuit of the power supply apparatus according to the present invention, the switching of the voltage induced from the primary winding to the secondary winding of the power conversion circuit is configured to control the current flowing through the configured transistor to control the power efficiency in the transistor. By reducing the switching loss can be reduced.
Claims (1)
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| KR1019930016185A KR100221455B1 (en) | 1993-08-20 | 1993-08-20 | Switching loss reducing power supply |
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| KR1019930016185A KR100221455B1 (en) | 1993-08-20 | 1993-08-20 | Switching loss reducing power supply |
Publications (2)
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| KR950007251A KR950007251A (en) | 1995-03-21 |
| KR100221455B1 true KR100221455B1 (en) | 1999-09-15 |
Family
ID=19361642
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| KR1019930016185A KR100221455B1 (en) | 1993-08-20 | 1993-08-20 | Switching loss reducing power supply |
Country Status (1)
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|---|---|
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Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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-
1993
- 1993-08-20 KR KR1019930016185A patent/KR100221455B1/en not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR950007251A (en) | 1995-03-21 |
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