KR0137845B1 - Integrated type high frequency charger - Google Patents
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Abstract
본 발명은 종래의 충전기, 방전기의 역률과 효율을 향상시키고 크기를 줄이며, 충.방전기 기능을 일체화시킨 것으로, 일체형 충.방전기의 주회로 구성은 3상 SPWM AC/DC콘버터부와 양방향 전력수수 가능한 페이스 시프트(Phase Shift) ZVS-FB DC/DC콘버터부로 구성되며, 상기 3상 SPWM AC/DC콘버터부에서는 입력역율 및 입력전류 파형을 개선시키고, 양방향 전력수가 가능하게 구성하고, 양방향 전력수수 가능한 페이스 시프트(Phase Shift) ZVS-FB DC/DC콘버터부에서는 양방향 전력수수가 가능하게 구성시켜 전기적 절연과 고효율을 확보하도록 한다.The present invention improves the power factor and efficiency of the conventional charger and discharger, reduces the size, and integrates the charge / discharge function. The main circuit configuration of the integrated charger / discharger is capable of two-way power transmission with a three-phase SPWM AC / DC converter unit. Phase Shift ZVS-FB consists of DC / DC converter section, and the three-phase SPWM AC / DC converter section improves input power factor and input current waveform, configures bi-directional power, and enables bi-directional power transfer. Phase Shift ZVS-FB DC / DC converter is configured to enable bi-directional power transfer to ensure electrical isolation and high efficiency.
종래의 충.방전기(다이리스터 정류방식)에 비해 장치의 소형화(30%이상), 경량화(50%이상)되고, 효율이 향상되며(3%이상) 특히 입력 역율이 거의 1로 유지되어 파형의 외형이 극소화 되도록한 일체형 충.방전기에 관한 것이다.Compared to the conventional charger / discharger (Dyster Rectifier), the device is smaller (more than 30%), lighter (more than 50%), and the efficiency is improved (more than 3%). The present invention relates to an integrated charger and discharger that minimizes external appearance.
Description
제1도는 종래의 충.방전기의 회로도.1 is a circuit diagram of a conventional charger and discharger.
제2도는 종래의 다른 충.방전기의 회로도.2 is a circuit diagram of another conventional charger / discharger.
제3도는 본 밞명에 따른 일체형 고주파 충.방전기 주회로도.3 is an integrated high-frequency charging and discharging main circuit diagram according to the present invention.
제4도는 본 발명에 따른 충.방전기 AC/DC 입력부 3ψ SPWM콘버터의 주회로 및 제어회로 블럭도.4 is a block diagram of a main circuit and a control circuit of a charger / discharger AC / DC input unit 3ψ SPWM converter according to the present invention.
제5도의 (a)는 제4도의 3상 SPWM 콘버터 주회로 동작원리.FIG. 5A shows the operation principle of the three-phase SPWM converter main circuit of FIG.
제5도의 (b)는 제4도의 3상 SPWM 콘버터의 동작파형.(B) of FIG. 5 is an operating waveform of the three-phase SPWM converter of FIG.
제5도의 (c)는 제4도의 3상 SPWM 콘버터의 동작위상 벡터도.(C) of FIG. 5 is an operation phase vector diagram of the three-phase SPWM converter of FIG.
제6도는 본 발명에 따른 충.방전기 DC/DC 콘버터부 주회로도.6 is a main circuit diagram of the charger / discharger DC / DC converter according to the present invention.
제7도의 (a)는 제6도의 충전동작시 DC/DC 콘버터의 등가회된 회로.FIG. 7A is an equivalent circuit of a DC / DC converter in the charging operation of FIG.
제7도의 (b)는 제6도의 방전동작시 DC/DC 콘버터의 등가회된 회로.FIG. 7B is an equivalent circuit of the DC / DC converter in the discharge operation of FIG.
제8도는 양방향 전력수수 가능한 DC/DC 콘버터부 1차측 브릿지(Bridge)의 순변환 동작(충전)시 타이밍(Timing)도.FIG. 8 is a timing diagram of a forward conversion operation (charging) of a primary bridge of a DC / DC converter unit capable of receiving power in both directions.
제9도는 양방향 전력수수 가능한 DC/DC 콘버터부 2차측 브릿지(Bridge)의 역변환동작(정전)시 타이밍(Timing)도.9 is a timing diagram of the reverse conversion operation (interruption) of the secondary bridge of the DC / DC converter section capable of receiving power in both directions.
제10도는 양방향 전력수수 가능한 DC/DC 콘버터부와 제어회로 블럭도.10 is a block diagram of a DC / DC converter unit and a control circuit capable of receiving power in both directions.
본 발명은 일체형 고주파 충.방전기에 관한 것으로, 좀더 상세히 설명하면, AC/DC 입력부에 입력역율 및 입력전류 파형을 개선시키기 위해 양방향 전력수수가 가능한 3상 정현파 펄스폭 변조(Sinusoidal Pulse Width Modulation : SPWM) AC/DC콘버터부로 구성되고 고효율 및 전기적 절연을 위해 양방향 전력수수 가능한 페이스 시프트(Phase-Shift) ZVS-FB(Zero Votage Switching-Full Bridge) DC/DC콘버터로 구성시키므로서 기존의 충.방전기에 비해 소형,경량 및 고역율을 갖을 수 있는 일체형 고주파 충.방전기에 관한 것이다.The present invention relates to an integrated high frequency charger / discharger, which will be described in more detail. ) It is composed of AC / DC converter part and composed of Phase-Shift Phase-Shift ZVS-FB (Zero Votage Switching-Full Bridge) DC / DC converter for high efficiency and electrical isolation. The present invention relates to an integrated high frequency charger / discharger having a small size, light weight, and high power factor.
일반적으로 종래의 충.방전기는 제1도에 도시한 바와 같이 입력에 전기적 절연을 위한 강압용 변압기(1)와, 가변 출력전압 및 전류와 전력을 AC 상용전원에서 DC쪽으로 변환할 수 있고, DC측(배터리:Battery)에서 AC사용전원으로 전력을 변환 할 수 있는 정류부(2)와, 전력의 역변환을 이루기 위해 출력전압-극성을 역으로 전환시켜 주는 마그네트 컨택터(Magnet Contactor)(3)도록 구성되어 있다.In general, a conventional charger / discharger, as shown in FIG. 1, has a step-down transformer (1) for electrical insulation at an input, and a variable output voltage, current and power can be converted from an AC commercial power supply to a DC, and a DC Rectifier (2) for converting power from the side (battery: battery) to the AC power source, and a magnet contactor (3) that reverses the output voltage-polarity to reverse the power to achieve reverse conversion of the power. Consists of.
또한, 종래의 또 다른 충.방전기는 제2도에 도시한 바와 같이 입력에 전기적 절연을 위해 제1도에서와 같이 강압용 변압기(4)를 사용하고, 전력 역변환을 위한 출력 전압 극성 전한 마그네트 컨택터(Magnet Contactor) 사용의 단점을 개선시키기 위해 두개의 다이리스터 Six Pulse 콘버터(5)로 구성되고, 순변한 동작동안 AC/DC콘버터가 정류기로서 동작하여 전력을 AC상용전원으로 부터 DC(Battery)측으로 변환하고, 역변환시는 콘버터 1(51)의 게이트 펄스는 차단되고, 콘버터2(52)가 인버터 모드(Inverter Mode)로서 동작되게 함으로써 출력전압 극성은 같고, 단지 전류(id)의 양방향이 역으로 되게 구성한 것이다.In addition, another conventional charger / discharger uses the step-down transformer 4 as shown in FIG. 1 to electrically insulate the input as shown in FIG. 2, and the output voltage polarity conductive magnet contact for power reverse conversion. In order to improve the disadvantage of using magnet contactor, it consists of two thyristor six pulse converters (5), and the AC / DC converter acts as a rectifier during the pure operation, so that power is transferred from AC commercial power source to DC (Battery). The gate pulse of the converter 1 (51) is interrupted during the reverse conversion, and the converter 2 (52) is operated as an inverter mode, so that the output voltage polarity is the same, but only in both directions of the current (id) are reversed. It is configured to be.
제1도와 제2도와 같이로 구성된 종래의 충.방전기는 다음과 같은 문제점들이 있다.The conventional charger / discharger configured as shown in FIG. 1 and FIG. 2 has the following problems.
1) 다이리스터(Thyristor) 위상각을 변화시키면 교류입력전류(is)의 기본파 위상각은 점호각과 같게 되고, 이에 상응한 고조파 무효전력뿐만 아니라 기본파 무효전력을 발생시켜 입력전류(is)가 왜형된 파형을 가지므로 낮은 입력역율 특성은 나타낸다.1) When the thyristor phase angle is changed, the fundamental wave phase angle of the AC input current is equal to the firing angle, and not only the corresponding harmonic reactive power but also the fundamental wave reactive power are generated to generate the input current is. Has a distorted waveform, thus exhibiting low input power factor characteristics.
2) 회로의 구성이 강압용 변압기와 다이리스터(Thyristor)정류기, LC 필터 등으로 구성되어져 있어 가격의 저가란느 이점은 있으나, 부피가 크고, 무거워 대용량 충전기로 제작, 설치작업이 어렵고, 효율이 낮으며 특히 강압용 변압기 및 리액터에의 소음이 큰 단점이 있다.2) The circuit consists of a step-down transformer, a thyristor rectifier, and an LC filter, which has the advantage of low cost, but is bulky and heavy, making it difficult to manufacture and install with a large-capacity charger, Low noise, especially in the step-down transformers and reactors has a big disadvantage.
3) DC출력전압(Vd)는 콘버터(Convertor) 2(52)가 인버터 모드(Inverter Mode)로 동작될 때 콘버터(Converter) 2(52)의 최소 점호각 요구때문에 인버터 모드(Inverter mode)에서는 제한이 있다.3) DC output voltage (Vd) is limited in inverter mode due to the minimum firing angle requirement of converter 2 (52) when converter 2 (52) is operated in inverter mode. There is this.
4) AC 입력전원이 외란(Disturbance)에 따라 인버터 모드(Inverter Mode)에서 전류(轉流)실패의 가능성이 있다.4) There is a possibility of current failure in inverter mode due to disturbance of AC input power.
또한, 최근에는 정보화 사회의 진전에 따라 축전지를 사용하는 직류전원장치가 증가하는 추세에 있고, 일반적으로 다이리스터(Thyㄱistor)와 다이오드(diode)와 같은 반도체소자를 적용한 충전기는(제1도, 제2도) 고조파전류를 많이 포함하고 있으므로 이러한 고조파전류가 전원으로 유입시켜 전자기기가 오동작하는 등의 고조파 장해를 일으키므로 IEC에서는 TC77에서 고조파 정류의 교체를 검토하고 있으며, 1995년 규제실시를 계획하고 있고 이러한 규제는 무역장벽의 큰 요인으로 대두될 수 있다.In addition, in recent years, as the information society progresses, DC power supplies that use storage batteries have been increasing. In general, chargers employing semiconductor devices such as thyristors and diodes are shown in FIG. (Figure 2) Since it contains a lot of harmonic currents, the harmonic currents are introduced into the power supply, causing harmonic disturbances such as malfunctioning electronics.The IEC is considering the replacement of harmonic rectification in TC77. This regulation can be a big factor in trade barriers.
따라서, 이러한 IEC규격에 대응할 수 있는 제품의 개발이 필요하고, 전력전자의 고속스위칭 반도에 소자인 IGBT, Power Mosfet 등의 발전 및 보급에 따라 충전기의 소형화, 경량화, 저잡음화 및 고효율화가 크게 요구되고 있다.Therefore, it is necessary to develop a product that can meet the IEC standard, and the miniaturization, light weight, low noise, and high efficiency of the charger are greatly required according to the development and spread of IGBT, Power Mosfet, etc., which are elements in the high-speed switching peninsula of power electronics. have.
본 발명은 종래의 충.방전기의 결점을 극복하고자 발명된 것으로, 3상 정현파 펄스폭 변조 (SPWM)AC/DC 콘버터부(6)와 양방향 전력수수 가능한 ZVS-FB PWM DC/DC 콘버터부(7)로 구성되는 충.방전기를 제공함에 그 목적이 있고, 3상 정현파 펄스폭 변조 (SPWM) AC/DC 콘버터부(6)는 AC입력전류를 정현파로 제어하면서 고조파 왜형을 5%이하, 역율 0.95이상 유지될 수 있고, 양방향 전력수수가 가능하도록 구성하고, 양방향 전력수수가 가능한 ZVS-FB PWM DC/DC 콘버터부(7)는 높은 스위핑 주파수로 동작되므로 입력전원측과 전기적 절연을 위해 고주파 변합기를 사용하여 충전기의 소형화, 고효율화 및 저소음화를 이룰 수 있다.The present invention was invented to overcome the shortcomings of the conventional charger and discharger, and the three-phase sinusoidal pulse width modulation (SPWM) AC / DC converter unit 6 and the ZVS-FB PWM DC / DC converter unit capable of two-way power transfer (7). The purpose of the present invention is to provide a charger / discharger consisting of a three-phase sinusoidal pulse width modulation (SPWM) AC / DC converter (6) while controlling the AC input current to a sinusoidal wave 5% or less harmonic distortion, power factor 0.95 The ZVS-FB PWM DC / DC converter unit 7, which can be maintained abnormally and configured to allow bidirectional power transfer, and which can operate bidirectional power transfer, operates at a high sweeping frequency, thereby providing a high frequency transformer for electrical isolation from the input power supply side. It can be used to make the charger small, high efficiency and low noise.
이하 첨부 도면을 참조하여 본 발명에 따른 충.방전기 실시예를 상세히 설명한다With reference to the accompanying drawings will be described in detail the charging and discharging embodiment according to the present invention.
1) 3상 정현파 펄스폭 변조 (SPWM) AC/DC콘버터 주회로부 및 제어회로부 일체형 고주파 충.방저기 AC/DC 입력부분에 적용된 3상 정현파 펄스폭 변조(Sinusoidal Pulse-Width Modulation : SPWM) AC/DC콘버터(6)는 배터리(Battery)의 에너지를 AC상용 입력전원(20)으로부터 충전시키고, 다시 AC상용입력전원(20)으로 방전시, AC입력전류를 정현파로 제어하면서, 고조파 왜형율 5%이하, 역율 0.95이상 얻기 위한 수단으로서 사용되고, 주회로 구성은 3상승압(Boost)인덕터(9)와 3상전압원 콘버터(10)로 구성된다.1) 3-phase sine wave pulse width modulation (SPWM) 3-phase sine wave pulse width modulation (SPWM) applied to AC / DC converter main circuit part and control circuit part integrated high frequency charge / discharger AC / DC input part The DC converter 6 charges the energy of the battery from the AC commercial input power source 20 and discharges the AC commercial input power source 20 again, while controlling the AC input current to a sine wave, while harmonic distortion rate 5%. Hereinafter, it is used as a means for obtaining a power factor of 0.95 or more, and the main circuit configuration consists of a three-phase boost inductor 9 and a three-phase voltage source converter 10.
모드(Mode) 1. 3상 콘버터부 스위치(T1)이 턴 오프(Turn-off)이고, 스위치(T2)가 턴 온 (Tun-on)되었을때 3상 전원 → 승압인덕터(LR)→스위치(T2)→3상전원의 단락 모드(Mode)가 되어 인덕터 전류는 상승하고 그 에너지는 승압 인덕터(LR)의 마그네틱 필드(Magnetic field)에 축척된다.Mode 1. Three-phase converter when the three-phase converter switch (T 1 ) is turned off (Turn-off), and the switch (T 2 ) is turned on (Tun-on) → step-up inductor (L R ) The switch T 2 becomes a short-circuit mode of the three-phase power source, whereby the inductor current rises, and its energy is accumulated in the magnetic field of the boost inductor L R.
반변에 같은 레그(leg)윗쪽에 있는 다이오드(T1D)는 역바이어스되어 있고, 출력 캐패시터(CO)가 전력을 부하(DC/DC 콘버터부)에 공급된다.A diode (T D 1) on the top of the leg (leg) on banbyeon may be reverse biased, and the output capacitor (C O) is supplied to an electric power to a load (DC / DC converter unit).
모드 2. 3상 AC/DC 콘버터부 스위치(T2)이 턴 오프(Turn-orff) 하자마자 승압인덕터(LR)에 축지된 에너지는 AC상용입력전원(20)에서 오는 에너지와 함께 다이오드(T1D)를 통하여 출력캐패시터(CO)에 인가된다.Mode 2. As soon as the three-phase AC / DC converter switch (T 2 ) is turned off, the energy accumulated in the boost inductor (L R ) is combined with the energy from the AC commercial input power source (20). through 1 D) is applied to the output capacitor (C O).
여기서, 스위칭주파수가 입력전압의 주파수보다 훨씬 높다면 한 스위칭 주기에서 스위치의 평균 온-오프(Turn-off) 튜티비를 정의하는 d'를 매개로 하여 식(1)과 (2)를 묶을 수 있다.Here, if the switching frequency is much higher than the frequency of the input voltage, equations (1) and (2) can be enclosed by d ', which defines the average turn-off duty ratio of the switch in one switching period. have.
여기서 모드(Mode) 1; d'=0이고, 모드(Mode) 2; d'=1이다.Where Mode 1; d '= 0, Mode 2; d '= 1.
한상분에 대한 입력상전압 VR이 정현파라 가정하면 Vconv = Cd'Vo와 IR의 기본파 주파수분은 제5도의 (b), (c)와 같이 각각로써 표현될 수 있다.Assuming that the input phase voltage V R for one phase is a sine wave, the fundamental wave frequencies of Vconv = Cd'Vo and I R are respectively as shown in (b) and (c) of FIG. It can be expressed as
전원주파수 ω = 2π f 에서로서 독단적으로를 선택하면At power frequency ω = 2π f Arbitrarily as If you select
로 나타나고, 윗식에 대응하는 위상도를 제5의 (c)와 같이 된다.The phase diagram corresponding to the above expression is as shown in Fifth (c).
여기서 입력전로 IR1은임의 상착각 θ에 의해 입력상전압 VR에 지연된다.In this case, the input converter I R1 is delayed to the input phase voltage V R by an arbitrary mounting angle θ.
따라서 AC 소스(Source)에 의해 SPWM콘버터로 공급된 유효전력 P는Therefore, the active power P supplied to the SPWM converter by the AC source is
이고, 제5도(c)의 위상도에서 AC 소스(Source)에 의해 공급된 무효전력 Q는 포지티브(Positive)이고, 다음과 같이 표현된다.The reactive power Q supplied by the AC source in the phase diagram of FIG. 5C is positive and is expressed as follows.
(6)식에서 무효적인 Q는 PWM콘버터에서 소비되는 무효전력과 승압인덕턴스(LR)에 의해 소비되는 무효전력의 합이다. 또한 IR1에 대하여 식을 풀면In the equation (6), the invalid Q is the sum of the reactive power consumed by the PWM converter and the reactive power consumed by the boost inductance L R. And if you solve for IR1
(9),(10)식으로 부터 주어진 전원전압 VR과 LR에대하여 요구된 유효전력(P), 무효전력(Q) 및 전원전류(LR)과 무효전력(Q)는 Vconv1의 단일 함수라는 점을 알 수 있다.The active power (P), reactive power (Q), and supply current (LR) and reactive power (Q) required for the supply voltage VR and LR given by equations (9) and (10) are a single function of Vconv1. It can be seen.
그러므로, 유효전력(P), 무효전력(Q) 및 전원 전류 (LR)(기본파 성분)의 크기 및 위상은 유일하게 제어회로에서 삼각파(16)와 비교되는 펄스폭 변조기(17)에 의해 결정된 Vconv1에 의해 제어될 수 있다.Therefore, the magnitude and phase of the active power P, reactive power Q and power supply current LR (fundamental wave component) are uniquely determined by the pulse width modulator 17 compared to the triangular wave 16 in the control circuit. Can be controlled by Vconv1.
따라서, AC상용 입력전원(20)에서 DC 링크(link) 출력 캐패시터(Co)로의 순변환동작시 입력역률 1은 θ를 0(Zero)로 하기 위해서 Vconv1를 가변시킴으로써 성취될 수 있고, DC 링크(link) 출력 캐패시터 (Co)에서 AC상용입력전원(20)으로 방전시 Vconv1의 크기 및 위상을 제어하여 θ를 -180 로 함으로써 방전시도 AC입력전류를 정현파로 제어하면서 거의 입력 역율 1로 제어를 할 수 있도록 구성되어 있다.Therefore, in the forward conversion operation from the AC commercial input power supply 20 to the DC link output capacitor Co, the input power factor 1 can be achieved by varying Vconv1 to make θ equal to 0 (Zero). link) By controlling the magnitude and phase of Vconv1 when discharging from the output capacitor (Co) to the AC commercial input power supply 20, θ is set to -180 to control the AC input current to a sinusoidal wave at the time of discharging, thereby controlling the input power factor to almost 1. It is configured to be.
제어회로는 주로 전압보상기(12), 페이스 시프터(Phase Shifter)(13), 3개의 곱셈기(14)와 3개의 독립적인 전류 보상기(15)와 삼각파 발생기(16), 펄수폭 변조기(Modulator)(17)로 구성한다.The control circuit mainly comprises a voltage compensator 12, a phase shifter 13, three multipliers 14, three independent current compensators 15 and a triangular wave generator 16, and a pulse width modulator ( It consists of 17).
이 회로의 동작은 DC 링크(Link)출력 캐패시터(11)가 3상 SPWM 콘버터(10)을 구성하는 IGBT 역병렬 다이오드를 역 바이어스 될 정도로 충분히 큰 전압 Vo로 미리 충전되었다고 가정하고 있다.The operation of this circuit assumes that the DC link output capacitor 11 is precharged with a voltage Vo large enough to reverse bias the IGBT antiparallel diode constituting the three-phase SPWM converter 10.
출력전압은 전압센서(LEM LV25-P)(18)에 의해 센싱(Sensig)되고 기준전압(Verf)와 비교한다.The output voltage is sensed by the voltage sensor LEM LV25-P 18 and compared with the reference voltage Verf.
비교된 에러신호(Ve = Vref - Vfeed)는 전압보상기(12)에 의해 규정된 레벨(LeveL)로 출력 DC전압을 유지하고 좋은 과도특성을 갖기 위해 사용된다.The compared error signal Ve = Vref-Vfeed is used to maintain the output DC voltage at the level LeveL defined by the voltage compensator 12 and to have good transient characteristics.
여기서 입력상전압과 동상(순변환 동작시) 또는 역상(역변환시)으로 정현입력 전류파형을 유지하는 것이 SPWM AC/DC콘버터부(6)의 주목적이므로 상용입력전원으로 부터 성형결선(△Y 결선)변압기(19)로 입력상전압을 센싱(Sensing)하여 3개의 기준파형 VR, VS, 와 VT을 얻고, 위상지연회로(Phase Shifter)(13)의 페이스 센싱(Phase Sensing)은 상용입력 전원(20) 및 센싱(Sensing)된 전압의 상차각 보상 및 역율보정을 위해 두었다.The main purpose of the SPWM AC / DC converter unit 6 is to maintain the sinusoidal input current waveform in the input phase voltage and in phase (for forward conversion operation) or inverse (for reverse conversion). The input phase voltage is sensed by the transformer 19 to obtain three reference waveforms V R , V S , and V T , and phase sensing of the phase shifter 13 is commercially available. In order to compensate for the phase difference angle and the power factor correction of the input power supply 20 and the sensed voltage.
센싱(Sensing)된 전압은 3상전류 지령신호(lcom)를 형성하기 위해 전압보상기(12)의 제어신호 Ve를 곱합으로써 얻어진다(lcom = Ve ·ksinwt).The sensed voltage is obtained by multiplying the control signal Ve of the voltage compensator 12 to form the three-phase current command signal lcom (lcom = Ve · ksinwt).
SPWM AC/DC콘버터(6)의 순변환동작시, 3상 전류 지령신호(lcom)는 정현파이고, 입력상전압과 동상이다.In the forward conversion operation of the SPWM AC / DC converter 6, the three-phase current command signal lcom is sinusoidal and is in phase with the input phase voltage.
실제 입력승압 인덕터(9)에 흐르는 전류는 전류 보상기(15)에서 전류지령신호(Icom)를 거의 정확하게 추정하며(Ie=Ifeed-Icom), 추정된 제어신호(Ie)와 삼각파 발생기(15)와의 비교에 의해 펄스폭을 제어하고, 후단 DC/DC 콘버터부(7)에 전력을 공급함으로써, 시스템은 AC 입력전류를 거의 입력 역율 1를 유지하며 동작된다.The current flowing through the actual input boost inductor 9 estimates the current command signal Icom almost accurately in the current compensator 15 (Ie = Ifeed-Icom), and compares the estimated control signal Ie with the triangular wave generator 15. By controlling the pulse width by comparison and supplying power to the rear-end DC / DC converter section 7, the system is operated while keeping the input power factor of 1 at almost the AC input current.
SPWM AC/DC콘버터(6)의 역변환 동작은 역변환 동작(방전시)의 DC/DC콘버터부(7)에서 배터리(Battery)의 에너지를 종지전압까지 방전하기 위해 승압형 위상지연회로(Phase-Shif) 동작으로 정전류방전시 SPWM AC/DC콘버터(6)의 기준전압(Verf)에 의한 출력전압(Vo)보다 큰 일정출력전압을 가하므로서, 전압보상기(12)의 제어신호(Ve)가 부로 되어 3상 전류지령신호(Icom=-Ve· ksinwt) 또한, 상전압과 역상이 되고, 실제 입력승압인덕터(9)에 흐르는 전류가 이 3상 전류 지령신호(Icom)를 추정하여 동작하므로서, 역변환동작 또한 AC입력전류를 정현파로 제어하면서 거의 입력역율 1로 유지하며 동작된다.The reverse conversion operation of the SPWM AC / DC converter 6 is a phase-shifted phase-delay circuit for discharging the energy of the battery to the final voltage in the DC / DC converter unit 7 during the reverse conversion operation (during discharge). The control signal Ve of the voltage compensator 12 becomes negative by applying a constant output voltage larger than the output voltage Vo by the reference voltage Verf of the SPWM AC / DC converter 6 during constant current discharge. The three-phase current command signal Icom = -Ve ksinwt is also in reverse phase with the phase voltage, and the current flowing through the actual input step-up inductor 9 operates by estimating the three-phase current command signal Icom to perform reverse conversion operation. In addition, it operates while maintaining the input power factor of 1 while controlling the AC input current with a sine wave.
2) 양방향 전력수수가 가능한 ZVS-FB DC/DC콘버터부 및 제어회로부2) ZVS-FB DC / DC Converter and Control Circuit
본 발명에서는 충전기를 그대로 이용하면서 충.방전기능을 갖을 수 있도록 하기 위해 전기적 절연 및 변압기의 소형, 경량화 할 수 있고, 전압 및 전류의 안정화와 충.방전시스템의 고기능화 할 수 있도록 양방향 DC/DC콘버터를 제6도와 같이 구성하고, 충전시는 3상 SPWM AC/DC콘버터(6)부에서 공급된 전압을 전기적 절연을 위한 고주파 변압기를 통해 배터리(Battery)에 정전류(또는 정전압)로 공급할 수 있도록 1차측 브릿지(Bridge)(21)가 위상지연회로(Phase Shift)스위칭하고, 2차측 브릿지(Bridge)(22)는 IGBT 게이트 신호(Gate signal)을 주지 않으므로 2차측 브릿지(Bridge)(22)는 IGBT 역병렬 다이오드가 정류기 역할만 하도록 함으로써, 순변환동작을 한다. 이때 1차측 브릿지(Bridge)(21)의 위상지연회로(Phase Shift)동작은 다음과 같다.In the present invention, it is possible to reduce the size and weight of the electrical insulation and transformer in order to have a charge and discharge function while using the charger as it is, bi-directional DC / DC converter to stabilize the voltage and current and high functionality of the charge and discharge system 6 as shown in FIG. 6, and when charging, the voltage supplied from the 3-phase SPWM AC / DC converter 6 to be supplied to the battery as a constant current (or constant voltage) through a high frequency transformer for electrical insulation. The secondary bridge 21 switches the phase shift circuit and the secondary bridge 22 does not give the IGBT gate signal, so the secondary bridge 22 is the IGBT. By making the anti-parallel diode act only as a rectifier, a forward conversion operation is performed. At this time, the phase delay circuit operation of the primary bridge 21 is as follows.
제6도의 스위치(Q2)와 스위치(Q4)에 대한 게이트신호가 스위치(Q1)과 스위치(Q3)에 대하여 페이스 시프트(Phase Shift)되게 함으로써 고주파 변압기(H. F TR) 2차측 전압이 0(Zero)인 시간간격동안(△D) 1차측 브릿지(Bridge)(21)스위치 중 하나는 상항 Left-on되게 제어된다.The secondary side of the high frequency transformer H. F TR by causing the gate signals for the switches Q 2 and Q 4 of FIG. 6 to be phase shifted with respect to the switches Q 1 and Q 3 . One of the primary bridge 21 switches is controlled to be left-on at all during the time interval (ΔD) when the voltage is zero.
이에 대하여 예를 들면 스위치(Q1)이 오픈(Open)되었을 때 전류(누설분의 전류)는 같은 레그(Leg)상에 있는 스위치(Q3)의 역병렬 다디오드(D3)가 도전하기 시작할 때까지 스위치(Q1)의 기생캐패시턴스를 충전하면서 전류(轉流)한다.On the other hand, for example, when the switch Q 1 is open, the current (leakage current) is caused to start to be challenged by the anti-parallel diode D3 of the switch Q 3 on the same leg. Current is charged while charging the parasitic capacitance of the switch Q 1 .
스위치(Q3)의 역병렬 다이오드(D3)가 도전했을때 같은 레그(Leg)에 있는 스위치(Q3)는 영전압 조건에서 턴 온(Turn-on)될 수 있다.Switch leg switch (Q 3) in (Leg) such as when the conductive anti-parallel diode (D3) of (Q 3) can be turned on (Turn-on) from the zero voltage condition.
또한, 스위치(Q2)가 오픈(Open)되었을때 스위치(Q2)의 기생캐패시턴스를 충전하면서, 동시에 고주파 변압기에 흐르는 전류는 스위치(Q4)의 역병렬 다이오드(D4)를 통해서 도전하게 된다.In addition, when the switch Q 2 is opened, the parasitic capacitance of the switch Q 2 is charged, and at the same time, the current flowing through the high frequency transformer is conducted through the anti-parallel diode D4 of the switch Q 4 . .
이때 스위치(Q4)를 도전시킴으로써 스위치(Q4)는 영전압조건에서 턴 온(Turn-on)되고, 교번전류가 스위치(Q4)→고주파 변압기(H. F TRO→직렬인덕터(L1k)→스위치(Q3)를 통해 흐르게 되도록 동작한다.At this time, by the conductive switch (Q 4) switch (Q 4) are turned on (Turn-on) in the zero-voltage condition, an alternating current switch (Q 4) → the high-frequency transformer (H. F → TRO series inductor (L 1k ) → It operates to flow through the switch (Q 3 ).
이는 기존 FB-PWM콘버터와 관련된 기생진동의 문제를 해결할 수 있도록 고주파변압기(H. F TR)의 누설 인덕턴스와 직렬인덕터(L1k) 및 출력측 인덕터(Lb)에 따른 전류를 순환시키기 위한 저 임피던스 경로를 제공시켜 준다.This is to solve the problem of parasitic vibration related to the existing FB-PWM converter and low impedance to circulate the current according to the leakage inductance of the high frequency transformer (H.F TR) and the series inductor (L 1k ) and the output inductor (L b ). Provide a path.
이에 대한 타이밍(Timming)도를 제8도에 나타냈다.The timing diagram (Timming) for this is shown in FIG.
방전시는 배터리(Battery)의 만충전전압에서 종지전압까지의 에너지를 3상 SPWM AC/DC콘버터(6)를 통해 AC상용입력 전원(20)으로 정전류 방전하기 위해서는 3상 SPWM AC/DC콘버터(6)부에서 출력되는 기준전압 Vo보다 더 높은 전압을 공급해주어야 하므로 양방향 전력수수가 가능한 ZVS-FB DC/DC 콘버터(7)의 역변환 동작은 2차측 브릿지(Bridge)콘버터(22)가 승압형 페이스 시프트(Phase-Shift)스위칭 동작하고, 1차측은 브릿지(Bridge)(21)의 IGBT 게이트 신호를 차단하므로서 정류부로서만 동작하도록 구성된다.When discharging, the three-phase SPWM AC / DC converter (in order to discharge the constant current from the full charge voltage of the battery to the final voltage to the AC commercial input power 20 through the three-phase SPWM AC / DC converter 6) 6) The reverse conversion operation of the ZVS-FB DC / DC converter (7) capable of bidirectional power transmission is required to supply a voltage higher than the reference voltage Vo output from the secondary bridge (22) converter (22). Phase-shift switching operation, and the primary side is configured to operate only as a rectifier by blocking the IGBT gate signal of the bridge 21.
승압형 페이스 시프트(Phase Shift)스위칭 동작 메카니즘(Mechanism)은 제6도 및 제9도 타이밍(Timming)도에서 나타낸 바와 같이 스위치(Qa)와 스위치(Qc)를 동시 ON(모드1)→스위치(Qc) OFF, 스위치(Qa)와 스위치(Qb) ON(모드2)→스위치(Qa)OFF, 스위치(Qd)와 스위치(Qb) ON(모드3)→스위치(Qb) OFF, 스위치(Qc)와 스위치(Qd) ON(모드4)의 동작을 고주파로 반복하여 동작한다.Step-up Phase Shift Switching Mechanism is to simultaneously turn on the switch Q a and the switch Q c as shown in FIG. 6 and FIG. Switch (Q c ) OFF, switch (Q a ) and switch (Q b ) ON (mode 2) → switch (Q a ) OFF, switch (Q d ) and switch (Q b ) ON (mode 3) → switch ( Q b ) The operation of OFF, switch (Q c ) and switch (Q d ) ON (mode 4) is repeated at high frequency.
모드1과 모드3에서는 배터리(Battery)를 승압 인덕터(Lb)를 통해 단락시킨 상태이므로 승압인덕터(Lb)에 전류 1L가 상승하면서 에너지를 축적하고, 모드2와 모드4에서는 배터리(Battery)전압과 승압 인덕터(Lb)에 축적된 전압의 합이 고주파 변압기에 정 또는 부 극성으로 인가된다.Mode 1 and Mode 3 in the store energy while a current 1 L a boost inductor (L b) to a state so boost inductor (L b) short-circuit through the battery (Battery) rises, mode 2 and mode 4, the battery (Battery The sum of the voltage and the voltage accumulated in the boost inductor L b is applied to the high frequency transformer with positive or negative polarity.
따라서, 모드2와 모드4의 기간을 적절히 제어함으로 고주파 변압기(H. F TR)에 승압된 고주파 교류전압을 인가하고, 1차측 브릿지(Bridge)(21)의 IGBT 역병렬 다이오드를 통해 정류되어 승압된 DC출력전력을 얻을 수 있도록 구성된다.Therefore, by appropriately controlling the periods of Mode 2 and Mode 4, a high frequency AC voltage boosted to the high frequency transformer H. F TR is applied, and rectified through the IGBT anti-parallel diode of the primary bridge 21. It is configured to obtain the DC output power.
이에 대한 양방향 DC/DC 콘버터의 등가화된 모델로 나타내면 제7도의 (a), (b)와 같다.The equivalent model of the bidirectional DC / DC converter is shown in FIGS. 7A and 7B.
즉, 3상 정현파 펄스폭변조(SPWM) AC/DC 콘버터부(6)에서 전원이 공급되어 배터리(Battery)로 에너지를 공급하는 충전시는 제7도의 (a)와 같이 양방향 DC/DC 콘버터는 강압형(Step down)콘버터로서 동작되고 배터리(Battery)의 만.충전압에섬 종지 전압까지의 에너지를 3상 정현파 펄스 폭 변조(SPWM)AC/DC콘버터부(6)를 통해 AC상용 입력전원(20)으로 방전하고자 할 때는 제7도의 (a)와 같이 등가화된 회로에서 처럼 양방향 DC/DC콘버터(7)는 승압형(Step up)콘버터로 동작하도록 구성된어 진다.That is, when the power is supplied from the three-phase sinusoidal pulse width modulation (SPWM) AC / DC converter unit 6 to supply energy to the battery, the bidirectional DC / DC converter as shown in FIG. It operates as a step-down converter and converts the energy up to the end-of-charge voltage of the battery into a three-phase sine wave pulse width modulation (SPWM) AC / DC converter section (6). When discharging to 20, the bidirectional DC / DC converter 7 is configured to operate as a step-up converter as in an equivalent circuit as shown in FIG.
제10도는 본 발명에서 구성하고자 하는 양방향 DC/DC콘버터(7)의 제어회로에 대한 블럭도이다.10 is a block diagram of a control circuit of the bidirectional DC / DC converter 7 to be constructed in the present invention.
이 제어회로의 플립플롭(Flip-Flop)(23)은 브릿지(Bridge)의 한쪽 레그(Leg)의 IGBT 게이트(Gate)에 펄스(Pulse)신호를 교번적으로 제공하기 위해 클럭발생기(25)의 고정된 60kHz의 클럭(Clock)신호에 의해 트리거되어 분주되고, 플립플롭(Flip-Flop)(24)의 브릿지(Bridge)의 다른 쪽에 대해 구동할 수 있도록 200ns 정도의 약간 지연(Delay)시키는 지연회로(26)의 신호 및, 톱니파 발생기(27)의 출력과 전압보상기(28)의 정전류 또는 정전압 제어신호와의 비교에 의해 비교기(Comparator)(36)에서 발생된 PWM신호가 노어 게이트(Nor gate)(37)에 입력되어 출력되고, 출력된 노어 게이트(Nor gate)(37) 펄스변환(Trailing Edge)에 의해 트리거 되어 분주된다.The flip-flop 23 of this control circuit has a clock generator 25 for alternately providing a pulse signal to the IGBT gate of one leg of the bridge. A delay circuit triggered by a fixed 60 kHz clock signal and divided, and slightly delayed by about 200 ns to be driven to the other side of the bridge of the flip-flop 24. The PWM signal generated by the comparator 36 by comparing the signal of 26 and the output of the sawtooth generator 27 with the constant current or constant voltage control signal of the voltage compensator 28 is a NOR gate. Input and outputted to (37), triggered by the outputted gate (Nor gate) 37 (Trailing Edge) and divided.
상기 플립플롭(Flip-Flop)(23),(24)의 출력신호를 각 브릿지(Bridge) 콘버터(21),(22)내의 IGBT Arm단락을 막기 위한 데드타임세트(Dead Time Set)회로(29a)를 거쳐 IGBT 구동회로(38),(39)에 입력된다.Dead time set circuit 29a for blocking the output signals of the flip-flops 23 and 24 to prevent the short circuit of the IGBT arm in each of the bridge converters 21 and 22. Is input to the IGBT driving circuits 38 and 39 via.
이때 순변환동작(충전시)과 역변환동작(방전시)에 대한 선택은 외부제어신호(32)에 의해 앤드 게이트(AND Gate)(30),(31)를 인에이블(Enable)과 디스에이블(disable)시킬 수 있다.At this time, the selection of the forward conversion operation (at the time of charging) and the reverse conversion operation (at the time of discharge) is performed by enabling and disabling the AND gates 30 and 31 by the external control signal 32. can be disabled.
최소 튜티 제한회로(34)및 최대 튜티 제한회로(35)는 충전 또는 방전동작시 신호가 최소, 최대가 됨으로서 브릿지(Bridge)(21),(22)각 Arm의 페이스시프트(Phase Shift)제어신호가 동상 또는 역상이 되므로서 변압기에 DC성분이 가해지는 것과 불안정한 스위칭 동작을 막기 위해 사용된다.The minimum duty limit circuit 34 and the maximum duty limit circuit 35 have a minimum and maximum signal during charging or discharging operation, so that the phase shift control signals of the bridges 21 and 22 are armed. As is in phase or reverse phase, it is used to prevent DC component from being applied to transformer and unstable switching operation.
배터리(Battery)의 출력전압 센싱(Sensing)은 전압센서(LEM25-P)(18)의 절연된 전압 트랜스듀서(Transdusycer)를 사용하여 정접압제어와 보호회로(33)를 구동시키고, 배터리(Battery)에 유입 또는 출력되는 저류 센싱(Sensing)은 홀(Hall) CT를 사용하여 정전류 제어 및 과전류 보호회로를 구동시키도록 한다.The output voltage sensing of the battery uses the insulated voltage transducer of the voltage sensor LEM25-P 18 to drive the direct voltage control and protection circuit 33, and the battery Inflow or outflow sensing (Sensing) is used to drive the constant current control and overcurrent protection circuit using Hall CT.
상술한 바와 같이 본 발명은 SPWM AC/DC콘버터부와 ZVS-FB DC/DC콘버터부로 구성되는데 SPWM AC/DC콘버터부에서는 입력역율 및 입력전류 파형을 개선시키고, 양방향 전력수가 가능함과 아울러 ZVS-FB DC/DC콘버터부에서는 전기적 절연과 고효율을 확보하도록 한 것이다.As described above, the present invention is composed of a SPWM AC / DC converter unit and a ZVS-FB DC / DC converter unit. In the DC / DC converter section, to ensure electrical insulation and high efficiency.
따라서, 종래의 충.방전기(다이리스터 정류방식)에 비해 장치의 소형화(30%이상), 경량화(50%이상)되고, 효율이 향상되며(3%이상) 특히 입력 역율이 거의 1로 유지되어 파형의 왜형이 극소화시키는 일체형 충.방전기에 관한 것이다.Therefore, compared to the conventional charger / discharger (die thruster rectification method), the device can be miniaturized (30% or more), lightweight (50% or more), improved in efficiency (3% or more), and the input power factor is maintained at about 1 The present invention relates to an integrated charger and discharger that minimizes the distortion of the waveform.
Claims (3)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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KR1019940008371A KR0137845B1 (en) | 1994-04-20 | 1994-04-20 | Integrated type high frequency charger |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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KR1019940008371A KR0137845B1 (en) | 1994-04-20 | 1994-04-20 | Integrated type high frequency charger |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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KR950030430A KR950030430A (en) | 1995-11-24 |
KR0137845B1 true KR0137845B1 (en) | 1998-06-15 |
Family
ID=19381413
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KR1019940008371A KR0137845B1 (en) | 1994-04-20 | 1994-04-20 | Integrated type high frequency charger |
Country Status (1)
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KR (1) | KR0137845B1 (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR19980032727A (en) * | 1996-10-14 | 1998-07-25 | 이데이노브유끼 | Power supply |
-
1994
- 1994-04-20 KR KR1019940008371A patent/KR0137845B1/en not_active IP Right Cessation
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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KR19980032727A (en) * | 1996-10-14 | 1998-07-25 | 이데이노브유끼 | Power supply |
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KR950030430A (en) | 1995-11-24 |
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