JPWO2020070789A1 - Power converter - Google Patents
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Abstract
電力変換部（２）は、トランス（６）と、正電圧印加のためのスイッチング素子（Ｑ１，Ｑ４）および負電圧印加のためのスイッチング素子（Ｑ２，Ｑ３）を有してトランス（６）の一次側に接続されるスイッチング回路（７）と、トランス（６）の二次側に接続される整流回路（８）とを備える。制御部（３）は、出力電圧を検出した第１検出値（Ｖ２Ａ）をＤｕｔｙ比を生成して制御すると共に、各駆動周期内において半周期間隔の２回の第２タイミングで検出して、該２個の第２検出値（Ｖ２Ｂ１，Ｖ２Ｂ２）の差に基づいて偏磁を検出し、偏磁を抑制するように、スイッチング素子（Ｑ１，Ｑ４）とスイッチング素子（Ｑ２，Ｑ３）とのＤｕｔｙ比を個別に補正する。 The power conversion unit (2) has a transformer (6), switching elements (Q1, Q4) for applying a positive voltage, and switching elements (Q2, Q3) for applying a negative voltage. A switching circuit (7) connected to the primary side and a rectifier circuit (8) connected to the secondary side of the transformer (6) are provided. The control unit (3) controls the first detection value (V2A) for detecting the output voltage by generating a duty ratio, and detects the output voltage at two second timings at half cycle intervals within each drive cycle. Duty of the switching element (Q1, Q4) and the switching element (Q2, Q3) so as to detect the demagnetization based on the difference between the two second detection values (V2B1, V2B2) and suppress the demagnetization. Correct the ratio individually.
Description
本願は、電力変換装置に関し、特に、正負の電圧が印加されるトランスを備えた電力変換装置に関するものである。 The present application relates to a power conversion device, and more particularly to a power conversion device including a transformer to which a positive or negative voltage is applied.
正負の電圧が印加されるトランスを備えた電力変換装置である絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランスの正負に印加される電圧の電圧時間積が異なるとトランスが偏磁し、電力変換機能が損なわれる事が知られている。
従来の電力変換装置では、トランスの二次端子から出力される二次電圧Ｖｓ１、Ｖｓ２を整流する２つの整流部と、この２つの整流部によって整流される各直流電圧を個別かつ経時的に積分して求められる２つの電圧時間積を出力する積分部を備える。そして、２つの電圧時間積の偏差量が０になるように制御することでトランスの偏磁を抑制している（例えば特許文献１）。In an isolated DC-DC converter, which is a power converter equipped with a transformer to which positive and negative voltages are applied, if the voltage-time product of the voltage applied to the positive and negative of the transformer is different, the transformer will be demagnetized and the power conversion function will be impaired. It is known that
In a conventional power converter, two rectifiers that rectify the secondary voltages Vs1 and Vs2 output from the secondary terminals of the transformer and each DC voltage rectified by these two rectifiers are integrated individually and over time. It is provided with an integrating unit that outputs the two voltage-time products obtained. Then, the demagnetization of the transformer is suppressed by controlling the deviation amount of the two voltage-time products to be 0 (for example, Patent Document 1).
上記従来の電力変換装置では、トランスの二次電圧Ｖｓ１、Ｖｓ２をそれぞれ検出して２つの電圧時間積を得ることでトランスの偏磁を検出している。このため、電圧検出部と積分部がそれぞれ２個必要となり、また、トランスの二次巻線はセンタータップ式に限られるものであった。このため、装置構成の小型化を図るのが困難であり、設計上の自由度も小さいという問題点があった。 In the conventional power conversion device, the demagnetization of the transformer is detected by detecting the secondary voltages Vs1 and Vs2 of the transformer and obtaining the product of the two voltages and times. For this reason, two voltage detection units and two integration units are required, and the secondary winding of the transformer is limited to the center tap type. Therefore, it is difficult to reduce the size of the device configuration, and there is a problem that the degree of freedom in design is small.
本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、トランスの偏磁を信頼性良く抑制でき、かつ、装置構成の小型化、および設計上の自由度向上が可能な電力変換装置を提供することを目的とする。 The present application discloses a technique for solving the above-mentioned problems, which can reliably suppress the demagnetization of the transformer, reduce the size of the device configuration, and improve the degree of freedom in design. It is an object of the present invention to provide a power conversion device.
本願に開示される電力変換装置は、トランスと、オン時に前記トランスに正電圧を印加する第１半導体スイッチング素子およびオン時に前記トランスに負電圧を印加する第２半導体スイッチング素子を有して、前記トランスの一次側と直流電源との間に接続されて直流／交流間で電力変換するスイッチング回路と、整流ダイオード、平滑リアクトルおよび平滑コンデンサを有して、前記トランスの二次側と負荷との間に接続される整流回路とを備えて、前記直流電源からの電力を電力変換して前記負荷に供給する電力変換部と、前記電力変換部を出力制御する制御部とを備える。前記制御部は、前記整流回路の出力電圧を第１タイミングで検出した第１検出値が指令値に追従するように前記第１、第２半導体スイッチング素子のＤｕｔｙ比を生成して前記第１、第２スイッチング素子を制御する電圧制御部と、前記トランスの偏磁を検出して、該偏磁を抑制するように前記第１、第２半導体スイッチング素子の前記Ｄｕｔｙ比を個別に補正する偏磁制御部とを備える。そして、前記偏磁制御部は、前記整流回路の出力電圧、前記平滑リアクトルの電流の少なくとも一方を、駆動周期の各周期内において半周期間隔の２回の第２タイミングで検出して、該２個の第２検出値の差に基づいて前記偏磁を検出するものである。 The power conversion device disclosed in the present application includes a transformer, a first semiconductor switching element that applies a positive voltage to the transformer when it is turned on, and a second semiconductor switching element that applies a negative voltage to the transformer when it is turned on. It has a switching circuit that is connected between the primary side of the transformer and a DC power supply to convert power between DC and AC, and has a rectifier diode, a smoothing reactor, and a smoothing capacitor, and is between the secondary side of the transformer and the load. A rectifier circuit connected to the DC power source is provided, and a power conversion unit that converts power from the DC power source and supplies the power to the load, and a control unit that outputs and controls the power conversion unit are provided. The control unit generates a Duty ratio of the first and second semiconductor switching elements so that the first detection value detected at the first timing of the output voltage of the rectifier circuit follows the command value, and the first and second semiconductor switching elements. The voltage control unit that controls the second switching element and the demagnetization that detects the demagnetization of the transformer and individually corrects the Duty ratio of the first and second semiconductor switching elements so as to suppress the demagnetization. It is equipped with a control unit. Then, the demagnetization control unit detects at least one of the output voltage of the rectifier circuit and the current of the smoothing reactor at two second timings at half cycle intervals within each cycle of the drive cycle, and the 2nd The demagnetization is detected based on the difference between the second detection values.
本願に開示される電力変換装置によれば、トランスの偏磁を信頼性良く抑制でき、かつ、装置構成の小型化、および設計上の自由度向上が可能になる。 According to the power conversion device disclosed in the present application, the demagnetization of the transformer can be suppressed with high reliability, the device configuration can be miniaturized, and the degree of freedom in design can be improved.
実施の形態１．
図１は、実施の形態１による電力変換装置の概略構成を示す図である。
図１に示すように、電力変換装置１は、電力変換部２と、電力変換部２を出力制御する制御部３とを備えて、直流電源４からの直流電力（電圧Ｖ１）を電力変換して負荷５に直流電力（電圧Ｖ２）を供給する。
電力変換部２は、トランス６と、トランス６の一次側と直流電源４との間に接続されて直流／交流間で電力変換するスイッチング回路７と、トランス６の二次側と負荷５との間に接続される整流回路８とを備える。
FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a power conversion device according to the first embodiment.
As shown in FIG. 1, the
The
スイッチング回路７は、入力コンデンサ９と、オン時にトランス６に正電圧を印加する第１半導体スイッチング素子としてのＭＯＳＦＥＴＱ１、ＭＯＳＦＥＴＱ４およびオン時にトランス６に負電圧を印加する第２半導体スイッチング素子としてのＭＯＳＦＥＴＱ２、ＭＯＳＦＥＴＱ３とを備える。この場合４つのＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４にてフルブリッジ回路が構成されるが、これに限るものではない。
以下、ＭＯＳＦＥＴＱ１、ＭＯＳＦＥＴＱ２、ＭＯＳＦＥＴＱ３、ＭＯＳＦＥＴＱ４は、単にＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４と記載する。The
Hereinafter, MOSFETQ1, MOSFETQ2, MOSFETQ3, and MOSFETQ4 are simply referred to as Q1, Q2, Q3, and Q4.
入力コンデンサ９の正極は、Ｑ１、Ｑ３の各ドレイン端子に接続され、入力コンデンサ９の負極は、Ｑ２、Ｑ４の各ソース端子に接続される。Ｑ１のソース端子とＱ２のドレイン端子とが接続され、接続点がトランス６の一次側端子６ａに接続される。Ｑ３のソース端子とＱ４のドレイン端子とが接続され、接続点がトランス６の一次側端子６ｂに接続される。
The positive electrode of the
整流回路８は、２つの整流ダイオード１０、１１、平滑リアクトル１２および平滑コンデ１３を備える。
トランス６は、センタータップ式の二次巻線を有して３つの二次側端子６ｃ、６ｄ、６ｅを有する。トランス６の二次側端子６ｃは整流ダイオード１０のアノード端子に接続され、トランス６の二次側端子６ｅは整流ダイオード１１のアノード端子に接続される。整流ダイオード１０、１１の各カソード端子は平滑リアクトル１２の一端に接続され、平滑リアクトル１２の他端は、平滑コンデンサ１３の一端に接続される。平滑コンデンサ１３の他端は、トランス６の二次側端子６ｄに接続される。The
The transformer 6 has a center tap type secondary winding and has three
また、電力変換装置１は、さらに整流回路８の出力電圧Ｖ２を検出する電圧検出部２０を備える。電圧検出部２０は、平滑コンデンサ１３の電圧を、整流回路８の出力電圧Ｖ２として検出する。
制御部３は、電圧制御部１４および偏磁制御部１５を備え、電圧検出部２０の出力に基づいて、スイッチング回路７内のＱ１〜Ｑ４へのゲート駆動信号を生成して電力変換部２を出力制御する。Further, the
The
図２は、制御部３の機能ブロック図である。
図２に示すように、制御部３は、電圧制御部１４と偏磁制御部１５と補正部１６とゲート駆動信号生成部１７とを備える。電圧制御部１４は、整流回路８の出力電圧Ｖ２を後述する第１タイミングで検出して第１検出値Ｖ２Ａを取得し、フィードバック演算部１４１に入力する。フィードバック演算部１４１は、第１検出値Ｖ２Ａが、一定電圧である指令値Ｖ２＊に追従するようにＤｕｔｙ比Ｄを生成する。FIG. 2 is a functional block diagram of the
As shown in FIG. 2, the
偏磁制御部１５は、整流回路８の出力電圧Ｖ２を後述する２回の第２タイミングで検出して２個の第２検出値Ｖ２Ｂ１、Ｖ２Ｂ２を取得し、フィードバック演算部１５１に入力する。フィードバック演算部１５１は、２個の第２検出値Ｖ２Ｂ１、Ｖ２Ｂ２の差分が０に近づくように補正量αａ、αｂを生成する。例えば、２個の第２検出値Ｖ２Ｂ１、Ｖ２Ｂ２の差分が０に近づくように制御量αを演算し、補正量αａ、αｂは、（α／２、−α／２）あるいは（α、０）等、２個の補正量αａ、αｂの差がαとなるように生成する。
The
電圧制御部１４の出力と偏磁制御部１５の出力とは補正部１６に入力される。補正部１６は、２つの加算器１６ａ、１６ｂを備える。Ｄｕｔｙ比Ｄは、加算器１６ａにより補正量αａが加算されて補正され、Ｑ１、Ｑ４のＤｕｔｙ比Ｄ１が生成される。同時に、Ｄｕｔｙ比Ｄは、加算器１６ｂにより補正量αｂが加算されて補正され、Ｑ２、Ｑ３のＤｕｔｙ比Ｄ２が生成される。
The output of the
ゲート駆動信号生成部１７は、コンパレータ１７１、１７２を備える。コンパレータ１７１は、Ｄｕｔｙ比Ｄ１とキャリア波Ｃａ１とが入力され、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御によりＱ１、Ｑ４へのゲート駆動信号Ｇ１を出力する。また、コンパレータ１７２は、Ｄｕｔｙ比Ｄ２とキャリア波Ｃａ２とが入力され、ＰＷＭ制御によりＱ２、Ｑ３へのゲート駆動信号Ｇ２を出力する。
The gate drive
図３は、ゲート駆動信号Ｇ１、Ｇ２の生成を説明する図である。図３に示すように、ゲート駆動信号Ｇ１、Ｇ２は、Ｄｕｔｙ比Ｄ１、Ｄ２とキャリア波Ｃａ１、Ｃａ２との比較により生成される。２つのキャリア波Ｃａ１、Ｃａ２は、位相を半周期Ｔ／２ずらした同波形のものである。 FIG. 3 is a diagram illustrating generation of gate drive signals G1 and G2. As shown in FIG. 3, the gate drive signals G1 and G2 are generated by comparing the duty ratios D1 and D2 with the carrier waves Ca1 and Ca2. The two carrier waves Ca1 and Ca2 have the same waveform with the phase shifted by half a period T / 2.
図４は、電力変換装置１における通常時の動作を説明するための動作波形図である。この場合、偏磁制御部１５が出力する補正量αａ、αｂは０で、電圧制御部１４が生成するＤｕｔｙ比Ｄに基づいてゲート駆動信号Ｇ１、Ｇ２が生成される。
図４は、Ｑ１、Ｑ４のオンオフ信号と、Ｑ２、Ｑ３のオンオフ信号と、トランス６の一次側電圧Ｖｔｒと、平滑リアクトル１２の電流ＩＬと、平滑コンデンサ１３の電流ＩＣと、出力電圧Ｖ２とを示す。なお、Ｑ１、Ｑ４のオンオフ信号、およびＱ２、Ｑ３のオンオフ信号は、実際にオンオフしてトランス６に電圧印加するタイミングを示す信号であり、制御部３が生成するゲート駆動信号Ｇ１、Ｇ２と必ずしも一致しないものである。図４では、トランス６の偏磁が発生しない通常時を示すため、Ｑ１、Ｑ４のオンオフ信号、およびＱ２、Ｑ３のオンオフ信号は、ゲート駆動信号Ｇ１、Ｇ２と一致している。FIG. 4 is an operation waveform diagram for explaining the normal operation of the
FIG. 4 shows the on / off signals of Q1 and Q4, the on / off signals of Q2 and Q3, the primary voltage Vtr of the transformer 6, the current IL of the smoothing
図４に示すように、Ｑ１、Ｑ４がオンの期間は一次側電圧Ｖｔｒは正となり、Ｑ２、Ｑ３がオンの期間は一次側電圧Ｖｔｒは負となり、それに応じて電流ＩＬ、電流ＩＣおよび出力電圧Ｖ２のリプル成分が変動する。
上述した第１検出値Ｖ２Ａは、出力電圧Ｖ２が１周期の平均値となる第１タイミング、例えば位相０（ｔ０）、位相π（ｔ０１）で、半周期あるいは１周期毎に検出される。なお、この場合、Ｑ１、Ｑ４がオンするタイミングを位相０とし、第１タイミングｔ０、ｔ０１とする。As shown in FIG. 4, the primary side voltage Vtr becomes positive during the period when Q1 and Q4 are on, and the primary side voltage Vtr becomes negative during the period when Q2 and Q3 are on, and the current IL, current IC and output voltage correspond accordingly. The ripple component of V2 fluctuates.
The above-mentioned first detection value V2A is detected every half cycle or one cycle at the first timing in which the output voltage V2 becomes the average value of one cycle, for example, phase 0 (t0) and phase π (t01). In this case, the timing at which Q1 and Q4 are turned on is set to
２個の第２検出値Ｖ２Ｂ１、Ｖ２Ｂ２は、出力電圧Ｖ２のリプル電圧が最大となる２回の第２タイミングｔ１、ｔ２で検出される。この２回の第２タイミングｔ１、ｔ２は、各周期内で半周期間隔であり、Ｑ１、Ｑ４とＱ２、Ｑ３とが共にオフする全オフ期間の中央である。
各周期内の第２タイミングｔ１、ｔ２は、以下の式（１）、（２）で表される。なお、Ｑ１、Ｑ４のオン時間とＱ２、Ｑ３のオン時間は同じｔｏｎであり、Ｔは駆動周期である。The two second detection values V2B1 and V2B2 are detected at the second second timings t1 and t2 where the ripple voltage of the output voltage V2 is maximized. The two second timings t1 and t2 are semi-cycle intervals within each cycle, and are the center of the entire off period in which Q1, Q4 and Q2, Q3 are both off.
The second timings t1 and t2 in each cycle are represented by the following equations (1) and (2). The on-time of Q1 and Q4 and the on-time of Q2 and Q3 are the same ton, and T is the drive cycle.
ｔ１＝ｔｏｎ＋（Ｔ／２−ｔｏｎ）／２
＝（Ｔ／２＋ｔｏｎ）／２ ・・・（１）
ｔ２＝（３Ｔ／２−ｔｏｎ）／２ ・・・（２）t1 = ton + (T / 2-ton) / 2
= (T / 2 + ton) / 2 ... (1)
t2 = (3T / 2-ton) / 2 ... (2)
偏磁制御部１５は、Ｄｕｔｙ比Ｄにおけるゲート駆動信号Ｇ１、Ｇ２に基づいて、即ち、電圧制御部１４の演算結果に基づいて、第２タイミングｔ１、ｔ２を決定する。そして、この第２タイミングｔ１、ｔ２で電圧検出部２０の出力をサンプリングすることで２個の第２検出値Ｖ２Ｂ１、Ｖ２Ｂ２を取得する。
The
図５は、偏磁制御部１５の動作を説明するフローチャートである。
図５に示すように、偏磁制御部１５は、第２タイミングｔ１、ｔ２で検出された２個の第２検出値Ｖ２Ｂ１、Ｖ２Ｂ２の差分（Ｖ２Ｂ１−Ｖ２Ｂ２）が０であるか否か判定する（ステップＳ１）。
（Ｖ２Ｂ１−Ｖ２Ｂ２）が０である場合、トランス６の偏磁は発生無しと判断し、補正量αａ、αｂを共に０とする（ステップＳ２）。これにより制御部３では、電圧制御部１４が生成するＤｕｔｙ比Ｄに基づいてゲート駆動信号Ｇ１、Ｇ２が生成され、通常時の電圧制御が継続される。FIG. 5 is a flowchart illustrating the operation of the
As shown in FIG. 5, the
When (V2B1-V2B2) is 0, it is determined that no demagnetization of the transformer 6 is generated, and the correction amounts αa and αb are both set to 0 (step S2). As a result, the
ステップＳ１において、（Ｖ２Ｂ１−Ｖ２Ｂ２）が０でない場合、（Ｖ２Ｂ１−Ｖ２Ｂ２）が正であるか否か判定する（ステップＳ３）。
（Ｖ２Ｂ１−Ｖ２Ｂ２）が正である場合、トランス６に負側の偏磁が発生していると判断し、αａ＞０、αｂ＜０となる補正量αａ、αｂを決定する（ステップＳ４）。これにより制御部３では、電圧制御部１４が生成するＤｕｔｙ比Ｄより大きいＤｕｔｙ比Ｄ１に基づいてゲート駆動信号Ｇ１が生成され、Ｄｕｔｙ比Ｄより小さいＤｕｔｙ比Ｄ２に基づいてゲート駆動信号Ｇ２が生成される。そして、Ｑ１、Ｑ４のオン時間が長く調整され、Ｑ２、Ｑ３のオン時間が短く調整されて、負側の偏磁が抑制される。If (V2B1-V2B2) is not 0 in step S1, it is determined whether or not (V2B1-V2B2) is positive (step S3).
When (V2B1-V2B2) is positive, it is determined that the transformer 6 is demagnetized on the negative side, and the correction amounts αa and αb such that αa> 0 and αb <0 are determined (step S4). As a result, in the
ステップＳ３において、（Ｖ２Ｂ１−Ｖ２Ｂ２）が正でない場合、（Ｖ２Ｂ１−Ｖ２Ｂ２）は負であり、トランス６に正側の偏磁が発生していると判断し、αａ＜０、αｂ＞０となる補正量αａ、αｂを決定する（ステップＳ５）。これにより制御部３では、電圧制御部１４が生成するＤｕｔｙ比Ｄより小さいＤｕｔｙ比Ｄ１に基づいてゲート駆動信号Ｇ１が生成され、Ｄｕｔｙ比Ｄより大きいＤｕｔｙ比Ｄ２に基づいてゲート駆動信号Ｇ２が生成される。そして、Ｑ１、Ｑ４のオン時間が短く調整され、Ｑ２、Ｑ３のオン時間が長く調整されて、正側の偏磁が抑制される。
In step S3, when (V2B1-V2B2) is not positive, (V2B1-V2B2) is negative, it is determined that the transformer 6 has a positive magnetism, and αa <0, αb> 0. The correction amounts αa and αb are determined (step S5). As a result, in the
なお、ステップＳ４、Ｓ５では、２個の補正量αａ、αｂを互いに逆極性のものを決定したが、上述したように一方を０としても良い。 In steps S4 and S5, the two correction quantities αa and αb are determined to have opposite polarities to each other, but one of them may be set to 0 as described above.
図６、図７は、偏磁発生時の電力変換装置１の動作を説明するための動作波形図であり、特に、図６は正の偏磁発生時、図７は負の偏磁発生時の動作を示す。なお、補正量αａを０として制御量αをＤｕｔｙ比Ｄ２のみに適用した場合を示す。
図６に示すように、電圧制御部１４が生成するＤｕｔｙ比Ｄに基づいてゲート駆動信号Ｇ１、Ｇ２が生成され、通常時の電圧制御が行われているときに、何らかの原因でスイッチングのタイミングがずれる等により正側の偏磁が発生したとする。この場合、Ｑ２、Ｑ３のオン時間が短くなり、第２タイミングｔ１、ｔ２で検出される出力電圧Ｖ２は、Ｑ２、Ｑ３のオン後の第２タイミングｔ２での値（Ｖ２Ｂ２）が、Ｑ１、Ｑ４のオン後の第２タイミングｔ１での値（Ｖ２Ｂ１）より高くなる。6 and 7 are operation waveform diagrams for explaining the operation of the
As shown in FIG. 6, when the gate drive signals G1 and G2 are generated based on the duty ratio D generated by the
偏磁発生後の第２タイミングｔ２にて、２個の第２検出値の差分（Ｖ２Ｂ１−Ｖ２Ｂ２）が負となり偏磁が検出される。そして、偏磁が抑制されるように補正量αａ、αｂが生成され、Ｑ１、Ｑ４のＤｕｔｙ比Ｄ１と、Ｑ２、Ｑ３のＤｕｔｙ比Ｄ２とが個別に生成されて偏磁抑制制御が開始される。この場合、制御量αがＤｕｔｙ比Ｄ２のみに適用されるため、Ｑ１、Ｑ４のオン時間は変化せず、Ｑ２、Ｑ３のオン時間が長くなるように調整されて、正側の偏磁が抑制される。 At the second timing t2 after the occurrence of demagnetization, the difference between the two second detection values (V2B1-V2B2) becomes negative and demagnetization is detected. Then, the correction amounts αa and αb are generated so that the demagnetization is suppressed, the duty ratio D1 of Q1 and Q4 and the duty ratio D2 of Q2 and Q3 are individually generated, and the demagnetization suppression control is started. .. In this case, since the control amount α is applied only to the duty ratio D2, the on-time of Q1 and Q4 does not change, and the on-time of Q2 and Q3 is adjusted to be long, and the demagnetization on the positive side is suppressed. Will be done.
また図７に示すように、通常時の電圧制御が行われているときに、負側の偏磁が発生したとする。この場合、Ｑ２、Ｑ３のオン時間が長くなり、第２タイミングｔ１、ｔ２で検出される出力電圧Ｖ２は、Ｑ２、Ｑ３のオン後の第２タイミングｔ２での値（Ｖ２Ｂ２）が、Ｑ１、Ｑ４のオン後の第２タイミングｔ１での値（Ｖ２Ｂ１）より低くなる。 Further, as shown in FIG. 7, it is assumed that the negative magnetism occurs when the voltage control in the normal state is performed. In this case, the ON time of Q2 and Q3 becomes longer, and the output voltage V2 detected at the second timings t1 and t2 has a value (V2B2) at the second timing t2 after the Q2 and Q3 are turned on, which is Q1 and Q4. It becomes lower than the value (V2B1) at the second timing t1 after turning on.
偏磁発生後の第２タイミングｔ２にて、２個の第２検出値の差分（Ｖ２Ｂ１−Ｖ２Ｂ２）が正となり偏磁が検出される。そして、偏磁が抑制されるように補正量αａ、αｂが生成され、Ｑ１、Ｑ４のＤｕｔｙ比Ｄ１と、Ｑ２、Ｑ３のＤｕｔｙ比Ｄ２とが個別に生成されて偏磁抑制制御が開始される。この場合、制御量αがＤｕｔｙ比Ｄ２のみに適用されるため、Ｑ１、Ｑ４のオン時間は変化せず、Ｑ２、Ｑ３のオン時間が短くなるように調整されて、負側の偏磁が抑制される。 At the second timing t2 after the occurrence of demagnetization, the difference between the two second detection values (V2B1-V2B2) becomes positive and demagnetization is detected. Then, the correction amounts αa and αb are generated so that the demagnetization is suppressed, the duty ratio D1 of Q1 and Q4 and the duty ratio D2 of Q2 and Q3 are individually generated, and the demagnetization suppression control is started. .. In this case, since the control amount α is applied only to the duty ratio D2, the on-time of Q1 and Q4 does not change, and the on-time of Q2 and Q3 is adjusted to be short, and the demagnetization on the negative side is suppressed. Will be done.
なお、偏磁発生時においても、第２タイミングｔ１、ｔ２は、Ｄｕｔｙ比Ｄに基づくｔｏｎにより決定されたタイミングであり、通常時と同様に第２検出値（Ｖ２Ｂ１、Ｖ２Ｂ２）を検出する。２回の第２タイミングｔ１、ｔ２は、通常時において、出力電圧Ｖ２のリプル電圧が最大となるタイミングであり、偏磁発生時には必ずしも出力電圧Ｖ２のリプル電圧が最大とはならない。 Even when demagnetization occurs, the second timings t1 and t2 are timings determined by ton based on the duty ratio D, and the second detection values (V2B1 and V2B2) are detected in the same manner as in the normal time. The second second timings t1 and t2 are the timings at which the ripple voltage of the output voltage V2 becomes maximum in the normal state, and the ripple voltage of the output voltage V2 does not necessarily become the maximum when demagnetization occurs.
以上のように、この実施の形態では、偏磁制御部１５が、駆動周期Ｔの各周期内において半周期間隔の２回の第２タイミングｔ１、ｔ２で整流回路８の出力電圧Ｖ２を検出して、該２個の第２検出値Ｖ２Ｂ１、Ｖ２Ｂ２の差に基づいてトランス６の偏磁を検出する。そして、２個の第２検出値Ｖ２Ｂ１、Ｖ２Ｂ２の差が小さくなるようにフィードバック制御して、Ｑ１、Ｑ４のＤｕｔｙ比Ｄ１と、Ｑ２、Ｑ３のＤｕｔｙ比Ｄ２とを個別に補正して生成する。
このため、通常時の電圧制御に用いる電圧検出部２０を用いて２個の第２検出値Ｖ２Ｂ１、Ｖ２Ｂ２を取得してトランス６の偏磁検出を行うことができ、従来技術で示したように偏磁検出の為の電圧検出部および積分部を必要としない。このため、装置構成の小型化を図り、かつトランス６の偏磁を信頼性良く抑制できる。
また、トランス６の二次側で正負の電圧を個別に検出する必要が無いため、トランスの二次巻線をセンタータップ式に限る必要は無く、設計上の自由度が向上する。As described above, in this embodiment, the
Therefore, the
Further, since it is not necessary to detect the positive and negative voltages individually on the secondary side of the transformer 6, it is not necessary to limit the secondary winding of the transformer to the center tap type, and the degree of freedom in design is improved.
また、偏磁制御部１５は、第２タイミングｔ１、ｔ２を、電圧制御部１４の演算結果に基づいて決定するため、偏磁検出に最適な第２タイミングｔ１、ｔ２を容易に決定できる。
Further, since the
また、高圧バッテリから低圧負荷に電力移行する車載搭載用の電力変換装置では、小型化の要求が厳しいものであるが、この実施の形態による電力変換装置１を適用すると、効果的に小型化を促進でき、かつ信頼性良く偏磁を抑制できるため、大きな効果が得られる。
Further, in the power conversion device for mounting on a vehicle that shifts power from a high-voltage battery to a low-voltage load, the demand for miniaturization is strict, but when the
なお、上記実施の形態では、フィードバック演算部１５１が演算した補正量αａ、αｂのみを用いてＤｕｔｙ比Ｄを補正したが、図８に示すように、フィードフォワード制御を併せて用いても良い。この場合、フィードフォワード演算部１８は、Ｑ１、Ｑ４のオン期間と、Ｑ２、Ｑ３のオン期間とで、平滑リアクトル１２の電流積分値の差分が０となるようにフィードフォワード項αｆを演算する。具体的には、第２タイミングｔ１、ｔ２および位相０、πでのタイミングｔ０、ｔ０１における平滑リアクトル１２の電流値ＩＬ−ｔ１、ＩＬ−ｔ２、ＩＬ−ｔ０、ＩＬ−ｔ０１と、電圧制御部１４が生成するＤｕｔｙ比Ｄとに基づいてフィードフォワード項αｆが以下の式（３）に示すように演算される。但し、Ｔは駆動周期である。
In the above embodiment, the duty ratio D is corrected using only the correction amounts αa and αb calculated by the
Ｘ＝（ＩＬ−ｔ０）＋（ＩＬ−ｔ１）
Ｙ＝（ＩＬ−ｔ０１）＋（ＩＬ−ｔ２）、とすると、
αｆ＝（（Ｙ−Ｘ）／（Ｙ＋Ｘ））・Ｄ・Ｔ ・・・（３）X = (IL-t0) + (IL-t1)
If Y = (IL-t01) + (IL-t2),
αf = ((YX) / (Y + X)) ・ D ・ T ・ ・ ・ (3)
この場合、偏磁制御部１５ａは、補正量αａ、αｂをα／２、−α／２とし、加算器１５２にてαｆをα／２に加算してＤｕｔｙ比Ｄ１を生成するための補正量（α／２＋αｆ）を生成し、減算器１５３にてαｆを−α／２から減算してＤｕｔｙ比Ｄ２を生成するための補正量（−α／２−αｆ）を生成する。
なお、フィードバック演算部１５１が生成する２つの補正量αａ、αｂの一方のみ用いて他方を０とする場合は、フィードフォワード項αｆも２倍で生成して加算、減算の一方のみ用いる。In this case, the
When only one of the two correction quantities αa and αb generated by the
このように、Ｑ１、Ｑ４のオン期間とＱ２、Ｑ３のオン期間との電流ＩＬの積分値の差分が０となるように演算されたフィードフォワード項αｆがフィードバック項である補正量αａ、αｂと合成される。これにより、Ｄｕｔｙ比Ｄ１、Ｄ２を生成するための補正量を低減でき偏磁抑制に要する時間を短縮することができる。 In this way, the feedforward terms αf calculated so that the difference between the integrated values of the current ILs between the on periods of Q1 and Q4 and the on periods of Q2 and Q3 is 0 are the correction amounts αa and αb which are feedback terms. It is synthesized. As a result, the amount of correction for generating the duty ratios D1 and D2 can be reduced, and the time required for demagnetization suppression can be shortened.
また、上記実施の形態では、偏磁検出は２個の第２検出値Ｖ２Ｂ１、Ｖ２Ｂ２の差が０か否かで判定していたが、検出精度によって不感帯を設けても良い。 Further, in the above embodiment, the demagnetization detection is determined by whether or not the difference between the two second detection values V2B1 and V2B2 is 0, but a dead zone may be provided depending on the detection accuracy.
また、上記実施の形態では、電力変換部２に降圧形コンバータを用いたものを示したが、直流／直流変換が可能で、出力電圧を制御している回路方式であればよい。
Further, in the above embodiment, the
また、上記実施の形態では、半導体スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを用いて説明したが、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、シリコンカーバイドＭＯＳＦＥＴ、窒化ガリウム高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）を用いても良く、同様の効果が得られる。 Further, in the above-described embodiment, the MOSFET is used as the semiconductor switching element, but an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), a silicon carbide MOSFET, and a gallium nitride high electron mobility transistor (HEMT) may be used. The effect is obtained.
さらに、上記実施の形態では、キャリア波Ｃａ１、Ｃａ２に三角波を用いたが、のこぎり波または逆のこぎり波を用いても良く、同様の効果が得られる。 Further, in the above embodiment, the triangular wave is used for the carrier waves Ca1 and Ca2, but a sawtooth wave or a reverse sawtooth wave may be used, and the same effect can be obtained.
また、上記実施の形態では、半周期間隔の２回の第２タイミングｔ１、ｔ２を上記式（１）、（２）で示すものとしたが、それに限るものではなく、出力電圧Ｖ２が平均値となるタイミングを外して、各周期内で半周期間隔で２回のタイミングであれば良い。その場合、第２タイミングｔ１、ｔ２の生成に、電圧制御部１４の演算結果を用いなくても良い。
さらにまた、半周期間隔の２回の第２タイミングｔ１、ｔ２のペアを、１周期内に複数設けても良く、偏磁検出の精度を向上できる。Further, in the above embodiment, the second timings t1 and t2 twice at half cycle intervals are represented by the above equations (1) and (2), but the present invention is not limited to this, and the output voltage V2 is the average value. It suffices if the timing becomes 2 times at half cycle intervals within each cycle. In that case, it is not necessary to use the calculation result of the
Furthermore, a plurality of pairs of the second timings t1 and t2 twice at half cycle intervals may be provided in one cycle, and the accuracy of demagnetization detection can be improved.
実施の形態２．
図９は、実施の形態１による電力変換装置の概略構成を示す図である。
図９に示すように、電力変換装置１ａは、電力変換部２ａと、電力変換部２ａを出力制御する制御部３とを備えて、直流電源４からの直流電力（電圧Ｖ１）を電力変換して負荷５に直流電力（電圧Ｖ２）を供給する。
電力変換部２ａは、トランス６と、トランス６の一次側と直流電源４との間に接続されて直流／交流間で電力変換するスイッチング回路７と、トランス６の二次側と負荷５との間に接続される整流回路８ａとを備える。
FIG. 9 is a diagram showing a schematic configuration of the power conversion device according to the first embodiment.
As shown in FIG. 9, the power conversion device 1a includes a
The
上記実施の形態１では、トランス６の二次巻線がセンタータップ式で３個の二次側端子６ｃ、６ｄ、６ｅを有するものとしたが、この実施の形態２では、トランス６の二次側端子６ｃ、６ｅは二次巻線両端の２個のみとする。また、整流回路８ａは、４個の整流ダイオード１０ａ、１０ｂ、１１ａ、１１ｂを備えたフルブリッジ回路、平滑リアクトル１２および平滑コンデンサ１３を備える。その他の構成は上記実施の形態１と同様である。
この場合、トランス６の二次側電圧が正の場合に、整流ダイオード１０ａ、１０ｂに電流が流れ、トランス６の二次側電圧が負の場合に、整流ダイオード１１ａ、１１ｂに電流が流れる。また、トランス６の二次側電圧がゼロ、即ち、電力伝送が無い期間に、全整流ダイオード１０ａ、１０ｂ、１１ａ、１１ｂが順バイアス状態で還流電流が流れる。In the first embodiment, the secondary winding of the transformer 6 is a center tap type and has three
In this case, when the secondary side voltage of the transformer 6 is positive, a current flows through the
この実施の形態２による電力変換装置１ａでは、制御部３の構成および動作は上記実施の形態１と同様であり、同様の効果が得られる。即ち、偏磁制御部１５が、駆動周期Ｔの各周期内において半周期間隔の２回の第２タイミングｔ１、ｔ２で整流回路８ａの出力電圧Ｖ２を検出して、該２個の第２検出値Ｖ２Ｂ１、Ｖ２Ｂ２の差に基づいてトランス６の偏磁を検出する。そして、２個の第２検出値Ｖ２Ｂ１、Ｖ２Ｂ２の差が小さくなるようにフィードバック制御して、Ｑ１、Ｑ４のＤｕｔｙ比Ｄ１と、Ｑ２、Ｑ３のＤｕｔｙ比Ｄ２とを個別に補正して生成する。
このため、通常時の電圧制御に用いる電圧検出部２０を用いて２個の第２検出値Ｖ２Ｂ１、Ｖ２Ｂ２を取得してトランス６の偏磁検出を行うことができ、従来技術で示したように偏磁検出の為の電圧検出部および積分部を必要としない。このため、装置構成の小型化を図り、かつトランス６の偏磁を信頼性良く抑制できる。In the power conversion device 1a according to the second embodiment, the configuration and operation of the
Therefore, the
なお、この場合も、フィードバック制御にフィードフォワード制御を併せて用いても良い。即ち、Ｑ１、Ｑ４のオン期間と、Ｑ２、Ｑ３のオン期間とで、平滑リアクトル１２の電流積分値の差分が０となるようにフィードフォワード項αｆを演算して用いる。これにより偏磁抑制に要する時間を短縮することができる。
In this case as well, the feedback control may be used in combination with the feedforward control. That is, the feedforward term αf is calculated and used so that the difference between the current integrated values of the smoothing
実施の形態３．
図１０は、実施の形態３による電力変換装置の概略構成を示す図である。
図１０に示すように、電力変換装置１ｂは、実施の形態１と同様の電力変換部２と、電力変換部２を出力制御する制御部３ａとを備えて、直流電源４からの直流電力（電圧Ｖ１）を電力変換して負荷５に直流電力（電圧Ｖ２）を供給する。
また、電力変換装置１ｂは、実施の形態１と同様に、平滑コンデンサ１３の電圧（出力電圧Ｖ２）を検出する電圧検出部２０を備え、さらに、平滑リアクトル１２の電流ＩＬを検出する電流検出部２１を備える。
FIG. 10 is a diagram showing a schematic configuration of the power conversion device according to the third embodiment.
As shown in FIG. 10, the power conversion device 1b includes a
Further, the power conversion device 1b includes a
制御部３ａは、電圧制御部１４および偏磁制御部１５ｂを備え、電圧検出部２０の出力に基づいて、スイッチング回路７内のＱ１〜Ｑ４へのゲート駆動信号を生成して電力変換部２を出力制御する。
図１１は、制御部３ａの機能ブロック図である。
図１１に示すように、制御部３ａは、電圧制御部１４と偏磁制御部１５ｂと補正部１６とゲート駆動信号生成部１７とを備える。偏磁制御部１５ｂ以外の構成は、上記実施の形態１と同様であるため、適宜説明を省略する。The
FIG. 11 is a functional block diagram of the
As shown in FIG. 11, the
偏磁制御部１５ｂは、平滑リアクトル１２の電流ＩＬを２回の第２タイミングｔ１ａ、ｔ２ａで検出して２個の第２検出値ＩＬ１、ＩＬ２を取得し、フィードバック演算部１５４に入力する。フィードバック演算部１５４は、２個の第２検出値ＩＬ１、ＩＬ２の差分が０に近づくように補正量αａａ、αｂｂを生成する。補正量αａａ、αｂｂの決定は、上記実施の形態１と同様で有り、例えば、２個の第２検出値ＩＬ１、ＩＬ２の差分が０に近づくように制御量αを演算し、補正量αａａ、αｂｂは、（α／２、−α／２）あるいは（α、０）等、２個の補正量αａａ、αｂｂの差がαとなるように生成する。
The
電圧制御部１４の出力と偏磁制御部１５ｂの出力とは補正部１６に入力され、Ｄｕｔｙ比Ｄは、２個の補正量αａａ、αｂｂにより個別に補正されてＱ１、Ｑ４のＤｕｔｙ比Ｄ１とＱ２、Ｑ３のＤｕｔｙ比Ｄ２とが生成される。
The output of the
図１２は、電力変換装置１ｂにおける通常時の動作を説明するための動作波形図である。この場合、偏磁制御部１５ｂが出力する補正量αａａ、αｂｂは０で、電圧制御部１４が生成するＤｕｔｙ比Ｄに基づいてゲート駆動信号Ｇ１、Ｇ２が生成され、上記実施の形態１の図４で示す動作波形と同様の動作波形となる。
第１検出値Ｖ２Ａは、出力電圧Ｖ２が１周期の平均値となる第１タイミング、例えば位相０（ｔ０）、位相π（ｔ０１）で、半周期あるいは１周期毎に検出される。なお、この場合、Ｑ１、Ｑ４がオンするタイミングを位相０とし、第１タイミングｔ０、ｔ０１とする。FIG. 12 is an operation waveform diagram for explaining the normal operation of the power conversion device 1b. In this case, the correction amounts αaa and αbb output by the
The first detection value V2A is detected every half cycle or one cycle at the first timing in which the output voltage V2 becomes the average value of one cycle, for example, phase 0 (t0) and phase π (t01). In this case, the timing at which Q1 and Q4 are turned on is set to
２個の第２検出値ＩＬ１、ＩＬ２は、平滑リアクトル１２の電流ＩＬのリプル電流が最大となる２回の第２タイミングｔ１ａ、ｔ２ａで検出される。この２回の第２タイミングｔ１ａ、ｔ２ａは、各周期内で半周期間隔であり、Ｑ１、Ｑ４がオフするタイミングとＱ２、Ｑ３がオフするタイミングである。
各周期内の第２タイミングｔ１ａ、ｔ２ａは、以下の式（４）、（５）で表される。なお、Ｑ１、Ｑ４のオン時間とＱ２、Ｑ３のオン時間は同じｔｏｎであり、Ｔは駆動周期である。The two second detection values IL1 and IL2 are detected at two second timings t1a and t2a in which the ripple current of the current IL of the smoothing
The second timings t1a and t2a in each cycle are represented by the following equations (4) and (5). The on-time of Q1 and Q4 and the on-time of Q2 and Q3 are the same ton, and T is the drive cycle.
ｔ１ａ＝ｔｏｎ ・・・（４）
ｔ２ａ＝ｔｏｎ＋Ｔ／２ ・・・（５）t1a = ton ・ ・ ・ (4)
t2a = ton + T / 2 ... (5)
偏磁制御部１５ｂは、Ｄｕｔｙ比Ｄにおけるゲート駆動信号Ｇ１、Ｇ２に基づいて、即ち、電圧制御部１４の演算結果に基づいて、第２タイミングｔ１ａ、ｔ２ａを決定する。そして、この第２タイミングｔ１ａ、ｔ２ａで電流検出部２１の出力をサンプリングすることで２個の第２検出値ＩＬ１、ＩＬ２を取得する。
The
図１３は、偏磁制御部１５ｂの動作を説明するフローチャートである。
図１３に示すように、偏磁制御部１５ｂは、第２タイミングｔ１ａ、ｔ２ａで検出された２個の第２検出値ＩＬ１、ＩＬ２の差分（ＩＬ１−ＩＬ２）が０であるか否か判定する（ステップＳＳ１）。
（ＩＬ１−ＩＬ２）が０である場合、トランス６の偏磁は発生無しと判断し、補正量αａ、αｂを共に０とする（ステップＳＳ２）。これにより制御部３ａでは、電圧制御部１４が生成するＤｕｔｙ比Ｄに基づいてゲート駆動信号Ｇ１、Ｇ２が生成され、通常時の電圧制御が継続される。FIG. 13 is a flowchart illustrating the operation of the
As shown in FIG. 13, the
When (IL1-IL2) is 0, it is determined that no demagnetization of the transformer 6 is generated, and the correction amounts αa and αb are both set to 0 (step SS2). As a result, the
ステップＳＳ１において、（ＩＬ１−ＩＬ２）が０でない場合、トランス６に偏磁が発生していると判断する。そして、まず正側の偏磁発生を仮定して、αａａ＜０、αｂｂ＞０となる補正量αａａ、αｂｂを決定する（ステップＳＳ３）。これにより制御部３ａでは、電圧制御部１４が生成するＤｕｔｙ比Ｄより小さいＤｕｔｙ比Ｄ１に基づいてゲート駆動信号Ｇ１が生成され、Ｄｕｔｙ比Ｄより大きいＤｕｔｙ比Ｄ２に基づいてゲート駆動信号Ｇ２が生成される。そして、Ｑ１、Ｑ４のオン時間が短く調整され、Ｑ２、Ｑ３のオン時間が長く調整される。
If (IL1-IL2) is not 0 in step SS1, it is determined that the transformer 6 is demagnetized. Then, first, assuming the occurrence of demagnetization on the positive side, the correction amounts αaa and αbb such that αaa <0 and αbb> 0 are determined (step SS3). As a result, in the
次に、（ＩＬ１−ＩＬ２）の絶対値が減少したか否かを判定する。即ち、２個の第２検出値ＩＬ１、ＩＬ２の差分（ＩＬ１−ＩＬ２）が０に近づいて偏磁が抑制されているか否かを判定する（ステップＳＳ４）。
（ＩＬ１−ＩＬ２）の絶対値が減少した場合、仮定（正側の偏磁発生）が妥当と判断して、正側の偏磁を抑制する制御、即ち、αａａ＜０、αｂｂ＞０となる補正量αａａ、αｂｂを用いた偏磁抑制の制御を継続する（ステップＳＳ５）。Next, it is determined whether or not the absolute value of (IL1-IL2) has decreased. That is, it is determined whether or not the difference (IL1-IL2) between the two second detected values IL1 and IL2 approaches 0 and the demagnetization is suppressed (step SS4).
When the absolute value of (IL1-IL2) decreases, it is judged that the assumption (generation of demagnetization on the positive side) is appropriate, and control for suppressing demagnetization on the positive side, that is, αaa <0, αbb> 0. The control of demagnetization suppression using the correction amounts αaa and αbb is continued (step SS5).
ステップＳＳ４において、（ＩＬ１−ＩＬ２）の絶対値が減少せず増加した場合、トランス６に負側の偏磁が発生していると判断し、αａａ＞０、αｂｂ＜０となる補正量αａａ、αｂｂを決定する（ステップＳＳ６）。これにより制御部３ａでは、電圧制御部１４が生成するＤｕｔｙ比Ｄより大きいＤｕｔｙ比Ｄ１に基づいてゲート駆動信号Ｇ１が生成され、Ｄｕｔｙ比Ｄより小さいＤｕｔｙ比Ｄ２に基づいてゲート駆動信号Ｇ２が生成される。そして、Ｑ１、Ｑ４のオン時間が長く調整され、Ｑ２、Ｑ３のオン時間が短く調整されて、負側の偏磁が抑制される。
In step SS4, when the absolute value of (IL1-IL2) does not decrease but increases, it is determined that the transformer 6 has a negative magnetism, and the correction amount αaa, which makes αaa> 0 and αbb <0, αbb is determined (step SS6). As a result, in the
なお、２個の補正量αａａ、αｂｂを互いに逆極性のものを決定したが、上述したように一方を０としても良い。 Although the two correction quantities αaa and αbb were determined to have opposite polarities to each other, one of them may be set to 0 as described above.
図１４、図１５は、偏磁発生時の電力変換装置１ｂの動作を説明するための動作波形図であり、特に、図１４は負の偏磁発生時、図１５は正の偏磁発生時の動作を示す。なお、図１４では補正量αａａを０として制御量αをＤｕｔｙ比Ｄ２のみに適用した場合を示し、図１５では補正量αｂｂを０として制御量αをＤｕｔｙ比Ｄ１のみに適用した場合を示す。 14 and 15 are operation waveform diagrams for explaining the operation of the power conversion device 1b when demagnetization occurs. In particular, FIG. 14 shows a negative demagnetization and FIG. 15 shows a positive demagnetization. Shows the operation of. Note that FIG. 14 shows a case where the correction amount αaa is set to 0 and the control amount α is applied only to the duty ratio D2, and FIG. 15 shows a case where the correction amount αbb is set to 0 and the control amount α is applied only to the duty ratio D1.
図１４に示すように、電圧制御部１４が生成するＤｕｔｙ比Ｄに基づいてゲート駆動信号Ｇ１、Ｇ２が生成され、通常時の電圧制御が行われているときに、何らかの原因でスイッチングのタイミングがずれる等により負側の偏磁が発生したとする。この場合、Ｑ２、Ｑ３のオン時間が長くなって負側の偏磁が発生する。偏磁が発生すると、平滑リアクトル１２の電流ＩＬは増大し、第２タイミングｔ１ａ、ｔ２ａで検出される電流ＩＬは、タイミングが遅い第２タイミングｔ２ａでの値（ＩＬ２）が、第２タイミングｔ１ａでの値（ＩＬ１）より高くなる。
As shown in FIG. 14, when the gate drive signals G1 and G2 are generated based on the duty ratio D generated by the
偏磁発生後の第２タイミングｔ２ａにて、２個の第２検出値の差分（ＩＬ１−ＩＬ２）が０以外となり偏磁が検出される。そして、図１３で示したように、偏磁が抑制される方向の補正量αａａ、αｂｂが生成され、Ｑ１、Ｑ４のＤｕｔｙ比Ｄ１と、Ｑ２、Ｑ３のＤｕｔｙ比Ｄ２とが個別に生成されて偏磁抑制制御が開始される。この場合、制御量αがＤｕｔｙ比Ｄ２のみに適用されるため、Ｑ１、Ｑ４のオン時間は変化せず、Ｑ２、Ｑ３のオン時間が短くなるように調整されて、負側の偏磁が抑制される。 At the second timing t2a after the occurrence of demagnetization, the difference (IL1-IL2) between the two second detection values becomes other than 0, and demagnetization is detected. Then, as shown in FIG. 13, the correction amounts αaa and αbb in the direction in which the demagnetization is suppressed are generated, and the duty ratios D1 of Q1 and Q4 and the duty ratios D2 of Q2 and Q3 are individually generated. The demagnetization suppression control is started. In this case, since the control amount α is applied only to the duty ratio D2, the on-time of Q1 and Q4 does not change, and the on-time of Q2 and Q3 is adjusted to be short, and the demagnetization on the negative side is suppressed. Will be done.
また図１５に示すように、通常時の電圧制御が行われているときに、正側の偏磁が発生したとする。この場合、Ｑ１、Ｑ４のオン時間が長くなって正側の偏磁が発生して、平滑リアクトル１２の電流ＩＬが増大する。第２タイミングｔ１ａ、ｔ２ａで検出される電流ＩＬは、タイミングが遅い第２タイミングｔ２ａでの値（ＩＬ２）が、第２タイミングｔ１ａでの値（ＩＬ１）より高くなる。
偏磁発生後の第２タイミングｔ２ａにて、２個の第２検出値の差分（ＩＬ１−ＩＬ２）が０以外となり偏磁が検出される。そして、図１３で示したように、偏磁が抑制される方向の補正量αａａ、αｂｂが生成され、Ｑ１、Ｑ４のＤｕｔｙ比Ｄ１と、Ｑ２、Ｑ３のＤｕｔｙ比Ｄ２とが個別に生成されて偏磁抑制制御が開始される。この場合、制御量αがＤｕｔｙ比Ｄ１のみに適用されるため、Ｑ２、Ｑ３のオン時間は変化せず、Ｑ１、Ｑ４のオン時間が短くなるように調整されて、正側の偏磁が抑制される。Further, as shown in FIG. 15, it is assumed that a demagnetization on the positive side occurs when the voltage control in the normal state is performed. In this case, the on-time of Q1 and Q4 becomes long, demagnetization on the positive side occurs, and the current IL of the smoothing
At the second timing t2a after the occurrence of demagnetization, the difference (IL1-IL2) between the two second detection values becomes other than 0, and demagnetization is detected. Then, as shown in FIG. 13, the correction amounts αaa and αbb in the direction in which the demagnetization is suppressed are generated, and the duty ratios D1 of Q1 and Q4 and the duty ratios D2 of Q2 and Q3 are individually generated. The demagnetization suppression control is started. In this case, since the control amount α is applied only to the duty ratio D1, the on-time of Q2 and Q3 does not change, and the on-time of Q1 and Q4 is adjusted to be short, and the demagnetization on the positive side is suppressed. Will be done.
なお、偏磁発生時においても、第２タイミングｔ１ａ、ｔ２ａは、Ｄｕｔｙ比Ｄに基づくｔｏｎにより決定されたタイミングであり、通常時と同様に第２検出値（ＩＬ１、ＩＬ２）を検出する。２回の第２タイミングｔ１ａ、ｔ２ａは、通常時において、平滑リアクトル１２の電流ＩＬのリプル電流が最大となるタイミングであり、偏磁発生時には必ずしも電流ＩＬのリプル電流が最大とはならない。
Even when demagnetization occurs, the second timings t1a and t2a are timings determined by ton based on the duty ratio D, and the second detection values (IL1 and IL2) are detected in the same manner as in the normal state. The second second timings t1a and t2a are the timings at which the ripple current of the current IL of the smoothing
以上のように、この実施の形態では、偏磁制御部１５ｂが、駆動周期Ｔの各周期内において半周期間隔の２回の第２タイミングｔ１ａ、ｔ２ａで平滑リアクトル１２の電流ＩＬを検出して、該２個の第２検出値ＩＬ１、ＩＬ２の差に基づいてトランス６の偏磁を検出する。そして、２個の第２検出値ＩＬ１、ＩＬ２の差が小さくなるようにフィードバック制御して、Ｑ１、Ｑ４のＤｕｔｙ比Ｄ１と、Ｑ２、Ｑ３のＤｕｔｙ比Ｄ２とを個別に補正して生成する。
As described above, in this embodiment, the
このように、平滑リアクトル１２の電流ＩＬを検出する電流検出部２１を用いて２個の第２検出値ＩＬ１、ＩＬ２を取得してトランス６の偏磁検出を行うことができる。このため偏磁検出のために正負それぞれの電圧あるいは電流を検出する必要は無く、従来技術で示したように偏磁検出の為の検出部および積分部を必要としない。このため、上記実施の形態１と同様に、装置構成の小型化を図り、かつトランス６の偏磁を信頼性良く抑制できる。
また、トランス６の二次側で正負の電圧あるいは電流を個別に検出する必要が無いため、トランスの二次巻線をセンタータップ式に限る必要は無く、設計上の自由度が向上する。In this way, the
Further, since it is not necessary to detect positive and negative voltages or currents individually on the secondary side of the transformer 6, it is not necessary to limit the secondary winding of the transformer to the center tap type, and the degree of freedom in design is improved.
また、偏磁制御部１５ｂは、第２タイミングｔ１ａ、ｔ２ａを、電圧制御部１４の演算結果に基づいて決定するため、偏磁検出に最適な第２タイミングｔ１ａ、ｔ２ａを容易に決定できる。
Further, since the
実施の形態４．
上記実施の形態３では、半周期間隔の２回の第２タイミングｔ１ａ、ｔ２ａを、平滑リアクトル１２の電流ＩＬのリプル電流が最大となるタイミングとしたが、それに限るものではない。この実施の形態４では、電流ＩＬのリプル電流が最小となるタイミングを第２タイミングｔ１ｂ、ｔ２ｂとする。その他の構成は上記実施の形態３と同様であり、即ち、図１０で示す電力変換装置１ｂの構成および図１１で示す制御部３ａの構成は、上記実施の形態３と同様である。
In the third embodiment, the second timings t1a and t2a twice at half-cycle intervals are set to the timing at which the ripple current of the current IL of the smoothing
図１６は、この実施の形態による電力変換装置１ｂにおける通常時の動作を説明するための動作波形図である。この場合、偏磁制御部１５ｂが出力する補正量αａａ、αｂｂは０で、電圧制御部１４が生成するＤｕｔｙ比Ｄに基づいてゲート駆動信号Ｇ１、Ｇ２が生成され、上記実施の形態１の図４で示す動作波形と同様の動作波形となる。
第１検出値Ｖ２Ａは、出力電圧Ｖ２が１周期の平均値となる第１タイミングｔ０、ｔ０１で、半周期あるいは１周期毎に検出される。FIG. 16 is an operation waveform diagram for explaining the normal operation of the power conversion device 1b according to this embodiment. In this case, the correction amounts αaa and αbb output by the
The first detection value V2A is detected every half cycle or one cycle at the first timings t0 and t01 where the output voltage V2 becomes the average value of one cycle.
２個の第２検出値ＩＬ１、ＩＬ２は、平滑リアクトル１２の電流ＩＬのリプル電流が最小となる２回の第２タイミングｔ１ｂ、ｔ２ｂで検出される。この２回の第２タイミングｔ１ｂ、ｔ２ｂは、各周期内で半周期間隔であり、Ｑ１、Ｑ４がオンするタイミングとＱ２、Ｑ３がオンするタイミングである。
この場合、各周期内の第２タイミングｔ１ｂ、ｔ２ｂは、第１タイミングｔ０、ｔ０１と同じであり、以下の式（６）、（７）で表される。なお、Ｔは駆動周期である。The two second detection values IL1 and IL2 are detected at two second timings t1b and t2b where the ripple current of the current IL of the smoothing
In this case, the second timings t1b and t2b in each cycle are the same as the first timings t0 and t01, and are represented by the following equations (6) and (7). In addition, T is a drive cycle.
ｔ１ｂ＝０ ・・・（６）
ｔ２ｂ＝Ｔ／２ ・・・（７）t1b = 0 ... (6)
t2b = T / 2 ... (7)
この場合、第２タイミングｔ１ｂ、ｔ２ｂは、電圧制御部１４の演算結果を用いる事無く容易に決定することができる。そして、この第２タイミングｔ１ｂ、ｔ２ｂで電流検出部２１の出力をサンプリングすることで２個の第２検出値ＩＬ１、ＩＬ２を取得する。
なお、Ｑ１、Ｑ４がオンするタイミングとＱ２、Ｑ３がオンするタイミングとが、位相０（ｔ０）、位相π（ｔ０１）に設定されていない場合は、第２タイミングｔ１ｂ、ｔ２ｂを、電圧制御部１４の演算結果を用いて決定する。In this case, the second timings t1b and t2b can be easily determined without using the calculation result of the
If the timing at which Q1 and Q4 are turned on and the timing at which Q2 and Q3 are turned on are not set to phase 0 (t0) and phase π (t01), the second timings t1b and t2b are set to the voltage control unit. It is determined using the calculation result of 14.
そして、偏磁制御部１５ｂは、第２タイミングｔ１ｂ、ｔ２ｂで検出された２個の第２検出値ＩＬ１、ＩＬ２に基づいて、上記実施の形態３と同様に偏磁を検出し抑制する。即ち、２個の第２検出値の差分（ＩＬ１−ＩＬ２）が０以外となるときに偏磁を検出し、偏磁が抑制される方向の補正量αａａ、αｂｂを生成して、電圧制御部１４が生成するＤｕｔｙ比Ｄを補正する。
Then, the
図１７、図１８は、偏磁発生時の電力変換装置１ｂの動作を説明するための動作波形図であり、特に、図１７は負の偏磁発生時、図１８は正の偏磁発生時の動作を示す。なお、図１７では補正量αａａを０として制御量αをＤｕｔｙ比Ｄ２のみに適用した場合を示し、図１８では補正量αｂｂを０として制御量αをＤｕｔｙ比Ｄ１のみに適用した場合を示す。 17 and 18 are operation waveform diagrams for explaining the operation of the power conversion device 1b when demagnetization occurs. In particular, FIG. 17 shows a negative demagnetization and FIG. 18 shows a positive demagnetization. Shows the operation of. Note that FIG. 17 shows a case where the correction amount αaa is set to 0 and the control amount α is applied only to the duty ratio D2, and FIG. 18 shows a case where the correction amount αbb is set to 0 and the control amount α is applied only to the duty ratio D1.
図１７に示すように、電圧制御部１４が生成するＤｕｔｙ比Ｄに基づいてゲート駆動信号Ｇ１、Ｇ２が生成され、通常時の電圧制御が行われているときに、何らかの原因でスイッチングのタイミングがずれる等により負側の偏磁が発生したとする。この場合、Ｑ２、Ｑ３のオン時間が長くなって負側の偏磁が発生する。偏磁が発生すると、平滑リアクトル１２の電流ＩＬは増大し、第２タイミングｔ１ｂ、ｔ２ｂで検出される電流ＩＬは、タイミングが遅い第２タイミングｔ２ｂでの値（ＩＬ２）が、第２タイミングｔ１ｂでの値（ＩＬ１）より高くなる。
As shown in FIG. 17, when the gate drive signals G1 and G2 are generated based on the duty ratio D generated by the
偏磁発生後の第２タイミングｔ２ｂにて、２個の第２検出値の差分（ＩＬ１−ＩＬ２）が０以外となり偏磁が検出される。そして、図１３で示したように、偏磁が抑制される方向の補正量αａａ、αｂｂが生成され、Ｑ１、Ｑ４のＤｕｔｙ比Ｄ１と、Ｑ２、Ｑ３のＤｕｔｙ比Ｄ２とが個別に生成されて偏磁抑制制御が開始される。この場合、制御量αがＤｕｔｙ比Ｄ２のみに適用されるため、Ｑ１、Ｑ４のオン時間は変化せず、Ｑ２、Ｑ３のオン時間が短くなるように調整されて、負側の偏磁が抑制される。 At the second timing t2b after the occurrence of demagnetization, the difference (IL1-IL2) between the two second detection values becomes other than 0, and demagnetization is detected. Then, as shown in FIG. 13, the correction amounts αaa and αbb in the direction in which the demagnetization is suppressed are generated, and the duty ratios D1 of Q1 and Q4 and the duty ratios D2 of Q2 and Q3 are individually generated. The demagnetization suppression control is started. In this case, since the control amount α is applied only to the duty ratio D2, the on-time of Q1 and Q4 does not change, and the on-time of Q2 and Q3 is adjusted to be short, and the demagnetization on the negative side is suppressed. Will be done.
また図１８に示すように、通常時の電圧制御が行われているときに、正側の偏磁が発生したとする。この場合、Ｑ１、Ｑ４のオン時間が長くなって正側の偏磁が発生して、平滑リアクトル１２の電流ＩＬが増大する。第２タイミングｔ１ｂ、ｔ２ｂで検出される電流ＩＬは、タイミングが遅い第２タイミングｔ２ｂでの値（ＩＬ２）が、第２タイミングｔ１ｂでの値（ＩＬ１）より高くなる。
偏磁発生後の第２タイミングｔ２ｂにて、２個の第２検出値の差分（ＩＬ１−ＩＬ２）が０以外となり偏磁が検出される。そして、図１３で示したように、偏磁が抑制される方向の補正量αａａ、αｂｂが生成され、Ｑ１、Ｑ４のＤｕｔｙ比Ｄ１と、Ｑ２、Ｑ３のＤｕｔｙ比Ｄ２とが個別に生成されて偏磁抑制制御が開始される。この場合、制御量αがＤｕｔｙ比Ｄ１のみに適用されるため、Ｑ２、Ｑ３のオン時間は変化せず、Ｑ１、Ｑ４のオン時間が短くなるように調整されて、正側の偏磁が抑制される。Further, as shown in FIG. 18, it is assumed that the demagnetization on the positive side occurs when the voltage control in the normal state is performed. In this case, the on-time of Q1 and Q4 becomes long, demagnetization on the positive side occurs, and the current IL of the smoothing
At the second timing t2b after the occurrence of demagnetization, the difference (IL1-IL2) between the two second detection values becomes other than 0, and demagnetization is detected. Then, as shown in FIG. 13, the correction amounts αaa and αbb in the direction in which the demagnetization is suppressed are generated, and the duty ratios D1 of Q1 and Q4 and the duty ratios D2 of Q2 and Q3 are individually generated. The demagnetization suppression control is started. In this case, since the control amount α is applied only to the duty ratio D1, the on-time of Q2 and Q3 does not change, and the on-time of Q1 and Q4 is adjusted to be short, and the demagnetization on the positive side is suppressed. Will be done.
なお、偏磁発生時においても、第２タイミングｔ１ｂ、ｔ２ｂは、通常時と同じタイミングであり、通常時と同様に第２検出値（ＩＬ１、ＩＬ２）を検出する。２回の第２タイミングｔ１ｂ、ｔ２ｂは、通常時において、平滑リアクトル１２の電流ＩＬのリプル電流が最小となるタイミングであり、偏磁発生時には必ずしも電流ＩＬのリプル電流が最小とはならない。
Even when demagnetization occurs, the second timings t1b and t2b are the same timings as in the normal time, and the second detection values (IL1 and IL2) are detected in the same manner as in the normal time. The second second timings t1b and t2b are the timings at which the ripple current of the current IL of the smoothing
以上のように、この実施の形態においても上記実施の形態３と同様に、平滑リアクトル１２の電流ＩＬを検出する電流検出部２１を用いて２個の第２検出値ＩＬ１、ＩＬ２を取得してトランス６の偏磁検出を行うことができる。このため上記実施の形態３と同様の効果が得られ、装置構成の小型化を図り、かつトランス６の偏磁を信頼性良く抑制でき、設計上の自由度も向上する。
As described above, also in this embodiment, as in the case of the third embodiment, the two second detection values IL1 and IL2 are acquired by using the
なお、上記実施の形態３、４では、半周期間隔の２回の第２タイミングｔ１ｂ、ｔ２ｂは、平滑リアクトル１２の電流ＩＬのリプル電流が最大または最小となるタイミングとしたが、これに限るものではない。第２タイミングｔ１ｂ、ｔ２ｂは、各周期内で半周期間隔で２回のタイミングで、電流ＩＬのリプル電流の変化が検出できれば良い。その場合、第２タイミングｔ１ｂ、ｔ２ｂの生成に、電圧制御部１４の演算結果を用いなくても良い。
さらにまた、半周期間隔の２回の第２タイミングｔ１ｂ、ｔ２ｂのペアを、１周期内に複数設けても良く、偏磁検出の精度を向上できる。In the
Furthermore, a plurality of pairs of the second timings t1b and t2b twice at half cycle intervals may be provided in one cycle, and the accuracy of demagnetization detection can be improved.
また、上記実施の形態３、４による電力変換装置１ｂを、高圧バッテリから低圧負荷に電力移行する車載搭載用の電力変換装置に適用すると、効果的に小型化を促進でき、かつ信頼性良く偏磁を抑制できるため、大きな効果が得られる。
Further, when the power conversion device 1b according to the
また、上記実施の形態３、４においても、偏磁検出は２個の第２検出値ＩＬ１、ＩＬ２の差が０か否かで判定していたが、不感帯を設けても良い。 Further, also in the above-described third and fourth embodiments, the demagnetization detection is determined based on whether or not the difference between the two second detection values IL1 and IL2 is 0, but a dead zone may be provided.
本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。Although the present application describes various exemplary embodiments and examples, the various features, embodiments, and functions described in one or more embodiments are applications of a particular embodiment. It is not limited to, but can be applied to embodiments alone or in various combinations.
Therefore, innumerable variations not illustrated are envisioned within the scope of the techniques disclosed in the present application. For example, it is assumed that at least one component is modified, added or omitted, and further, at least one component is extracted and combined with the components of other embodiments.
１，１ａ，１ｂ 電力変換装置、２，２ａ 電力変換部、３，３ａ 制御部、４ 直流電源、５ 負荷、６ トランス、７ スイッチング回路、８，８ａ 整流回路、１０，１１ 整流ダイオード、１０ａ，１０ｂ，１１ａ，１１ｂ 整流ダイオード、１２ 平滑リアクトル、１３ 平滑コンデンサ、１４ 電圧制御部、１５，１５ａ，１５ｂ 偏磁制御部、１８ フィードフォワード演算部、２０ 電圧検出部、２１ 電流検出部、Ｄ，Ｄ１，Ｄ２ Ｄｕｔｙ比、Ｑ１，Ｑ４ 第１半導体スイッチング素子、Ｑ２，Ｑ４ 第２半導体スイッチング素子、ｔ０，ｔ０１ 第１タイミング、ｔ１，ｔ２ 第２タイミング、ｔ１ａ，ｔ２ａ 第２タイミング、ｔ１ｂ，ｔ２ｂ 第２タイミング、Ｔ 駆動周期、αａ，αｂ 補正量、αａａ，αｂｂ 補正量、αｆ フィードフォワード項、Ｖ２Ａ 第１検出値、Ｖ２Ｂ１，Ｖ２Ｂ２ 第２検出値、ＩＬ１，ＩＬ２ 第２検出値。 1,1a, 1b power converter, 2,2a power converter, 3,3a control unit, 4 DC power supply, 5 load, 6 transformer, 7 switching circuit, 8,8a rectifier circuit, 10,11 rectifier diode, 10a, 10b, 11a, 11b Rectifier diode, 12 smoothing reactor, 13 smoothing capacitor, 14 voltage control unit, 15, 15a, 15b demagnetization control unit, 18 feed forward calculation unit, 20 voltage detection unit, 21 current detection unit, D, D1 , D2 Duty ratio, Q1, Q4 1st semiconductor switching element, Q2, Q4 2nd semiconductor switching element, t0, t01 1st timing, t1, t2 2nd timing, t1a, t2a 2nd timing, t1b, t2b 2nd timing , T drive cycle, αa, αb correction amount, αaa, αbb correction amount, αf feed forward term, V2A first detection value, V2B1, V2B2 second detection value, IL1, IL2 second detection value.
Claims (8)
前記電力変換部を出力制御する制御部とを備えた電力変換装置において、
前記制御部は、
前記整流回路の出力電圧を第１タイミングで検出した第１検出値が指令値に追従するように前記第１、第２半導体スイッチング素子のＤｕｔｙ比を生成して前記第１、第２半導体スイッチング素子を制御する電圧制御部と、
前記トランスの偏磁を検出して、該偏磁を抑制するように前記第１、第２半導体スイッチング素子の前記Ｄｕｔｙ比を個別に補正する偏磁制御部とを備え、
前記偏磁制御部は、前記整流回路の出力電圧、前記平滑リアクトルの電流の少なくとも一方を、駆動周期の各周期内において半周期間隔の２回の第２タイミングで検出して、該２個の第２検出値の差に基づいて前記偏磁を検出する
電力変換装置。It has a transformer, a first semiconductor switching element that applies a positive voltage to the transformer when it is on, and a second semiconductor switching element that applies a negative voltage to the transformer when it is on, and is between the primary side of the transformer and a DC power supply. A switching circuit connected to DC / AC for power conversion, and a rectifier circuit having a rectifier diode, a smoothing reactor, and a smoothing capacitor and connected between the secondary side of the transformer and the load are provided. , A power converter that converts the power from the DC power supply and supplies it to the load.
In a power conversion device including a control unit that outputs and controls the power conversion unit,
The control unit
The Duty ratio of the first and second semiconductor switching elements is generated so that the first detection value detected at the first timing of the output voltage of the rectifier circuit follows the command value, and the first and second semiconductor switching elements are generated. And the voltage control unit that controls
It is provided with a demagnetization control unit that detects the demagnetization of the transformer and individually corrects the duty ratio of the first and second semiconductor switching elements so as to suppress the demagnetization.
The demagnetization control unit detects at least one of the output voltage of the rectifier circuit and the current of the smoothing reactor at two second timings at half cycle intervals within each cycle of the drive cycle, and the two are detected. A power conversion device that detects the deviation based on the difference between the second detected values.
前記偏磁制御部は、前記第１タイミングと異なる第２タイミングで前記出力電圧を検出して前記第２検出値を取得する、請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。The voltage control unit acquires the first detection value at the first timing at which the output voltage becomes the average value of one cycle.
The power conversion device according to claim 1 or 2, wherein the demagnetization control unit detects the output voltage at a second timing different from the first timing and acquires the second detected value.
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| PCT/JP2018/036807 WO2020070789A1 (en) | 2018-10-02 | 2018-10-02 | Power conversion device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPWO2020070789A1 true JPWO2020070789A1 (en) | 2021-03-11 |
| JP6937939B2 JP6937939B2 (en) | 2021-09-22 |
Family
ID=70055747
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2020550975A Active JP6937939B2 (en) | 2018-10-02 | 2018-10-02 | Power converter |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP6937939B2 (en) |
| WO (1) | WO2020070789A1 (en) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4591198B2 (en) * | 2005-05-24 | 2010-12-01 | 富士電機システムズ株式会社 | Magnetic field detector for DC-DC converter |
| WO2009050943A1 (en) * | 2007-10-19 | 2009-04-23 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Switching power supply |
-
2018
- 2018-10-02 WO PCT/JP2018/036807 patent/WO2020070789A1/en active Application Filing
- 2018-10-02 JP JP2020550975A patent/JP6937939B2/en active Active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP6937939B2 (en) | 2021-09-22 |
| WO2020070789A1 (en) | 2020-04-09 |
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Legal Events
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| A621 | Written request for application examination |
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| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
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| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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|
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