JPWO2019073597A1

JPWO2019073597A1 - Radar equipment

Info

Publication number: JPWO2019073597A1
Application number: JP2019503764A
Authority: JP
Inventors: 隆文永野; 良次澤; 貴志佐藤; 立範小林; 洋介勝又
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2017-10-13
Filing date: 2017-10-13
Publication date: 2019-11-14
Anticipated expiration: 2037-10-13
Also published as: JP6615405B2; WO2019073597A1

Abstract

距離算出部（２２）が、クロススペクトル算出部（２１）により算出された複数の周波数帯域におけるクロススペクトルに含まれている複数の周波数成分のうち、２つ以上の周波数成分を含む集合を２つ生成し、２つの集合の間で対応する周波数成分の相対関係を用いて、遅延時間を推定する。The distance calculation unit (22) includes two sets including two or more frequency components among a plurality of frequency components included in the cross spectrum in the plurality of frequency bands calculated by the cross spectrum calculation unit (21). The delay time is estimated using the relative relationship of the corresponding frequency components between the two sets.

Description

この発明は、目標までの距離を算出するレーダ装置に関するものである。 The present invention relates to a radar apparatus that calculates a distance to a target.

近年、レーダ装置は、目標の分離性能を高めるため、高距離分解能化が求められている。
高距離分解能化を図るレーダ装置の手段として、周波数帯域の広帯域化を図る手段が有効である。
しかし、使用可能な周波数は、逼迫しているため、周波数帯域の広帯域化を図ることは困難である。このため、離れている複数の周波数帯域を合成して高距離分解能化を実現する技術が求められている。
以下の特許文献１には、高距離分解能化を実現しているレーダ装置が開示されている。In recent years, radar devices have been required to have high range resolution in order to improve target separation performance.
As means for a radar apparatus that achieves high range resolution, means for widening the frequency band is effective.
However, since usable frequencies are tight, it is difficult to widen the frequency band. For this reason, there is a need for a technique for realizing a high range resolution by combining a plurality of distant frequency bands.
The following Patent Document 1 discloses a radar apparatus that realizes high range resolution.

特開平１１−１３３１３０号公報JP-A-11-133130

従来のレーダ装置は以上のように構成されているので、高距離分解能化を実現することができる。しかし、離れている複数の周波数帯域を合成し、合成した周波数帯域を用いると、実際に目標が存在していない距離に、偽目標が発生してしまうことがあるという課題があった。
上記のように、偽目標が発生してしまう原理は、アレイアンテナを用いて、目標からの電波の到来方位を推定する際に、アレイアンテナを構成する複数の素子の間隔が広いと、素子間位相差の周期性によってグレーティングローブが発生してしまう結果、偽目標が発生してしまう原理と同様である。Since the conventional radar apparatus is configured as described above, high range resolution can be realized. However, when a plurality of distant frequency bands are combined and the combined frequency band is used, there is a problem that a false target may occur at a distance where no target actually exists.
As described above, the principle that a false target occurs is that when the arrival direction of radio waves from a target is estimated using an array antenna, if the spacing between multiple elements constituting the array antenna is wide, This is similar to the principle that a false target is generated as a result of generation of a grating lobe due to the periodicity of the phase difference.

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、偽目標の発生を招くことなく、高距離分解能化を実現することができるレーダ装置を得ることを目的とする。 The present invention has been made in order to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to obtain a radar apparatus capable of realizing a high range resolution without causing a false target.

この発明に係るレーダ装置は、離れている複数の周波数帯域における線形の周波数変調信号をそれぞれ生成し、それぞれ生成した複数の周波数変調信号の合成信号を出力する信号生成部と、信号生成部から出力された合成信号を送信する信号送信部と、信号送信部により送信された合成信号が目標に反射された信号である反射信号を受信する信号受信部と、信号受信部により受信された反射信号と信号送信部により送信された合成信号との複数の周波数帯域におけるクロススペクトルを算出するクロススペクトル算出部と、信号受信部により受信された反射信号の受信時刻と合成信号の送信時刻との時刻差である反射信号の遅延時間を推定し、遅延時間から、目標までの距離を算出する距離算出部とを備え、距離算出部が、クロススペクトル算出部により算出されたクロススペクトルに含まれている複数の周波数成分のうち、２つ以上の周波数成分を含む集合を２つ生成し、２つの集合の間で対応する周波数成分の相対関係を用いて、遅延時間を推定するようにしたものである。 A radar apparatus according to the present invention generates a linear frequency modulation signal in each of a plurality of separated frequency bands, outputs a combined signal of the generated frequency modulation signals, and outputs from the signal generation unit A signal transmitting unit that transmits the combined signal, a signal receiving unit that receives a reflected signal that is a signal obtained by reflecting the combined signal transmitted by the signal transmitting unit, and a reflected signal received by the signal receiving unit; A cross spectrum calculation unit for calculating a cross spectrum in a plurality of frequency bands with the composite signal transmitted by the signal transmission unit, and a time difference between the reception time of the reflected signal received by the signal reception unit and the transmission time of the composite signal A distance calculation unit that estimates a delay time of a reflected signal and calculates a distance from the delay time to a target. Two sets including two or more frequency components among a plurality of frequency components included in the cross spectrum calculated by the output unit are generated, and the relative relationship between the corresponding frequency components is used between the two sets. Thus, the delay time is estimated.

この発明によれば、距離算出部が、クロススペクトル算出部により算出されたクロススペクトルに含まれている複数の周波数成分のうち、２つ以上の周波数成分を含む集合を２つ生成し、２つの集合の間で対応する周波数成分の相対関係を用いて、遅延時間を推定するように構成したので、偽目標の発生を招くことなく、高距離分解能化を実現することができる効果がある。 According to this invention, the distance calculation unit generates two sets including two or more frequency components among a plurality of frequency components included in the cross spectrum calculated by the cross spectrum calculation unit, Since the delay time is estimated by using the relative relationship of the corresponding frequency components between the sets, there is an effect that a high distance resolution can be realized without causing a false target.

この発明の実施の形態１によるレーダ装置を示す構成図である。It is a block diagram which shows the radar apparatus by Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１によるレーダ装置の信号処理回路１９を示す構成図である。It is a block diagram which shows the signal processing circuit 19 of the radar apparatus by Embodiment 1 of this invention. 信号処理回路１９のハードウェアを示すハードウェア構成図である。2 is a hardware configuration diagram showing hardware of a signal processing circuit 19. FIG. 信号処理回路１９がソフトウェア又はファームウェアなどで実現される場合のコンピュータのハードウェア構成図である。It is a hardware block diagram of a computer in case the signal processing circuit 19 is implement | achieved by software or firmware. 信号処理回路１９がソフトウェア又はファームウェアなどで実現される場合の処理手順を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows the process sequence in case the signal processing circuit 19 is implement | achieved by software or firmware. クロススペクトルに含まれている複数の周波数成分から生成される２つの集合の一例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows an example of two sets produced | generated from the several frequency component contained in the cross spectrum. ＤＤＳ４−１〜４−Ｓにより生成される複数の周波数帯域における周波数変調信号及び周波数帯域間の遅延時間ずれが補償された結果の一例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows an example of the result as which the delay time shift | offset | difference between the frequency modulation signal and frequency band in a some frequency band produced | generated by DDS4-1 to 4-S was compensated. ２つの集合の配置が中心対称となる場合の、遅延時間の推定問題と等価なＤＯＡの推定問題における２つのシフト不変なサブアレイの例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the example of two shift invariant subarrays in the DOA estimation problem equivalent to the delay time estimation problem when arrangement | positioning of two sets becomes central symmetry. サブアレイ（１）及びサブアレイ（２）の同素子数（６素子）の３個の素子アレイがそれぞれ等間隔に配置されたシフト不変なサブアレイの例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the example of a shift invariant subarray by which three element arrays of the same number (6 elements) of a subarray (1) and a subarray (2) are each arrange | positioned at equal intervals.

以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。 Hereinafter, in order to explain the present invention in more detail, modes for carrying out the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１によるレーダ装置を示す構成図である。
図１において、信号生成部１は、基準信号発生回路２、制御装置３、ＤＤＳ（ＤｉｒｅｃｔＤｉｇｉｔａｌＳｙｎｔｈｅｓｉｚｅｒ：デジタル直接合成発振器）４−１〜４−Ｓ、高周波信号発生回路５、ミキサ６−１〜６−Ｓ、フィルタ７−１〜７−Ｓ及び合成器８を備えている。
信号生成部１は、離れている複数の周波数帯域における線形の周波数変調信号をそれぞれ生成し、それぞれ生成した複数の周波数変調信号の合成信号を信号送信部９に出力する。Embodiment 1 FIG.
1 is a block diagram showing a radar apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
In FIG. 1, a signal generation unit 1 includes a reference signal generation circuit 2, a control device 3, a DDS (Direct Digital Synthesizer) 4-1 to 4-S, a high-frequency signal generation circuit 5, and mixers 6-1 to 6-1. 6-S, filters 7-1 to 7-S, and a synthesizer 8.
The signal generation unit 1 generates linear frequency modulation signals in a plurality of separated frequency bands, and outputs a combined signal of the generated frequency modulation signals to the signal transmission unit 9.

基準信号発生回路２は、基準信号を発生する回路である。
制御装置３は、複数の周波数帯域における周波数変調信号の送信開始時刻、開始周波数、チャープ率及び信号長を示す制御情報をＤＤＳ４−１〜４−Ｓ及び信号処理回路１９に出力する。
ＤＤＳ４−１〜４−Ｓは、基準信号発生回路２から発生された基準信号と、制御装置３から出力された制御情報とに従って周波数変調信号を生成し、生成した周波数変調信号をミキサ６−１〜６−Ｓに出力する。The reference signal generation circuit 2 is a circuit that generates a reference signal.
The control device 3 outputs control information indicating the transmission start time, start frequency, chirp rate, and signal length of frequency modulation signals in a plurality of frequency bands to the DDSs 4-1 to 4-S and the signal processing circuit 19.
The DDSs 4-1 to 4-S generate a frequency modulation signal according to the reference signal generated from the reference signal generation circuit 2 and the control information output from the control device 3, and the generated frequency modulation signal is mixed with the mixer 6-1. Output to ~ 6-S.

高周波信号発生回路５は、高周波信号を発生する回路である。
ミキサ６−１〜６−Ｓは、ＤＤＳ４−１〜４−Ｓから出力された周波数変調信号に、高周波信号発生回路５から発生された高周波信号を混合して、ＤＤＳ４−１〜４−Ｓから出力された周波数変調信号の周波数を変換し、周波数変換後の周波数変調信号をフィルタ７−１〜７−Ｓに出力する。
フィルタ７−１〜７−Ｓは、ミキサ６−１〜６−Ｓより出力された周波数変調信号から所望の信号帯域の信号を取り出し、取り出した信号帯域の信号を合成器８に出力する。
合成器８は、フィルタ７−１〜７−Ｓの出力信号を合成し、複数の出力信号の合成信号を送信信号として増幅器１０に出力する。The high frequency signal generation circuit 5 is a circuit that generates a high frequency signal.
The mixers 6-1 to 6-S mix the high-frequency signals generated from the high-frequency signal generation circuit 5 with the frequency modulation signals output from the DDSs 4-1 to 4-S, and from the DDSs 4-1 to 4-S. The frequency of the output frequency modulation signal is converted, and the frequency modulation signal after the frequency conversion is output to the filters 7-1 to 7-S.
Filters 7-1 to 7-S extract a signal in a desired signal band from the frequency modulation signals output from mixers 6-1 to 6-S, and output the extracted signal band signal to synthesizer 8.
The combiner 8 combines the output signals of the filters 7-1 to 7-S, and outputs a combined signal of the plurality of output signals to the amplifier 10 as a transmission signal.

信号送信部９は、増幅器１０、送受切替器１１及びアンテナ１２を備えている。
信号送信部９は、信号生成部１から出力された合成信号である送信信号を送信する。
増幅器１０は、信号生成部１の合成器８から出力された合成信号である送信信号を増幅し、増幅後の送信信号を送受切替器１１に出力する。
送受切替器１１は、増幅器１０から出力された送信信号をアンテナ１２に出力する。
また、送受切替器１１は、アンテナ１２から出力された受信信号を増幅器１４に出力する。
アンテナ１２は、送受切替器１１から出力された送信信号を目標に向けて空間に放射する一方、目標に反射された信号である反射信号を受信し、受信した反射信号を受信信号として送受切替器１１に出力する。The signal transmission unit 9 includes an amplifier 10, a transmission / reception switch 11, and an antenna 12.
The signal transmission unit 9 transmits a transmission signal that is a combined signal output from the signal generation unit 1.
The amplifier 10 amplifies the transmission signal that is the combined signal output from the combiner 8 of the signal generation unit 1 and outputs the amplified transmission signal to the transmission / reception switch 11.
The transmission / reception switch 11 outputs the transmission signal output from the amplifier 10 to the antenna 12.
Further, the transmission / reception switch 11 outputs the reception signal output from the antenna 12 to the amplifier 14.
The antenna 12 radiates the transmission signal output from the transmission / reception switch 11 toward the space, receives a reflected signal that is a signal reflected by the target, and uses the received reflected signal as a received signal. 11 is output.

信号受信部１３は、送受切替器１１、アンテナ１２、増幅器１４、高周波信号発生回路５、ミキサ１５、フィルタ１６、増幅器１７及びアナログデジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器と称する）１８を備えている。
信号受信部１３は、信号送信部９により送信された送信信号が目標に反射された信号である反射信号を受信する。The signal receiver 13 includes a transmission / reception switch 11, an antenna 12, an amplifier 14, a high-frequency signal generation circuit 5, a mixer 15, a filter 16, an amplifier 17, and an analog / digital converter (hereinafter referred to as an A / D converter) 18. ing.
The signal receiving unit 13 receives a reflected signal that is a signal obtained by reflecting the transmission signal transmitted by the signal transmitting unit 9 to the target.

増幅器１４は、送受切替器１１から出力された受信信号を増幅し、増幅後の受信信号をミキサ１５に出力する。
ミキサ１５は、増幅器１４から出力された受信信号に、高周波信号発生回路５から発生された高周波信号を混合して、増幅器１４から出力された受信信号の周波数を変換し、周波数変換後の受信信号をフィルタ１６に出力する。
フィルタ１６は、ミキサ１５より出力された受信信号から所望の信号帯域の信号を取り出し、取り出した信号帯域の信号を増幅器１７に出力する。
増幅器１７は、フィルタ１６の出力信号を増幅し、増幅後の出力信号をＡ／Ｄ変換器１８に出力する。
Ａ／Ｄ変換器１８は、増幅器１７の出力信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、デジタル信号を信号処理回路１９に出力する。The amplifier 14 amplifies the reception signal output from the transmission / reception switch 11, and outputs the amplified reception signal to the mixer 15.
The mixer 15 mixes the reception signal output from the amplifier 14 with the high-frequency signal generated from the high-frequency signal generation circuit 5, converts the frequency of the reception signal output from the amplifier 14, and receives the frequency-converted reception signal. Is output to the filter 16.
The filter 16 extracts a signal in a desired signal band from the reception signal output from the mixer 15 and outputs the extracted signal band signal to the amplifier 17.
The amplifier 17 amplifies the output signal of the filter 16 and outputs the amplified output signal to the A / D converter 18.
The A / D converter 18 converts the output signal of the amplifier 17 from an analog signal to a digital signal, and outputs the digital signal to the signal processing circuit 19.

信号処理回路１９は、図２に示すクロススペクトル算出部２１及び距離算出部２２を備えている。
図２は、この発明の実施の形態１によるレーダ装置の信号処理回路１９を示す構成図である。
図３は、信号処理回路１９のハードウェアを示すハードウェア構成図である。
クロススペクトル算出部２１は、例えば、図３に示すクロススペクトル算出回路３１で実現される。
クロススペクトル算出部２１は、信号受信部１３により受信された反射信号である受信信号と、信号送信部９により送信された合成信号である送信信号との複数の周波数帯域におけるクロススペクトルを算出する処理を実施する。
距離算出部２２は、例えば、図３に示す距離算出回路３２で実現される。
距離算出部２２は、信号受信部１３により受信された受信信号の受信時刻と、信号送信部９により送信された送信信号の送信時刻との時刻差である受信信号の遅延時間を推定し、推定した遅延時間から、目標までの距離を算出する処理を実施する。
また、距離算出部２２は、クロススペクトル算出部２１により算出されたクロススペクトルに含まれている複数の周波数成分のうち、２つ以上の周波数成分を含む集合を２つ生成し、２つの集合の間で対応する周波数成分の相対関係を用いて、遅延時間を推定する処理を実施する。The signal processing circuit 19 includes a cross spectrum calculation unit 21 and a distance calculation unit 22 shown in FIG.
FIG. 2 is a block diagram showing the signal processing circuit 19 of the radar apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 3 is a hardware configuration diagram showing hardware of the signal processing circuit 19.
The cross spectrum calculation unit 21 is realized by, for example, a cross spectrum calculation circuit 31 illustrated in FIG.
The cross spectrum calculation unit 21 calculates a cross spectrum in a plurality of frequency bands between a reception signal that is a reflection signal received by the signal reception unit 13 and a transmission signal that is a combined signal transmitted by the signal transmission unit 9. To implement.
The distance calculation unit 22 is realized by, for example, the distance calculation circuit 32 illustrated in FIG.
The distance calculation unit 22 estimates a delay time of the reception signal that is a time difference between the reception time of the reception signal received by the signal reception unit 13 and the transmission time of the transmission signal transmitted by the signal transmission unit 9, and estimates A process of calculating the distance to the target from the delayed time is performed.
In addition, the distance calculation unit 22 generates two sets including two or more frequency components among a plurality of frequency components included in the cross spectrum calculated by the cross spectrum calculation unit 21, and generates two sets of two sets. A process for estimating the delay time is performed using the relative relationship between the frequency components corresponding to each other.

図２では、信号処理回路１９の構成要素であるクロススペクトル算出部２１及び距離算出部２２のそれぞれが、図３に示すような専用のハードウェアで実現されるものを想定している。即ち、クロススペクトル算出回路３１及び距離算出回路３２で実現されるものを想定している。
ここで、クロススペクトル算出回路３１及び距離算出回路３２は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（ＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎＳｐｅｃｉｆｉｃＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＣｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−ＰｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅＧａｔｅＡｒｒａｙ）、または、これらを組み合わせたものが該当する。In FIG. 2, it is assumed that each of the cross spectrum calculation unit 21 and the distance calculation unit 22 which are components of the signal processing circuit 19 is realized by dedicated hardware as illustrated in FIG. 3. That is, what is realized by the cross spectrum calculation circuit 31 and the distance calculation circuit 32 is assumed.
Here, the cross spectrum calculation circuit 31 and the distance calculation circuit 32 are, for example, a single circuit, a composite circuit, a programmed processor, a processor programmed in parallel, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an FPGA (Field-Programmable Gate Array). ) Or a combination of these.

信号処理回路１９の構成要素は、専用のハードウェアで実現されるものに限るものではなく、信号処理回路１９がソフトウェア、ファームウェア、または、ソフトウェアとファームウェアとの組み合わせで実現されるものであってもよい。
ソフトウェア又はファームウェアはプログラムとして、コンピュータのメモリに格納される。コンピュータは、プログラムを実行するハードウェアを意味し、例えば、ＣＰＵ（ＣｅｎｔｒａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇＵｎｉｔ）、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、あるいは、ＤＳＰ（ＤｉｇｉｔａｌＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｏｒ）が該当する。
図４は、信号処理回路１９がソフトウェア又はファームウェアなどで実現される場合のコンピュータのハードウェア構成図である。
信号処理回路１９がソフトウェア又はファームウェアなどで実現される場合、クロススペクトル算出回路３１及び距離算出回路３２の処理手順をコンピュータに実行させるためのプログラムをメモリ４１に格納し、コンピュータのプロセッサ４２がメモリ４１に格納されているプログラムを実行するようにすればよい。
図５は、信号処理回路１９がソフトウェア又はファームウェアなどで実現される場合の処理手順を示すフローチャートである。The components of the signal processing circuit 19 are not limited to those realized by dedicated hardware, and the signal processing circuit 19 may be realized by software, firmware, or a combination of software and firmware. Good.
Software or firmware is stored as a program in the memory of a computer. The computer means hardware that executes a program, for example, a CPU (Central Processing Unit), a central processing unit, a processing unit, a processing unit, a microprocessor, a microcomputer, a processor, or a DSP (Digital Signal Processor) To do.
FIG. 4 is a hardware configuration diagram of a computer when the signal processing circuit 19 is realized by software or firmware.
When the signal processing circuit 19 is realized by software or firmware, a program for causing the computer to execute the processing procedures of the cross spectrum calculation circuit 31 and the distance calculation circuit 32 is stored in the memory 41, and the processor 42 of the computer stores the memory 41. The program stored in the program may be executed.
FIG. 5 is a flowchart showing a processing procedure when the signal processing circuit 19 is realized by software or firmware.

この実施の形態１のレーダ装置の動作を説明する前に、受信信号の遅延時間を推定する方式について説明する。
遅延時間の推定問題は、アレイアンテナを用いるＤＯＡ（ＤｉｒｅｃｔｉｏｎｏｆＡｒｒｉｖａｌ：到来方位）の推定問題として取り扱うことができる。
離れている複数の周波数帯域における線形の周波数変調信号を送信するレーダ装置において、遅延時間の推定問題における複数の周波数帯域は、ＤＯＡの推定問題において、離隔して設置されている素子アレイと対応している。
遅延時間の推定問題における複数の周波数帯域の受信信号についてのクロススペクトルｘ（τ）は、ＤＯＡの推定問題における受信信号と同様に、以下の式（１）で表現される。Before describing the operation of the radar apparatus according to the first embodiment, a method for estimating the delay time of the received signal will be described.
The delay time estimation problem can be handled as a DOA (Direction of Arrival) estimation problem using an array antenna.
In a radar apparatus that transmits linear frequency-modulated signals in a plurality of separate frequency bands, the plurality of frequency bands in the delay time estimation problem correspond to element arrays that are spaced apart in the DOA estimation problem. ing.
The cross spectrum x (τ) for the received signals in a plurality of frequency bands in the delay time estimation problem is expressed by the following equation (1), similarly to the received signal in the DOA estimation problem.

式（１）において、Ａ（τ）は、以下の式（２）〜（４）で定義されるステアリング行列である。

τは、Ｋ個の目標に反射された信号の受信信号の遅延時間であり、αは、当該受信信号の複素振幅である。Ｔは、転置を表す記号である。

In the equation (1), A (τ) is a steering matrix defined by the following equations (2) to (4).

τ is the delay time of the received signal reflected by the K targets, and α is the complex amplitude of the received signal. T is a symbol representing transposition.

式（４）は、ｓ（ｓ＝１，２，・・・，Ｓ）番目の素子アレイのステアリングベクトルを示しており、Ｓ個の周波数帯域の中のｓ番目の周波数帯域と対応している。
ｓ番目の素子アレイは、ｍ_ｓ個の素子で構成されており、素子アレイ全体の素子数の合計は、Ｍである。

Δωは、フーリエ変換の離散周波数間隔であり、ｆ_ｓは、ｓ番目の周波数帯域の中心周波数である。Equation (4) shows the steering vector of the s (s = 1, 2,..., S) -th element array and corresponds to the s-th frequency band among the S frequency bands. .
The sth element array includes m _s elements, and the total number of elements in the entire element array is M.

Δω is a discrete frequency interval of Fourier transform, and f _s is a center frequency of the sth frequency band.

この実施の形態１のレーダ装置は、図６に示すように、複数の周波数帯域におけるクロススペクトルに含まれている複数の周波数成分のうち、２つ以上の周波数成分を含む集合を２つ生成し、２つの集合の間で対応する周波数成分の相対関係を用いて、反射信号である受信信号の遅延時間を推定する。
図６は、クロススペクトルに含まれている複数の周波数成分から生成される２つの集合の一例を示す説明図である。
レーダ装置は、図６に示すように、２つの集合のうち、一方の集合に含まれている複数の周波数成分の周波数をそれぞれシフトしたとき、周波数をシフトした複数の周波数成分における周波数軸上の配置が、他方の集合に含まれている複数の周波数成分における周波数軸上の配置と同一になるような２つの集合を生成する。
図６では、一方の集合に含まれている複数の周波数成分の中で、最も周波数が低い周波数成分と、他方の集合に含まれている複数の周波数成分の中で、最も周波数が低い周波数成分とが、２つの集合の間で対応する周波数成分として例示している。
ただし、これは一例に過ぎず、一方の集合に含まれている複数の周波数成分の中で、周波数がｎ番目に低い周波数成分と、他方の集合に含まれている複数の周波数成分の中で、周波数がｎ番目に低い周波数成分とが、２つの集合の間で対応する周波数成分である。
２つの集合の特性を「シフト不変」と称し、シフトさせる所定の周波数は、同じ周波数帯域に含まれている２つの周波数成分の間の周波数差である。２つの周波数成分は、例えば、隣接している２つの周波数の成分である。
なお、遅延時間の推定問題を、ＤＯＡの推定問題として取り扱うと、後述する図８及び図９において、サブアレイ（１）に含まれる複数の素子は、一方の集合に相当し、サブアレイ（２）に含まれる複数の素子は、他方の集合に相当する。As shown in FIG. 6, the radar apparatus according to the first embodiment generates two sets including two or more frequency components among a plurality of frequency components included in a cross spectrum in a plurality of frequency bands. The delay time of the received signal, which is the reflected signal, is estimated using the relative relationship of the corresponding frequency components between the two sets.
FIG. 6 is an explanatory diagram illustrating an example of two sets generated from a plurality of frequency components included in the cross spectrum.
As shown in FIG. 6, the radar apparatus shifts the frequencies of a plurality of frequency components included in one of the two sets on the frequency axis of the plurality of frequency components shifted in frequency. Two sets are generated such that the arrangement is the same as the arrangement on the frequency axis of the plurality of frequency components included in the other set.
In FIG. 6, the frequency component having the lowest frequency among the plurality of frequency components included in one set and the frequency component having the lowest frequency among the plurality of frequency components included in the other set. Are illustrated as corresponding frequency components between the two sets.
However, this is only an example, and among the plurality of frequency components included in one set, the frequency component having the nth lowest frequency and the plurality of frequency components included in the other set are included. The frequency component whose frequency is nth lowest is the frequency component corresponding to the two sets.
The characteristic of the two sets is called “shift invariant”, and the predetermined frequency to be shifted is the frequency difference between two frequency components included in the same frequency band. The two frequency components are, for example, two adjacent frequency components.
When the delay time estimation problem is handled as a DOA estimation problem, in FIG. 8 and FIG. 9 described later, a plurality of elements included in the subarray (1) correspond to one set, and the subarray (2) The plurality of elements included correspond to the other set.

２つの集合の間で対応する周波数成分の相対関係から受信信号の遅延時間を推定する手法として、例えば、ＥＳＰＲＩＴ（ＥｓｔｉｍａｔｉｏｎｏｆＳｉｇｎａｌＰａｒａｍｅｔｅｒｓｖｉａＲｏｔａｔｉｏｎａｌＩｎｖａｒｉａｎｃｅＴｅｃｈｎｉｑｕｅｓ）タイプのＤＯＡ推定手法を用いることができる。標準のＥＳＰＲＩＴ法を用いる場合、複数の周波数帯域は、任意の間隔で配置し、周波数帯域幅も各々の周波数帯域で異なるように設定することができる。 As a technique for estimating the delay time of the received signal from the relative relationship of the corresponding frequency components between the two sets, for example, an ESPRIT (Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques) type DOA estimation technique can be used. When the standard ESPRIT method is used, the plurality of frequency bands can be arranged at arbitrary intervals, and the frequency bandwidth can be set to be different in each frequency band.

ＤＯＡの推定では、複数の受信信号から構成されている計測行列Ｘの共分散行列Ｒを以下の式（９）で算出する。Ｈは、行列の複素共役転置を表す記号である。

ただし、遅延時間の推定問題をＤＯＡの推定問題として取り扱う場合、信号のコヒーレンシーのために共分散行列Ｒが通常フルランクとならないため、ランクを回復する手段が必要となる。In DOA estimation, a covariance matrix R of a measurement matrix X composed of a plurality of received signals is calculated by the following equation (9). H is a symbol representing the complex conjugate transpose of a matrix.

However, when the delay time estimation problem is handled as a DOA estimation problem, the covariance matrix R does not normally have a full rank due to signal coherency, and thus means for recovering the rank is required.

そこで、この実施の形態１のレーダ装置は、以下の式（１１）で定義される空間平均法を共分散行列Ｒに適用して、共分散行列Ｒチルダを算出する。共分散行列Ｒチルダは、ランクを回復した共分散行列である。明細書の文章中では、電子出願の関係上、文字の上に“〜”の記号を付することができないので、“Ｒチルダ”のように表記している。

式（１１）において、Ｌは、空間平均で使用するサブアレイの数であり、Ｂ_{ｍ，Ｌ，ｌ}は、以下の式（１２）で定義される選択行列である。

式（１３）において、Ｉ_ｎは、ｎ×ｎの単位行列、０_ｉ，ｊは、ｉ×ｊの零行列である。
なお、空間平均を適用すると、周波数帯域に対応する各々の素子アレイの素子数ｍ_ｓチルダは、以下のように減少する。

Therefore, the radar apparatus of the first embodiment calculates the covariance matrix R tilde by applying the spatial averaging method defined by the following equation (11) to the covariance matrix R. The covariance matrix R tilde is a covariance matrix whose rank has been restored. In the text of the specification, the symbol “˜” cannot be added on the letter because of the electronic application, so it is represented as “R tilde”.

In Expression (11), L is the number of subarrays used in the spatial average, and B _{m, L, l} is a selection matrix defined by the following Expression (12).

In Expression (13), I _n is an n × n unit matrix, and 0 _{i, j} is an i × j zero matrix.
When the spatial average is applied, the number of elements m _s tilde of each element array corresponding to the frequency band is reduced as follows.

以下、標準のＥＳＰＲＩＴ法を用いる遅延時間の推定手順を説明する。
まず、レーダ装置は、空間平均が適用された共分散行列Ｒチルダの固有値分解を行う。
ここでは、受信信号の数をｄとして、絶対値が最も大きいｄ個の固有ベクトルをＥ_ｓとする。

Hereinafter, a procedure for estimating the delay time using the standard ESPRIT method will be described.
First, the radar apparatus performs eigenvalue decomposition of the covariance matrix R tilde to which the spatial average is applied.
Here, the number of received signals as d, the absolute value is the largest d eigenvectors of E _s.

次に、レーダ装置は、優決定系な連立方程式（１７）をトータル最小二乗法によって解くようにする。

ここでは、連立方程式（１７）をトータル最小二乗法によって解いているが、連立方程式（１７）を通常の最小二乗法によって解くようにしてもよい。Next, the radar apparatus solves the simultaneous decision system (17) by the total least square method.

Here, the simultaneous equations (17) are solved by a total least square method, but the simultaneous equations (17) may be solved by a normal least square method.

次に、レーダ装置は、以下の式（２１）に示すように、トータル最小二乗法によって解いた解の固有値分解γを計算する。

Next, the radar apparatus calculates the eigenvalue decomposition γ of the solution solved by the total least square method, as shown in the following equation (21).

レーダ装置は、以下の式（２３）に示すように、受信信号の遅延時間τ_ｋを算出する。

式（２３）において、ａｒｇω_ｋは、式（４）に示す位相差Δωτに相当する。
レーダ装置は、以下の式（２４）に示すように、受信信号の遅延時間τ_ｋから、目標までの距離ｒ_ｋを算出する。

式（２４）において、ｃは光速である。The radar apparatus calculates the delay time τ _k of the received signal as shown in the following equation (23).

In Expression (23), argω _k corresponds to the phase difference Δωτ shown in Expression (4).
The radar apparatus calculates a distance r _k to the target from the delay time τ _k of the received signal as shown in the following equation (24).

In Expression (24), c is the speed of light.

なお、目標までの距離の算出において、複数の周波数帯域の間隔としては、任意の間隔を用いることができるが、不等間隔とすることにより、目標間の距離に依存した距離分解能の低下を抑制することができる。 In the calculation of the distance to the target, any interval can be used as the interval between the multiple frequency bands. However, by using an unequal interval, a decrease in distance resolution depending on the distance between the targets is suppressed. can do.

ここまでは、受信信号の遅延時間τ_ｋを推定する方式について説明してきたが、目標が移動している場合、周波数帯域毎に、異なるドップラー周波数が発生するため、目標までの距離ｒ_ｋを正確に推定するためには、周波数帯域間の遅延時間ずれΔτを補償する必要がある。
周波数帯域間の遅延時間ずれΔτは、線形周波数変調のチャープ率をαとすると、以下の式（２５）で表される。

式（２５）において、ｆ_ｄはドップラー周波数である。So far it has been described scheme of estimating the delay time tau _k of the received signal, if the target is moving, for each frequency band, because different Doppler frequency is generated, accurate distance r _k to the target Therefore, it is necessary to compensate for the delay time difference Δτ between frequency bands.
The delay time difference Δτ between frequency bands is expressed by the following equation (25), where α is the chirp rate of linear frequency modulation.

In equation (25), f _d is the Doppler frequency.

周波数帯域間の遅延時間ずれΔτは、以下の式（２６）に示すように、各々の周波数帯域のチャープ率α_ｓと中心周波数ｆ_ｓとの比が等しくなるようにすれば、図７に示すように、目標の移動速度が変化しても、等しくすることができる。周波数帯域間の遅延時間ずれΔτは、周波数帯域間の距離誤差に相当する。
言い換えると、各々の周波数帯域のチャープ率α_ｓと中心周波数ｆ_ｓとの比が等しくなるように、レーダ装置が、線形の周波数変調信号を生成すれば、周波数帯域間の遅延時間ずれΔτを補償することができる。

図７は、ＤＤＳ４−１〜４−Ｓにより生成される複数の周波数帯域における周波数変調信号及び周波数帯域間の遅延時間ずれが補償された結果の一例を示す説明図である。The delay time difference Δτ between the frequency bands is shown in FIG. 7 if the ratio between the chirp rate α _s and the center frequency f _s in each frequency band is equal, as shown in the following equation (26). Thus, even if the moving speed of the target changes, it can be made equal. The delay time difference Δτ between frequency bands corresponds to a distance error between frequency bands.
In other words, if the radar apparatus generates a linear frequency modulation signal so that the ratio between the chirp rate α _s and the center frequency f _s in each frequency band is equal, the delay time shift Δτ between the frequency bands is compensated. can do.

FIG. 7 is an explanatory diagram illustrating an example of a result of compensating for a frequency modulation signal in a plurality of frequency bands generated by the DDSs 4-1 to 4-S and a delay time shift between the frequency bands.

次に、レーダ装置の動作について説明する。
まず、信号生成部１は、離れている複数の周波数帯域における線形の周波数変調信号をそれぞれ生成し、それぞれ生成した複数の周波数変調信号の合成信号を信号送信部９に出力する。
以下、信号生成部１の動作を具体的に説明する。Next, the operation of the radar apparatus will be described.
First, the signal generation unit 1 generates linear frequency modulation signals in a plurality of separated frequency bands, and outputs a combined signal of the generated frequency modulation signals to the signal transmission unit 9.
Hereinafter, the operation of the signal generation unit 1 will be specifically described.

信号生成部１の基準信号発生回路２は、基準信号を発生する。
信号生成部１の制御装置３は、離れている複数の周波数帯域における周波数変調信号の送信開始時刻、開始周波数、チャープ率及び信号長を示す制御情報をＤＤＳ４−１〜４−Ｓ及び信号処理回路１９に出力する。
信号生成部１のＤＤＳ４−１〜４−Ｓは、基準信号発生回路２から発生された基準信号と、制御装置３から出力された制御情報とに従って周波数変調信号を生成し、生成した周波数変調信号をミキサ６−１〜６−Ｓに出力する。
図７では、説明の簡単化のため、Ｓ＝２であり、２つの周波数変調信号が生成される例を示している。
ＤＤＳ４−１〜４−Ｓにより生成される各々の周波数変調信号は、周波数帯域間の遅延時間ずれを補償するために、式（２６）に示すように、各々の周波数帯域のチャープ率α_ｓと中心周波数ｆ_ｓとの比が等しくなるように生成されている。The reference signal generation circuit 2 of the signal generator 1 generates a reference signal.
The control device 3 of the signal generation unit 1 transmits control information indicating transmission start time, start frequency, chirp rate, and signal length of frequency modulation signals in a plurality of distant frequency bands to DDSs 4-1 to 4-S and a signal processing circuit. 19 output.
The DDSs 4-1 to 4-S of the signal generation unit 1 generate a frequency modulation signal according to the reference signal generated from the reference signal generation circuit 2 and the control information output from the control device 3, and the generated frequency modulation signal Are output to the mixers 6-1 to 6-S.
FIG. 7 shows an example in which S = 2 and two frequency modulation signals are generated to simplify the description.
Each frequency modulation signal generated by the DDS 4-1 to 4 -S has a chirp rate α _s of each frequency band as shown in the equation (26) in order to compensate for a delay time shift between the frequency bands. It is generated so that the ratio to the center frequency f _s becomes equal.

信号生成部１の高周波信号発生回路５は、高周波信号を発生する。
信号生成部１のミキサ６−１〜６−Ｓは、ＤＤＳ４−１〜４−Ｓから出力された周波数変調信号に、高周波信号発生回路５から発生された高周波信号を混合して、ＤＤＳ４−１〜４−Ｓから出力された周波数変調信号の周波数を変換し、周波数変換後の周波数変調信号をフィルタ７−１〜７−Ｓに出力する。
信号生成部１のフィルタ７−１〜７−Ｓは、ミキサ６−１〜６−Ｓより出力された周波数変調信号から所望の信号帯域の信号を取り出し、取り出した信号帯域の信号を合成器８に出力する。
信号生成部１の合成器８は、フィルタ７−１〜７−Ｓの出力信号を合成し、複数の出力信号の合成信号を送信信号として増幅器１０に出力する。The high frequency signal generation circuit 5 of the signal generator 1 generates a high frequency signal.
The mixers 6-1 to 6 -S of the signal generation unit 1 mix the high frequency signal generated from the high frequency signal generation circuit 5 with the frequency modulation signal output from the DDS 4-1 to 4 -S, thereby obtaining the DDS 4-1. The frequency modulation signal output from ˜4-S is converted, and the frequency modulation signal after the frequency conversion is output to the filters 7-1 to 7-S.
Filters 7-1 to 7-S of the signal generation unit 1 extract a signal of a desired signal band from the frequency modulation signals output from the mixers 6-1 to 6-S, and combine the extracted signal band of the signal into the synthesizer 8. Output to.
The synthesizer 8 of the signal generation unit 1 synthesizes the output signals of the filters 7-1 to 7-S, and outputs a synthesized signal of a plurality of output signals to the amplifier 10 as a transmission signal.

信号送信部９は、信号生成部１から出力された合成信号である送信信号を送信する。
以下、信号送信部９の動作を具体的に説明する。
信号送信部９の増幅器１０は、信号生成部１の合成器８から送信信号を受けると、その送信信号を増幅し、増幅後の送信信号を送受切替器１１に出力する。
信号送信部９の送受切替器１１は、増幅器１０から出力された送信信号をアンテナ１２に出力する。
アンテナ１２は、送受切替器１１から出力された送信信号を目標に向けて空間に放射する。The signal transmission unit 9 transmits a transmission signal that is a combined signal output from the signal generation unit 1.
Hereinafter, the operation of the signal transmission unit 9 will be specifically described.
When receiving the transmission signal from the synthesizer 8 of the signal generation unit 1, the amplifier 10 of the signal transmission unit 9 amplifies the transmission signal and outputs the amplified transmission signal to the transmission / reception switch 11.
The transmission / reception switch 11 of the signal transmission unit 9 outputs the transmission signal output from the amplifier 10 to the antenna 12.
The antenna 12 radiates the transmission signal output from the transmission / reception switch 11 to the space toward the target.

信号受信部１３は、信号送信部９により送信された送信信号が目標に反射された信号である反射信号を受信する。
以下、信号受信部１３の動作を具体的に説明する。
アンテナ１２は、目標に反射された信号である反射信号を受信し、受信した反射信号を受信信号として送受切替器１１に出力する。
信号受信部１３の送受切替器１１は、アンテナ１２から出力された受信信号を増幅器１４に出力する。The signal receiving unit 13 receives a reflected signal that is a signal obtained by reflecting the transmission signal transmitted by the signal transmitting unit 9 to the target.
Hereinafter, the operation of the signal receiving unit 13 will be specifically described.
The antenna 12 receives a reflected signal that is a signal reflected by the target, and outputs the received reflected signal to the transmission / reception switch 11 as a received signal.
The transmission / reception switch 11 of the signal receiving unit 13 outputs the reception signal output from the antenna 12 to the amplifier 14.

信号受信部１３の増幅器１４は、送受切替器１１から出力された受信信号を増幅し、増幅後の受信信号をミキサ１５に出力する。
信号受信部１３のミキサ１５は、増幅器１４から出力された受信信号に、高周波信号発生回路５から発生された高周波信号を混合して、増幅器１４から出力された受信信号の周波数を変換し、周波数変換後の受信信号をフィルタ１６に出力する。
信号受信部１３のフィルタ１６は、ミキサ１５より出力された受信信号から所望の信号帯域の信号を取り出し、取り出した信号帯域の信号を増幅器１７に出力する。
信号受信部１３の増幅器１７は、フィルタ１６の出力信号を増幅し、増幅後の出力信号をＡ／Ｄ変換器１８に出力する。
信号受信部１３のＡ／Ｄ変換器１８は、増幅器１７から出力された信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、デジタル信号を信号処理回路１９に出力する。The amplifier 14 of the signal receiving unit 13 amplifies the reception signal output from the transmission / reception switch 11 and outputs the amplified reception signal to the mixer 15.
The mixer 15 of the signal receiving unit 13 mixes the reception signal output from the amplifier 14 with the high-frequency signal generated from the high-frequency signal generation circuit 5, converts the frequency of the reception signal output from the amplifier 14, The converted received signal is output to the filter 16.
The filter 16 of the signal receiving unit 13 extracts a signal in a desired signal band from the reception signal output from the mixer 15, and outputs the extracted signal band signal to the amplifier 17.
The amplifier 17 of the signal receiving unit 13 amplifies the output signal of the filter 16 and outputs the amplified output signal to the A / D converter 18.
The A / D converter 18 of the signal receiving unit 13 converts the signal output from the amplifier 17 from an analog signal to a digital signal, and outputs the digital signal to the signal processing circuit 19.

信号処理回路１９のクロススペクトル算出部２１は、式（１）に示すように、信号受信部１３により受信された反射信号である受信信号と信号送信部９により送信された合成信号との複数の周波数帯域におけるクロススペクトルｘ（τ）を算出する。
以下、クロススペクトル算出部２１の処理内容を具体的に説明する。The cross spectrum calculation unit 21 of the signal processing circuit 19 includes a plurality of received signals, which are reflected signals received by the signal receiving unit 13, and a composite signal transmitted by the signal transmitting unit 9, as shown in Expression (1). A cross spectrum x (τ) in the frequency band is calculated.
Hereinafter, the processing content of the cross spectrum calculation part 21 is demonstrated concretely.

クロススペクトル算出部２１は、制御装置３から出力された制御信号が示す複数の周波数帯域における周波数変調信号の送信開始時刻を基準にして、Ａ／Ｄ変換器１８から出力されたデジタル信号をフーリエ変換することで、デジタル信号に含まれている複数の周波数帯域における周波数変調信号（以下、「受信変調信号」と称する）の周波数成分を求める。
また、クロススペクトル算出部２１は、制御装置３から出力された制御信号及び基準信号発生回路２から出力された基準信号に基づいて、ＤＯＳ４−１〜４−Ｓにより生成される周波数変調信号と同様の周波数変調信号（以下、「送信変調信号」と称する）を生成し、生成した送信変調信号をフーリエ変換する。
クロススペクトル算出部２１は、各々の周波数帯域における受信変調信号の周波数成分と、各々の受信変調信号の周波数成分と対応する周波数帯域における送信変調信号のフーリエ変換の複素共役成分との積であるクロススペクトルｘ（τ）をそれぞれ算出する（図５のステップＳＴ１）。The cross spectrum calculation unit 21 performs a Fourier transform on the digital signal output from the A / D converter 18 with reference to transmission start times of frequency modulation signals in a plurality of frequency bands indicated by the control signal output from the control device 3. Thus, frequency components of frequency modulation signals (hereinafter referred to as “reception modulation signals”) in a plurality of frequency bands included in the digital signal are obtained.
Further, the cross spectrum calculation unit 21 is similar to the frequency modulation signal generated by the DOSs 4-1 to 4-S based on the control signal output from the control device 3 and the reference signal output from the reference signal generation circuit 2. Frequency modulation signal (hereinafter referred to as “transmission modulation signal”) is generated, and the generated transmission modulation signal is Fourier transformed.
The cross spectrum calculation unit 21 is the product of the frequency component of the reception modulation signal in each frequency band and the complex conjugate component of the Fourier transform of the transmission modulation signal in the frequency band corresponding to the frequency component of each reception modulation signal. Each spectrum x (τ) is calculated (step ST1 in FIG. 5).

信号処理回路１９の距離算出部２２は、式（９）〜（２３）に従って、Ａ／Ｄ変換器１８から出力された受信変調信号を用いて、受信変調信号の遅延時間τ_ｋを算出する（図５のステップＳＴ２）。受信変調信号の遅延時間τ_ｋは、送信変調信号の送信開始時刻からの遅延時間である。
次に、距離算出部２２は、遅延時間τ_ｋを式（２４）に代入することで、目標までの距離ｒ_ｋを算出する（図５のステップＳＴ３）。
以下、距離算出部２２による距離ｒ_ｋの算出処理を具体的に説明する。The distance calculation unit 22 of the signal processing circuit 19 calculates the delay time τ _k of the reception modulation signal using the reception modulation signal output from the A / D converter 18 according to the equations (9) to (23) ( Step ST2 in FIG. The delay time τ _k of the reception modulation signal is a delay time from the transmission start time of the transmission modulation signal.
Next, the distance calculation unit 22 calculates the distance r _k to the target by substituting the delay time τ _k into the equation (24) (step ST3 in FIG. 5).
It will be specifically described below a process for calculating the distance r _k by the distance calculating unit 22.

距離算出部２２は、クロススペクトル算出部２１が複数の周波数帯域におけるクロススペクトルｘ（τ）を算出すると、図６に示すように、複数の周波数帯域におけるクロススペクトルに含まれている複数の周波数成分のうち、２つ以上の周波数成分を含む集合を２つ生成する。
即ち、距離算出部２２は、図６に示すように、２つの集合のうち、一方の集合に含まれている複数の周波数成分の周波数のそれぞれを所定の周波数だけシフトしたとき、周波数をシフトした複数の周波数成分における周波数軸上の配置が、他方の集合に含まれている複数の周波数成分における周波数軸上の配置と同一になるような２つの集合を生成する。
式（１８）で表されるＫ_１は、一方の集合に含まれる周波数成分を選択する行列を表しており、式（１９）で表されるＫ_２は、他方の集合に含まれる周波数成分を選択する行列を表している。When the cross spectrum calculation unit 21 calculates the cross spectrum x (τ) in a plurality of frequency bands, the distance calculation unit 22 has a plurality of frequency components included in the cross spectrum in the plurality of frequency bands as shown in FIG. Among them, two sets including two or more frequency components are generated.
That is, as shown in FIG. 6, the distance calculation unit 22 shifts the frequency when each of the frequencies of the plurality of frequency components included in one of the two sets is shifted by a predetermined frequency. Two sets are generated such that the arrangement on the frequency axis of the plurality of frequency components is the same as the arrangement on the frequency axis of the plurality of frequency components included in the other set.
K ₁ represented by Expression (18) represents a matrix for selecting frequency components included in one set, and K ₂ represented by Expression (19) represents frequency components included in the other set. Represents a matrix to select.

次に、距離算出部２２は、２つの集合の間で対応する周波数成分の相対関係を用いて、受信信号の遅延時間τ_ｋを推定し、推定した遅延時間を式（２４）に代入することで、目標までの距離ｒ_ｋを算出する。Next, the distance calculation unit 22 estimates the delay time τ _k of the received signal using the relative relationship of the corresponding frequency components between the two sets, and substitutes the estimated delay time into Expression (24). in, and calculates the distance r _k to the target.

以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、距離算出部２２が、クロススペクトル算出部２１により算出されたクロススペクトルに含まれている複数の周波数成分のうち、２つ以上の周波数成分を含む集合を２つ生成し、２つの集合の間で対応する周波数成分の相対関係を用いて、遅延時間を推定するように構成したので、偽目標の発生を招くことなく、高距離分解能化を実現することができる効果を奏する。
ＤＯＡの推定問題では、アレイアンテナを構成する複数の素子の間隔が広い場合の素子間位相差がグレーティングローブの発生原因となるが、この実施の形態１では、素子間隔が広い素子間位相差に相当する周波数成分の相対関係を使用しないため、偽目標の発生を抑制することができる。As is apparent from the above, according to the first embodiment, the distance calculation unit 22 uses two or more frequencies among a plurality of frequency components included in the cross spectrum calculated by the cross spectrum calculation unit 21. Since two sets including components are generated and the delay time is estimated by using the relative relationship of the corresponding frequency components between the two sets, high range resolution can be achieved without incurring false targets. There is an effect that can be realized.
In the DOA estimation problem, the inter-element phase difference in the case where the distance between the plurality of elements constituting the array antenna is large causes the generation of grating lobes. However, in the first embodiment, the inter-element phase difference has a wide element distance. Since the relative relationship of the corresponding frequency components is not used, generation of false targets can be suppressed.

また、この実施の形態１によれば、信号生成部１が、各々の周波数帯域において、周波数変調信号のチャープ率と、周波数変調信号の中心周波数との比が等しくなるように、複数の周波数帯域における線形の周波数変調信号をそれぞれ生成するように構成したので、目標の移動速度が変化しても、目標までの距離の算出精度の低下を抑えることができる効果を奏する。 Further, according to the first embodiment, the signal generation unit 1 has a plurality of frequency bands so that the ratio between the chirp rate of the frequency modulation signal and the center frequency of the frequency modulation signal is equal in each frequency band. Therefore, even if the target moving speed changes, there is an effect that it is possible to suppress a decrease in the calculation accuracy of the distance to the target.

実施の形態２．
この実施の形態２では、距離算出部２２により生成される２つの集合の配置が中心対称となるように、複数の周波数帯域を中心対称に配置して、複数の周波数帯域における周波数変調信号をそれぞれ生成する例を説明する。Embodiment 2. FIG.
In the second embodiment, a plurality of frequency bands are arranged symmetrically so that the arrangement of the two sets generated by the distance calculation unit 22 is centrally symmetric, and the frequency modulation signals in the plurality of frequency bands are respectively transmitted. An example of generation will be described.

信号生成部１は、上記実施の形態１と同様に、離れている複数の周波数帯域における線形の周波数変調信号をそれぞれ生成し、それぞれ生成した複数の周波数変調信号の合成信号を信号送信部９に出力する。
ただし、この実施の形態２では、信号生成部１は、複数の周波数帯域における線形の周波数変調信号をそれぞれ生成する際、上記実施の形態１と異なり、距離算出部２２により生成される２つの集合の配置が中心対称となるように、複数の周波数帯域を中心対称に配置する。
図８は、２つの集合の配置が中心対称となる場合の、遅延時間の推定問題と等価なＤＯＡの推定問題における２つのシフト不変なサブアレイの例を示す説明図である。
図８において、サブアレイ（１）とサブアレイ（２）の配置が中心対称になっている。
図８では、サブアレイ（１）とサブアレイ（２）の配置が中心対称になっている例を示しているが、図９に示すように、サブアレイ（１）とサブアレイ（２）の素子数が同じであり、サブアレイ（１）及びサブアレイ（２）の素子がそれぞれ等間隔に配置されたシフト不変なサブアレイであってもよい。Similarly to the first embodiment, the signal generation unit 1 generates linear frequency modulation signals in a plurality of separated frequency bands, and generates a combined signal of the generated frequency modulation signals in the signal transmission unit 9. Output.
However, in the second embodiment, the signal generator 1 generates two sets generated by the distance calculator 22, unlike the first embodiment, when generating linear frequency modulation signals in a plurality of frequency bands, respectively. A plurality of frequency bands are arranged in a symmetric manner so that the arrangement of
FIG. 8 is an explanatory diagram showing an example of two shift-invariant subarrays in the DOA estimation problem equivalent to the delay time estimation problem when the arrangement of the two sets is centrally symmetric.
In FIG. 8, the arrangement of the subarray (1) and the subarray (2) is symmetric with respect to the center.
FIG. 8 shows an example in which the arrangement of the subarray (1) and the subarray (2) is symmetric with respect to the center. However, as shown in FIG. 9, the number of elements in the subarray (1) and the subarray (2) is the same. Further, it may be a shift-invariant subarray in which the elements of the subarray (1) and the subarray (2) are arranged at equal intervals.

信号処理回路１９の距離算出部２２は、クロススペクトル算出部２１が複数の周波数帯域におけるクロススペクトルｘ（τ）を算出すると、上記実施の形態１と同様に、目標の反射信号である受信信号の遅延時間τ_ｋを推定する。
ただし、この実施の形態２では、距離算出部２２は、受信信号の遅延時間τ_ｋを推定する際、実数演算によるユニタリＥＳＰＲＩＴを用いる点で、上記実施の形態１と異なっている。When the cross spectrum calculation unit 21 calculates the cross spectrum x (τ) in a plurality of frequency bands, the distance calculation unit 22 of the signal processing circuit 19 determines the received signal that is the target reflected signal as in the first embodiment. The delay time τ _k is estimated.
However, the second embodiment is different from the first embodiment in that the distance calculation unit 22 uses a unitary ESPRIT by a real number calculation when estimating the delay time τ _k of the received signal.

以下、距離算出部２２による遅延時間τ_ｋの推定処理を具体的に説明する。
距離算出部２２は、式（９）の代わりに、以下の式（２７）によって共分散行列Ｒを算出する。Ｘの上のバーは、複素共役を表す記号である。
式（２７）による共分散行列Ｒの算出は、受信信号の信号数を２倍にして、ＦＢ（ＦｏｒｗａｒｄＢａｃｋｗａｒｄ）空間平均を適用することに相当する。

距離算出部２２は、上記実施の形態１と同様に、式（１１）で定義される空間平均法を共分散行列Ｒに適用して、共分散行列Ｒチルダを算出する。Hereinafter, the process of estimating the delay time τ _k by the distance calculation unit 22 will be specifically described.
The distance calculation unit 22 calculates the covariance matrix R by the following equation (27) instead of the equation (9). The bar above X is a symbol representing the complex conjugate.
Calculation of the covariance matrix R according to Expression (27) corresponds to doubling the number of received signals and applying an FB (Forward Backward) spatial average.

The distance calculation unit 22 calculates the covariance matrix R tilde by applying the spatial averaging method defined by Equation (11) to the covariance matrix R, as in the first embodiment.

次に、距離算出部２２は、以下の式（２８）に示すように、共分散行列Ｒチルダを実数値行列Τ（Ｒチルダ）に変換する。

式（２８）において、Ｑ_{Ｍ−Ｓ（Ｌ−１）}は、Ｍ−Ｓ（Ｌ−１）が偶数であれば、以下の式（２９）で表され、Ｍ−Ｓ（Ｌ−１）が奇数であれば、以下の式（３０）で表される。

Next, the distance calculation unit 22 converts the covariance matrix R tilde into a real value matrix Τ (R tilde) as shown in the following equation (28).

In the formula (28), Q _{MS (L-1)} is represented by the following formula (29) if MS (L-1) is an even number, and MS (L-1) is If it is an odd number, it is represented by the following equation (30).

この実施の形態２では、式（１８）で表されるＫ_１は、以下の式（３１）で表され、式（１９）で表されるＫ_２は、以下の式（３２）で表される。

以降、距離算出部２２は、上記実施の形態１と同様に、受信信号の遅延時間τ_ｋを推定し、推定した遅延時間τ_ｋを用いて、目標までの距離ｒ_ｋを算出する。In the second embodiment, K ₁ represented by the formula (18) is represented by the following formula (31), and K ₂ represented by the formula (19) is represented by the following formula (32). The

Later, the distance calculation unit 22, as in the first embodiment, estimates the delay time tau _k of the received signal, using the delay time tau _k estimated to calculate the distance r _k to the target.

以上で明らかなように、この実施の形態２によれば、信号生成部１が、距離算出部２２により生成される２つの集合の配置が中心対称となるように、複数の周波数帯域を中心対称に配置して、複数の周波数帯域における周波数変調信号をそれぞれ生成するように構成したので、距離算出部２２では、実数演算によるユニタリＥＳＰＲＩＴを用いて、目標までの距離を算出することができる。この結果、距離の算出精度の向上と計算負荷の低減を図ることができる。 As is apparent from the above, according to the second embodiment, the signal generation unit 1 has a plurality of frequency bands that are centrosymmetric so that the arrangement of the two sets generated by the distance calculation unit 22 is centrosymmetric. Since the frequency modulation signals in a plurality of frequency bands are generated, the distance calculation unit 22 can calculate the distance to the target using the unitary ESPRIT based on the real number calculation. As a result, it is possible to improve the calculation accuracy of the distance and reduce the calculation load.

実施の形態３．
上記実施の形態１，２では、距離算出部２２が、信号受信部１３により受信された反射信号を用いて、目標までの距離ｒ_ｋを算出する例を示している。
この実施の形態３では、距離算出部２２が、信号受信部１３により受信された反射信号に含まれている複数の周波数成分の中から、目標の速度により発生するドップラー周波数に対応する周波数成分と、ドップラー周波数に隣接している周波数に対応する周波数成分とをそれぞれ抽出する。
そして、距離算出部２２は、それぞれ抽出した周波数成分を含む信号から、目標までの距離ｒ_ｋを算出する例を説明する。Embodiment 3 FIG.
In the first and second embodiments, the distance calculation unit 22, by using a reflected signal received by the signal receiving unit 13, an example of calculating the distance r _k to the target.
In the third embodiment, the distance calculation unit 22 includes a frequency component corresponding to the Doppler frequency generated by the target speed from among a plurality of frequency components included in the reflected signal received by the signal reception unit 13. The frequency component corresponding to the frequency adjacent to the Doppler frequency is extracted.
Then, the distance calculation unit 22, the signal including the frequency components extracted, respectively, an example of calculating the distance r _k to the target.

まず、信号生成部１は、複数の周波数変調信号の合成信号を一定間隔で出力し、信号送信部９は、信号生成部１から出力された合成信号を送信する。
信号受信部１３は、信号送信部９により送信された送信信号が目標に反射された信号である反射信号を受信する。
距離算出部２２は、信号受信部１３のＡ／Ｄ変換器１８から出力された複数の受信変調信号から構成されている計測行列Ｘを行方向にフーリエ変換する。
次に、距離算出部２２は、行方向のフーリエ変換結果が示す周波数成分の中から、所望の目標速度により発生するドップラー周波数に対応する周波数成分と、ドップラー周波数と隣接している周波数に対応する周波数成分とをそれぞれ抽出する。ここで、所望の目標速度により発生するドップラー周波数は、事前に設定されている周波数である。
この実施の形態３では、ドップラー周波数と隣接している周波数に対応する周波数成分は、行方向のフーリエ変換結果が示す周波数成分の中で、ドップラー周波数よりも１つ高い周波数に対応する周波数成分と、ドップラー周波数よりも１つ低い周波数に対応する周波数成分とを含むものとする。ただし、これは一例に過ぎず、ドップラー周波数と隣接している周波数は、ドップラー周波数との差分が〇〇Ｈｚ以内の周波数であると定義されている場合、ドップラー周波数から〇〇Ｈｚ以内の周波数に対応する周波数成分を抽出すればよい。First, the signal generator 1 outputs a composite signal of a plurality of frequency modulation signals at regular intervals, and the signal transmitter 9 transmits the composite signal output from the signal generator 1.
The signal receiving unit 13 receives a reflected signal that is a signal obtained by reflecting the transmission signal transmitted by the signal transmitting unit 9 to the target.
The distance calculation unit 22 performs a Fourier transform in the row direction on the measurement matrix X composed of a plurality of reception modulation signals output from the A / D converter 18 of the signal reception unit 13.
Next, the distance calculation unit 22 corresponds to a frequency component corresponding to a Doppler frequency generated by a desired target speed, and a frequency adjacent to the Doppler frequency, among the frequency components indicated by the Fourier transform result in the row direction. Each frequency component is extracted. Here, the Doppler frequency generated at a desired target speed is a frequency set in advance.
In the third embodiment, the frequency component corresponding to the frequency adjacent to the Doppler frequency is the frequency component corresponding to the frequency one higher than the Doppler frequency among the frequency components indicated by the Fourier transform result in the row direction. And a frequency component corresponding to a frequency one lower than the Doppler frequency. However, this is only an example, and the frequency adjacent to the Doppler frequency is defined as a frequency within 0.00 Hz from the Doppler frequency when the difference from the Doppler frequency is defined as a frequency within 0.00 Hz. A corresponding frequency component may be extracted.

距離算出部２２は、それぞれ抽出した周波数成分を以下の式（３３）に示す計測行列Ｘ’と定義し、計測行列Ｘ’の共分散行列Ｒを算出する。

式（３３）において、Ｎ’は、距離算出部２２により抽出された周波数成分の数である。
距離算出部２２は、算出した共分散行列Ｒを用いて、それぞれ抽出した周波数成分を含む信号の遅延時間τ_ｋを推定し、推定した遅延時間τ_ｋを用いて、目標までの距離ｒ_ｋを算出する。The distance calculation unit 22 defines each extracted frequency component as a measurement matrix X ′ represented by the following equation (33), and calculates a covariance matrix R of the measurement matrix X ′.

In Expression (33), N ′ is the number of frequency components extracted by the distance calculation unit 22.
The distance calculation unit 22 estimates the delay time τ _{k of the} signal including the extracted frequency component using the calculated covariance matrix R, and uses the estimated delay time τ _k to calculate the distance r _k to the target. calculate.

以上で明らかなように、この実施の形態３によれば、距離算出部２２が、信号受信部１３により受信された反射信号に含まれている複数の周波数成分の中から、目標の速度により発生するドップラー周波数に対応する周波数成分と、ドップラー周波数に隣接している周波数に対応する周波数成分とをそれぞれ抽出し、それぞれ抽出した周波数成分を含む信号の遅延時間を推定するように構成したので、目標の速度から離れた速度で移動している物体からの反射信号の影響を抑圧することができる。その結果、上記実施の形態１，２よりも、距離の算出精度を高めることができる効果を奏する。 As is apparent from the above, according to the third embodiment, the distance calculation unit 22 is generated at a target speed from among a plurality of frequency components included in the reflected signal received by the signal reception unit 13. The frequency component corresponding to the Doppler frequency and the frequency component corresponding to the frequency adjacent to the Doppler frequency are each extracted, and the delay time of the signal including each extracted frequency component is estimated. It is possible to suppress the influence of the reflected signal from the object moving at a speed away from the speed of. As a result, there is an effect that the accuracy of calculating the distance can be improved as compared with the first and second embodiments.

実施の形態４．
上記実施の形態１，２，３では、離れている複数の周波数帯域における線形の周波数変調信号をそれぞれ生成し、それぞれ生成した複数の周波数変調信号の合成信号を出力する信号生成部１と、信号生成部１から出力された合成信号を送信する信号送信部９と、信号送信部９により送信された合成信号が目標に反射された信号である反射信号を受信する信号受信部１３と、信号受信部１３により受信された反射信号と信号送信部９により送信された合成信号との複数の周波数帯域におけるクロススペクトルを算出するクロススペクトル算出部２１とを設け、クロススペクトル算出部２１により算出された複数の周波数帯域におけるクロススペクトルを用いて、目標までの距離を算出する例を示している。
この実施の形態４では、クロススペクトル算出部２１の代わりに、信号受信部１３により受信された反射信号と信号送信部９により送信された合成信号との複数の周波数帯域におけるビート信号を算出するビート信号算出部を備え、距離算出部２２が、クロススペクトル算出部２１により算出されたクロススペクトルの代わりに、前記ビート信号算出部により算出された複数の周波数帯域におけるビート信号から、目標までの距離を算出する例を説明する。Embodiment 4 FIG.
In the first, second, and third embodiments, the signal generation unit 1 that generates linear frequency modulation signals in a plurality of separated frequency bands and outputs a combined signal of the generated frequency modulation signals, A signal transmission unit 9 that transmits the combined signal output from the generation unit 1, a signal reception unit 13 that receives a reflected signal that is a signal reflected by the combined signal transmitted by the signal transmission unit 9, and a signal reception A cross spectrum calculation unit 21 for calculating a cross spectrum in a plurality of frequency bands of the reflected signal received by the unit 13 and the combined signal transmitted by the signal transmission unit 9 is provided, and a plurality of values calculated by the cross spectrum calculation unit 21 are provided. The example which calculates the distance to a target is shown using the cross spectrum in the frequency band.
In the fourth embodiment, instead of the cross spectrum calculation unit 21, beats for calculating beat signals in a plurality of frequency bands of the reflected signal received by the signal reception unit 13 and the combined signal transmitted by the signal transmission unit 9 are used. A signal calculation unit, and the distance calculation unit 22 calculates the distance to the target from beat signals in a plurality of frequency bands calculated by the beat signal calculation unit instead of the cross spectrum calculated by the cross spectrum calculation unit 21. An example of calculation will be described.

まず、１個の目標に反射され、遅延時間τの信号の受信信号のｓ番目の周波数帯域におけるビート信号のサンプリングデータは、式（４）と同形式の式（３４）で表現される。

ｍ_ｓは、ｓ番目の周波数帯域の標本数、ｆ_ｓは、ｓ番目の周波数帯域の中心周波数、Δωは、以下の式（３５）で表される。

式（３５）において、αはチャープ率、Δｔはビート信号のサンプリング間隔である。
式（４）と式（３４）は、同形式であるため、距離算出部２２は、それぞれ抽出したビート信号を式（１０）に示した計測行列Xとして取り扱うことで、実施の形態１，２，３と同様に距離を算出することができる。即ち、クロススペクトルをビート信号に置き換え、クロススペクトルに含まれている複数の周波数成分を、ビート信号に含まれている複数の標本点に置き換えれば、実施の形態１，２，３と同様に、目標までの距離を算出することができる。
この実施の形態４では、距離算出部２２は、ビート信号算出部により算出されたビート信号に含まれている複数の標本点のうち、２つ以上の標本点を含む集合を２つ生成し、２つの集合の間で対応する標本点の相対関係を用いて、遅延時間を推定することになる。First, the sampling data of the beat signal reflected in one target and in the s-th frequency band of the received signal having the delay time τ is expressed by Expression (34) having the same format as Expression (4).

m _s is the number of samples in the s-th frequency band, f _s is the center frequency of the s-th frequency band, and Δω is expressed by the following equation (35).

In equation (35), α is the chirp rate and Δt is the sampling interval of the beat signal.
Since Expression (4) and Expression (34) have the same format, the distance calculation unit 22 treats each extracted beat signal as the measurement matrix X shown in Expression (10), thereby enabling the first and second embodiments. , 3, the distance can be calculated. That is, if the cross spectrum is replaced with a beat signal and a plurality of frequency components included in the cross spectrum are replaced with a plurality of sample points included in the beat signal, as in the first, second, and third embodiments, The distance to the target can be calculated.
In the fourth embodiment, the distance calculation unit 22 generates two sets including two or more sample points among a plurality of sample points included in the beat signal calculated by the beat signal calculation unit, The delay time is estimated using the relative relationship of the corresponding sample points between the two sets.

以上で明らかなように、この実施の形態４によれば、クロススペクトル算出部２１の代わりにビート信号算出部が、信号受信部１３により受信された反射信号と信号送信部９により送信された合成信号との複数の周波数帯域におけるビート信号を算出するように構成したので、距離算出部２２が、それぞれ算出したビート信号から、目標までの距離を算出することができる。この結果、サンプリング周波数を低くし、少ない計算量で目標までの距離を算出することができる。 As apparent from the above, according to the fourth embodiment, the beat signal calculation unit instead of the cross spectrum calculation unit 21 combines the reflected signal received by the signal reception unit 13 and the signal transmission unit 9. Since it is configured to calculate beat signals in a plurality of frequency bands with the signal, the distance calculation unit 22 can calculate the distance to the target from each calculated beat signal. As a result, the sampling frequency can be lowered, and the distance to the target can be calculated with a small amount of calculation.

なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。 In the present invention, within the scope of the invention, any combination of the embodiments, any modification of any component in each embodiment, or omission of any component in each embodiment is possible. .

この発明は、目標までの距離を算出するレーダ装置に適している。 The present invention is suitable for a radar apparatus that calculates a distance to a target.

１信号生成部、２基準信号発生回路、３制御装置、４−１〜４−ＳＤＤＳ、５高周波信号発生回路、６−１〜６−Ｓミキサ、７−１〜７−Ｓフィルタ、８合成器、９信号送信部、１０増幅器、１１送受切替器、１２アンテナ、１３信号受信部、１４増幅器、１５ミキサ、１６フィルタ、１７増幅器、１８Ａ／Ｄ変換器、１９信号処理回路、２１クロススペクトル算出部、２２距離算出部、３１クロススペクトル算出回路、３２距離算出回路、４１メモリ、４２プロセッサ。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Signal generation part, 2 Reference signal generation circuit, 3 Control apparatus, 4-1 to 4-S DDS, 5 High frequency signal generation circuit, 6-1 to 6-S mixer, 7-1 to 7-S filter, 8 synthesis | combination , 9 signal transmitter, 10 amplifier, 11 transmission / reception switch, 12 antenna, 13 signal receiver, 14 amplifier, 15 mixer, 16 filter, 17 amplifier, 18 A / D converter, 19 signal processing circuit, 21 cross spectrum Calculation unit, 22 Distance calculation unit, 31 Cross spectrum calculation circuit, 32 Distance calculation circuit, 41 Memory, 42 Processor.

この発明に係るレーダ装置は、離れている複数の周波数帯域における線形の周波数変調信号をそれぞれ生成し、それぞれ生成した複数の周波数変調信号の合成信号を出力する信号生成部と、信号生成部から出力された合成信号を送信する信号送信部と、信号送信部により送信された合成信号が目標に反射された信号である反射信号を受信する信号受信部と、信号受信部により受信された反射信号の複数の周波数帯域におけるそれぞれの周波数成分と信号生成部で生成された複数の周波数帯域における線形の周波数変調信号それぞれの周波数成分とから、複数の周波数帯域それぞれにおけるクロススペクトルを算出するクロススペクトル算出部と、信号受信部により受信された反射信号の受信時刻と合成信号の送信時刻との時刻差である反射信号の遅延時間を推定し、遅延時間から、目標までの距離を算出する距離算出部とを備え、距離算出部が、クロススペクトル算出部により算出された複数の周波数帯域におけるクロススペクトルに含まれている複数の周波数成分のうち、２つ以上の周波数成分を含む集合を２つ生成し、２つの集合の間で対応する周波数成分の相対関係を用いて、遅延時間を推定するようにしたものである。 A radar apparatus according to the present invention generates a linear frequency modulation signal in each of a plurality of separated frequency bands, outputs a combined signal of the generated frequency modulation signals, and outputs from the signal generation unit A signal transmitting unit that transmits the combined signal, a signal receiving unit that receives a reflected signal that is a signal obtained by reflecting the combined signal transmitted by the signal transmitting unit, and a reflected signal received by the signal receiving unit . A cross spectrum calculation unit for calculating a cross spectrum in each of the plurality of frequency bands from each frequency component in the plurality of frequency bands and each frequency component of the linear frequency modulation signal in the plurality of frequency bands generated by the signal generation unit; The reflected signal that is the time difference between the reception time of the reflected signal received by the signal receiver and the transmission time of the composite signal Estimating the delay time, the delay time, and a distance calculation unit that calculates a distance to the target, the distance calculation unit is included in the cross-spectrum at a plurality of frequency bands calculated by the cross-spectrum calculation unit Two sets including two or more frequency components among a plurality of frequency components are generated, and the delay time is estimated using the relative relationship of the corresponding frequency components between the two sets. .

この発明に係るレーダ装置は、離れている複数の周波数帯域における線形の周波数変調信号をそれぞれ生成し、それぞれ生成した複数の周波数変調信号の合成信号を出力する信号生成部と、信号生成部から出力された合成信号を送信する信号送信部と、信号送信部により送信された合成信号が目標に反射された信号である反射信号を受信する信号受信部と、信号受信部により受信された反射信号の複数の周波数帯域におけるそれぞれの周波数成分と信号生成部で生成された複数の周波数帯域における線形の周波数変調信号それぞれの周波数成分とから、複数の周波数帯域それぞれにおけるクロススペクトルを算出するクロススペクトル算出部と、信号受信部により受信された反射信号の受信時刻と合成信号の送信時刻との時刻差である反射信号の遅延時間を推定し、遅延時間から、目標までの距離を算出する距離算出部とを備え、距離算出部が、クロススペクトル算出部により算出された複数の周波数帯域におけるクロススペクトルに含まれている複数の周波数成分のうち、２つ以上の周波数成分を含む２つの集合を、一方の集合に含まれている複数の周波数成分の周波数をそれぞれシフトしたとき、周波数をシフトした複数の周波数成分における周波数軸上の配置が、他方の集合に含まれている複数の周波数成分における周波数軸上の配置と同一になる２つの集合として生成し、２つの集合の間で対応する周波数成分の相対関係を用いて、遅延時間を推定するようにしたものである。 A radar apparatus according to the present invention generates a linear frequency modulation signal in each of a plurality of separated frequency bands, outputs a combined signal of the generated frequency modulation signals, and outputs from the signal generation unit A signal transmitting unit that transmits the combined signal, a signal receiving unit that receives a reflected signal that is a signal obtained by reflecting the combined signal transmitted by the signal transmitting unit, and a reflected signal received by the signal receiving unit. A cross spectrum calculation unit for calculating a cross spectrum in each of the plurality of frequency bands from each frequency component in the plurality of frequency bands and each frequency component of the linear frequency modulation signal in the plurality of frequency bands generated by the signal generation unit; The reflected signal that is the time difference between the reception time of the reflected signal received by the signal receiver and the transmission time of the composite signal And a distance calculation unit that calculates a distance to the target from the delay time, and the distance calculation unit is included in the cross spectrum in the plurality of frequency bands calculated by the cross spectrum calculation unit When two sets including two or more frequency components among a plurality of frequency components are shifted in frequency of the plurality of frequency components included in one set, the frequencies in the plurality of frequency components shifted in frequency Generate as two sets in which the arrangement on the axis is the same as the arrangement on the frequency axis in a plurality of frequency components included in the other set, and use the relative relationship of the corresponding frequency components between the two sets Thus, the delay time is estimated.

この発明に係るレーダ装置は、離れている複数の周波数帯域における線形の周波数変調信号をそれぞれ生成し、それぞれ生成した複数の周波数変調信号を合成し、複数の周波数帯域の線形周波数変調信号である合成信号を出力する信号生成部と、信号生成部から出力された合成信号を送信信号として送信する信号送信部と、信号送信部により送信された送信信号が目標に反射された信号であり、複数の周波数帯域の線形周波数変調信号である受信信号を受信する信号受信部と、信号受信部により受信された受信信号の複数の周波数帯域におけるそれぞれの周波数帯域の周波数成分と、信号送信部により送信された送信信号の複数の周波数帯域における線形の周波数変調信号の複数の周波数帯域における、受信信号の複数の周波数帯域におけるそれぞれの周波数帯域の周波数成分に対応するそれぞれの周波数帯域の周波数成分とから、複数の周波数帯域それぞれにおけるクロススペクトルを算出するクロススペクトル算出部と、信号受信部により受信された受信信号の受信時刻と送信信号の送信時刻との時刻差である受信信号の遅延時間を推定し、遅延時間から、目標までの距離を算出する距離算出部とを備え、距離算出部は、クロススペクトル算出部により算出された複数の周波数帯域におけるクロススペクトルそれぞれに含まれている複数の周波数成分のうち、離れている複数の周波数帯域それぞれから周波数成分を１つ以上合計２つ以上含む一方の集合と、クロススペクトル算出部により算出された複数の周波数帯域におけるクロススペクトルそれぞれに含まれている複数の周波数成分のうち、一方の集合に含まれている周波数成分の周波数をそれぞれシフトしたとき、当該周波数をシフトした周波数成分における周波数軸上の配置と周波数軸上の配置が同一になる他方の集合を生成し、一方の集合と他方の集合との間で対応する周波数成分の相対関係を用いて、遅延時間を推定するようにしたものである。 The radar apparatus according to the present invention generates linear frequency modulation signals in a plurality of remote frequency bands , synthesizes the generated frequency modulation signals, and generates a linear frequency modulation signal in a plurality of frequency bands. a signal generator for outputting a signal, a signal transmission unit for transmitting the synthesized signal output from the signal generating unit as a transmission signal, a signal transmission signal transmitted by the signal transmitting unit is reflected to the target, a plurality of A signal receiving unit that receives a received signal that is a linear frequency modulation signal in the frequency band, a frequency component of each frequency band in a plurality of frequency bands of the received signal received by the signal receiving unit, and a signal transmitted by the signal transmitting unit in a plurality of frequency bands of the linear frequency modulated signals in a plurality of frequency bands of transmission signals, in a plurality of frequency bands of the received signal And a respective frequency band of the frequency component corresponding to the frequency component of the frequency band respectively, and cross spectrum calculating section that calculates a cross spectrum in each of a plurality of frequency bands, the reception of a reception signal received by the signal receiving section A distance calculation unit that estimates a delay time of the received signal that is a time difference between the time and the transmission time of the transmission signal, and calculates a distance from the delay time to the target. Among the plurality of frequency components included in each of the calculated cross spectrums in the plurality of frequency bands, one set including at least one frequency component from each of the plurality of distant frequency bands, and a cross spectrum, A plurality of rounds included in each cross spectrum in a plurality of frequency bands calculated by the calculation unit Within a few components, when shifting each frequency of one of the frequency components that are included in the set, the other the arrangement of the placement and the frequency axis on the frequency axis in the frequency component which is shifted the frequency is the same The delay time is estimated using the relative relationship of the corresponding frequency components between one set and the other set .

この実施の形態１のレーダ装置は、図６に示すように、複数の周波数帯域におけるクロススペクトルに含まれている複数の周波数成分のうち、２つ以上の周波数成分を含む集合を２つ生成し、２つの集合の間で対応する周波数成分の相対関係を用いて、反射信号である受信信号の遅延時間を推定する。
図６は、クロススペクトルに含まれている複数の周波数成分から生成される２つの集合の一例を示す説明図である。
図６では、図６に示すように、低い周波数帯域と、高い周波数帯域と、低い周波数帯域と高い周波数帯域間の相対関係を使用しない周波数帯域に分けた説明図である。
レーダ装置は、図６に示すように、２つの集合のうち、一方の集合に含まれている複数の周波数成分の周波数をそれぞれシフトしたとき、周波数をシフトした複数の周波数成分における周波数軸上の配置が、他方の集合に含まれている複数の周波数成分における周波数軸上の配置と同一になるような２つの集合を生成する。
図６では、一方の集合に含まれている複数の周波数成分の中で、低い周波数帯域に含む最も周波数が低い周波数成分と、他方の集合に含まれている複数の周波数成分の中で、低い周波数帯域に含む最も周波数が低い周波数成分とが、２つの集合の間で対応する、低い周波数帯域の周波数成分として例示し、一方の集合に含まれている複数の周波数成分の中で、高い周波数帯域に含む最も周波数が高い周波数成分と、他方の集合に含まれている複数の周波数成分の中で、高い周波数帯域に含む最も周波数が高い周波数成分とが、２つの集合の間で対応する、高い周波数帯域の周波数成分として例示している。
すなわち、図６図示から明らかなように、一方の集合には、低い周波数帯域の最も周波数が高い周波数成分以外のうち１つ以上の周波数成分を含むとともに、低い周波数帯域から離れている高い周波数帯域の最も周波数が高い周波数成分以外のうち１つ以上の周波数成分を含み、合計２つ以上の周波数成分を含んでいる。
また、他方の集合には、一方の集合に含まれている低い周波数帯域および高い周波数帯域それぞれに含まれている周波数成分の周波数シフトした周波数成分を含んでいる。
ただし、これは一例に過ぎず、一方の集合に含まれている低い周波数帯域における複数の周波数成分の中で、周波数がｎ番目に低い周波数成分と、他方の集合に含まれている低い周波数帯域における複数の周波数成分の中で、周波数がｎ番目に低い周波数成分とが、２つの集合の間で対応する周波数成分である。高い周波数帯域においても同様である。
２つの集合の特性を「シフト不変」と称し、シフトさせる所定の周波数は、同じ周波数帯域に含まれている２つの周波数成分の間の周波数差である。
２つの周波数成分は、例えば、隣接している２つの周波数の成分である。
なお、遅延時間の推定問題を、ＤＯＡの推定問題として取り扱うと、後述する図８及び図９において、サブアレイ（１）に含まれる複数の素子は、一方の集合に相当し、サブアレイ（２）に含まれる複数の素子は、他方の集合に相当する。 As shown in FIG. 6, the radar apparatus according to the first embodiment generates two sets including two or more frequency components among a plurality of frequency components included in a cross spectrum in a plurality of frequency bands. The delay time of the received signal, which is the reflected signal, is estimated using the relative relationship of the corresponding frequency components between the two sets.
FIG. 6 is an explanatory diagram illustrating an example of two sets generated from a plurality of frequency components included in the cross spectrum.
In FIG. 6, as illustrated in FIG. 6, the frequency band is divided into a low frequency band, a high frequency band, and a frequency band that does not use a relative relationship between the low frequency band and the high frequency band.
As shown in FIG. 6, the radar apparatus shifts the frequencies of a plurality of frequency components included in one of the two sets on the frequency axis of the plurality of frequency components shifted in frequency. Two sets are generated such that the arrangement is the same as the arrangement on the frequency axis of the plurality of frequency components included in the other set.
In Figure 6, among the plurality of frequency components included in one set, and the lowest frequency frequency components including the low frequency band, among the plurality of frequency components contained in the other set, low The frequency component with the lowest frequency included in the frequency band is exemplified as the frequency component of the low frequency band corresponding to the two sets , and the higher frequency among the plurality of frequency components included in one set The frequency component having the highest frequency included in the band and the frequency component having the highest frequency included in the high frequency band among the plurality of frequency components included in the other set correspond between the two sets. It is illustrated as a frequency component in a high frequency band .
That is, as apparent from FIG. 6, one set includes one or more frequency components other than the highest frequency component in the low frequency band and a high frequency band that is separated from the low frequency band. In addition to the frequency component having the highest frequency, one or more frequency components are included, and a total of two or more frequency components are included.
The other set includes frequency components that are frequency-shifted from the frequency components included in the low frequency band and the high frequency band included in the one set.
However, this is only an example, and among a plurality of frequency components in a low frequency band included in one set, the frequency component having the nth lowest frequency and a low frequency band included in the other set Among the plurality of frequency components, the frequency component having the nth lowest frequency is a frequency component corresponding to the two sets. The same applies to the high frequency band.
The characteristic of the two sets is called “shift invariant”, and the predetermined frequency to be shifted is the frequency difference between two frequency components included in the same frequency band.
The two frequency components are, for example, two adjacent frequency components.
When the delay time estimation problem is handled as a DOA estimation problem, in FIG. 8 and FIG. 9 described later, a plurality of elements included in the subarray (1) correspond to one set, and the subarray (2) The plurality of elements included correspond to the other set.

Claims

A signal generator that generates linear frequency modulation signals in a plurality of frequency bands that are separated from each other, and outputs a combined signal of the plurality of frequency modulation signals generated;
A signal transmission unit that transmits the combined signal output from the signal generation unit;
A signal receiving unit that receives a reflected signal that is a signal reflected by a target of the combined signal transmitted by the signal transmitting unit;
A cross spectrum calculation unit for calculating a cross spectrum in a plurality of frequency bands of the reflected signal received by the signal reception unit and the combined signal transmitted by the signal transmission unit;
A distance for estimating a delay time of the reflected signal, which is a time difference between a reception time of the reflected signal received by the signal receiving unit and a transmission time of the combined signal, and calculating a distance to the target from the delay time A calculation unit,
The distance calculation unit generates two sets including two or more frequency components among a plurality of frequency components included in the cross spectrum calculated by the cross spectrum calculation unit, and between the two sets A radar apparatus, wherein the delay time is estimated using a relative relationship between frequency components corresponding to each other.

When the distance calculation unit shifts the frequencies of a plurality of frequency components included in one of the two sets, the arrangement on the frequency axis of the plurality of frequency components shifted in frequency is the other 2. The radar apparatus according to claim 1, wherein two sets are generated so as to have the same arrangement on the frequency axis in a plurality of frequency components included in the set.

The distance calculation unit selects two frequency components included in the same frequency band, and shifts the frequencies of a plurality of frequency components included in one set by a frequency difference between the two frequency components, respectively. The radar apparatus according to claim 2.

The radar apparatus according to claim 1, wherein the signal generation unit generates the frequency modulation signals in the plurality of frequency bands by arranging the plurality of frequency bands at unequal intervals.

The signal generator generates linear frequency modulation signals in the plurality of frequency bands so that the ratio between the chirp rate of the frequency modulation signal and the center frequency of the frequency modulation signal is equal in each frequency band. The radar apparatus according to claim 1.

The signal generation unit arranges the plurality of frequency bands so as to be centrally symmetric so that the arrangement of the two sets generated by the distance calculation unit is centrally symmetric, and generates frequency modulation signals in the plurality of frequency bands. The radar apparatus according to claim 1, wherein each of the radar apparatuses is generated.

The distance calculation unit is adjacent to the frequency component corresponding to the Doppler frequency generated by the target speed, among the plurality of frequency components included in the reflected signal received by the signal reception unit, and the Doppler frequency. 2. The radar apparatus according to claim 1, wherein a frequency component corresponding to the frequency being extracted is extracted, and a delay time of a signal including the extracted frequency component is estimated.

A signal generator that generates linear frequency modulation signals in a plurality of frequency bands that are separated from each other, and outputs a combined signal of the plurality of frequency modulation signals generated;
A signal transmission unit that transmits the combined signal output from the signal generation unit;
A signal receiving unit that receives a reflected signal that is a signal reflected by a target of the combined signal transmitted by the signal transmitting unit;
A beat signal calculating unit that calculates beat signals in a plurality of frequency bands of the reflected signal received by the signal receiving unit and the combined signal transmitted by the signal transmitting unit;
A distance for estimating a delay time of the reflected signal, which is a time difference between a reception time of the reflected signal received by the signal receiving unit and a transmission time of the combined signal, and calculating a distance to the target from the delay time A calculation unit,
The distance calculation unit generates two sets including two or more sample points among a plurality of sample points included in the beat signal calculated by the beat signal calculation unit, and between the two sets A radar apparatus, wherein the delay time is estimated using a relative relationship between corresponding sample points.