JPWO2019004015A1 - Multi-stage DC chopper circuit and power converter - Google Patents

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    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/49—Combination of the output voltage waveforms of a plurality of converters

Abstract

多段直流チョッパ回路は、スイッチング素子のオンオフによって直流電力を直流電力に変換するチョッパ回路において、多段接続した複数のチョッパ回路の出力電力を重畳して直流電力を出力する。電力変換装置は、多段直流チョッパ回路の直流電力を平滑回路で平滑化した後、折り返し回路によって半波を負電圧とし、正電圧の半波と負電圧の半波とを組み合わせて交流電力を生成する。複数のチョッパ回路の出力電力を重畳して直流電力を出力することによって損失を低減し、さらに、各チョッパ回路を直列接続した２つのスイッチング素子で構成し、これらのチョッパ回路に複数の電圧源と共に多段に接続して構成する。これにより、電力変換装置の損失を低減させ、電力変換効率を向上させる。The multistage DC chopper circuit is a chopper circuit that converts DC power into DC power by turning on / off a switching element, and outputs DC power by superimposing output power of a plurality of chopper circuits connected in multiple stages. The power converter smoothes the DC power of the multi-stage DC chopper circuit with a smoothing circuit, and then uses a half-wave as a negative voltage by a folding circuit and generates AC power by combining the positive voltage half-wave and the negative voltage half-wave. To do. Loss is reduced by superimposing the output power of a plurality of chopper circuits to output DC power, and further, each chopper circuit is composed of two switching elements connected in series, and these chopper circuits are provided with a plurality of voltage sources. It is configured by connecting in multiple stages. This reduces the loss of the power conversion device and improves the power conversion efficiency.

Description

本発明は、直流電力を直流電力に変換する直流チョッパ回路、及び直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関する。   The present invention relates to a DC chopper circuit that converts DC power into DC power, and a power conversion device that converts DC power into AC power.

直流電力を交流電力に変換する電力変換装置の内、単相電圧形インバータは、主に、バッテリー、太陽電池、燃料電池や整流後の直流電圧から単相商用交流電圧を生成する用途に用いられる。単相電圧形インバータは、一つの電源を用いて単相交流電圧を生成する構成としてハーフブリッジインバータが用いられている。   Among the power converters that convert DC power to AC power, the single-phase voltage-type inverter is mainly used for producing single-phase commercial AC voltage from batteries, solar cells, fuel cells and rectified DC voltage. . As the single-phase voltage source inverter, a half-bridge inverter is used as a configuration for generating a single-phase AC voltage using one power supply.

ハーフブリッジインバータは、スイッチング素子と逆並列接続されたダイオードにより構成されたアームを上下（正電圧側と負電圧側の間）に配置したレグと、直流電源を二つに分割した電圧源とによりハーフブリッジを構成している。   A half-bridge inverter is composed of a leg that has arms arranged above and below (between the positive voltage side and the negative voltage side) that are composed of switching elements and diodes that are connected in anti-parallel, and a voltage source that divides the DC power supply into two. It constitutes a half bridge.

また、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置において、電力変換器装置内の電力変換器を多段化する構成も提案されている（特許文献１，２）。   In addition, in a power conversion device that converts DC power into AC power, a configuration has been proposed in which the power converter in the power converter device has multiple stages (Patent Documents 1 and 2).

特許文献１の電力変換装置は、複数の単相インバータの直流側に電圧比を異にする複数の直流電源を接続し、各単相インバータの交流側を直列接続し、各単相インバータの発生電圧の総和によって出力電圧を階調制御し、これによって、昇圧率を低減して損失を低減することが記載されている。   In the power conversion device of Patent Document 1, a plurality of DC power supplies having different voltage ratios are connected to the DC sides of the single-phase inverters, and the AC sides of the single-phase inverters are connected in series to generate each single-phase inverter. It is described that the output voltage is gradation-controlled by the sum of the voltages, thereby reducing the boosting rate and reducing the loss.

特許文献２の電力変換装置は、特許文献１の構成が備えるスイッチング素子の耐圧のばらつき、及び電力変換器の損失の問題を解消することを課題として、複数の直流電源と、各直流電源に対応して設けられた直流電力を交流電力に変換する複数の電力変換器とを備え、複数の電力変換器の出力電力を重畳して複数の電圧レベルを出力する構成が記載されている。   The power conversion device of Patent Document 2 is compatible with a plurality of DC power supplies and each DC power supply for the purpose of solving the problems of variation in withstand voltage of switching elements and loss of power converter included in the configuration of Patent Document 1. And a plurality of power converters that convert the DC power into AC power, and output a plurality of voltage levels by superposing the output powers of the plurality of power converters.

特開２０１０−９４０２４号公報JP, 2010-94024, A 国際公開第ＷＯ２０１４／１９９４２２号International Publication No. WO2014 / 199422

ハーフブリッジインバータの単相電圧形インバータでは、直列接続された２つのアームのスイッチング素子のオンオフを切り替えて直流電圧を値が異なる直流電圧に変換する。このスイッチング素子の切り替え時には、ターンオン損失及びターンオフ損失のスイッチング損失が発生する。   In the single-phase voltage source inverter of the half-bridge inverter, the switching elements of the two arms connected in series are switched on and off to convert the DC voltage into DC voltages having different values. When the switching elements are switched, switching losses such as turn-on loss and turn-off loss occur.

スイッチング損失や導通損は直流チョッパ回路及び電力変換装置の電力変換効率を低下させる要因となるため、スイッチング損失や導通損の低減、及び電力変換効率の向上が求められている。   Since switching loss and conduction loss are factors that reduce the power conversion efficiency of the DC chopper circuit and the power conversion device, there is a demand for reduction of switching loss and conduction loss and improvement of power conversion efficiency.

本発明は、上記の課題を解決して、スイッチング損失や導通損を低減させ、電力変換効率を向上させることを目的とする。   An object of the present invention is to solve the above problems, reduce switching loss and conduction loss, and improve power conversion efficiency.

本発明の多段直流チョッパ回路は、スイッチング素子のオンオフによって直流電力を直流電力に変換するチョッパ回路に関し、多段接続した複数のチョッパ回路の出力電力を重畳して直流電力を出力する回路である。また、本発明の電力変換装置は、本発明の多段直流チョッパ回路の直流電力を平滑回路で平滑化した後、折り返し回路によって半波を負電圧とし、正電圧の半波と負電圧の半波とを組み合わせて交流電力を生成する変換装置である。   The multi-stage DC chopper circuit of the present invention relates to a chopper circuit that converts DC power into DC power by turning on / off a switching element, and is a circuit that superimposes output power of a plurality of chopper circuits connected in multiple stages to output DC power. Further, the power conversion device of the present invention smoothes the DC power of the multi-stage DC chopper circuit of the present invention with a smoothing circuit, and then makes a half-wave into a negative voltage by a folding circuit, and a half-wave of a positive voltage and a half-wave of a negative voltage. It is a conversion device that combines and generate AC power.

本発明の多段直流チョッパ回路、及び電力変換装置は、複数のチョッパ回路の出力電力を重畳して直流電力を出力することによってスイッチング損失や導通損を低減し、さらに、各チョッパ回路を直列接続した２つのスイッチング素子で構成し、これらのチョッパ回路に複数の電圧源と共に多段に接続して構成することによって、多段直流チョッパ回路を構成するスイッチング素子の個数、及びこれに伴ってスイッチング回数が低減して、スイッチング損失や導通損が低減する。   The multi-stage DC chopper circuit and the power converter of the present invention reduce switching loss and conduction loss by superimposing output power of a plurality of chopper circuits and outputting DC power, and further, each chopper circuit is connected in series. By using two switching elements and connecting these chopper circuits in multiple stages together with a plurality of voltage sources, the number of switching elements that make up the multi-stage DC chopper circuit, and the number of times of switching, can be reduced. As a result, switching loss and conduction loss are reduced.

（多段直流チョッパ回路）
本発明の多段直流チョッパ回路は、逆並列接続されたダイオードを備えたスイッチング素子によって構成されるアームを上下に２つ直列接続したチョッパ回路でレグを構成し、このレグのチョッパ回路を多段に接続することによって構成される。ここで、上下とは、レグにおいて、直流電源の高電圧側に接続される側を上として、直列接続されたレグの上側のアームを上アームとし、直流電源の低電圧側に接続される側を下として、直列接続されたレグの下側のアームを下アームとしている。(Multi-stage DC chopper circuit)
In the multi-stage DC chopper circuit of the present invention, a leg is configured by a chopper circuit in which two arms, which are composed of switching elements having diodes connected in antiparallel, are connected in series, and the chopper circuits of this leg are connected in multiple stages. It is configured by Here, the upper and lower sides are the sides connected to the low voltage side of the DC power supply, with the side connected to the high voltage side of the DC power supply being the top, the upper arm of the legs connected in series being the upper arm, in the leg. And the lower arm of the legs connected in series is the lower arm.

多段接続の各段のレグのチョッパ回路において、上方アームと下方アームの接続点を出力端とする。上方アームの２端の内で出力端と反対側の他端は、出力電圧を異にする複数の電圧源が直列接続された直流電源において、複数の電圧源の内で対応する一電圧源の高電圧側に接続される。一方、下方アームの２端の内で出力端と反対側の他端は、多段接続の前段のレグの出力端に接続され、最下段のレグの下方アームの２端の内で出力端と反対側の他端は、直流電源の低電圧側に接続される。各レグのチョッパ回路の出力端は、多段接続の次段のレグの下方アームの端部に接続される。多段直流チョッパ回路の出力端は、多段接続される複数のレグの内で最後段に配置されたレグの出力端となる。   In the chopper circuit of each multi-stage leg, the connection point between the upper arm and the lower arm is the output end. Of the two ends of the upper arm, the other end on the opposite side to the output end is a DC power supply in which a plurality of voltage sources having different output voltages are connected in series. Connected to the high voltage side. On the other hand, the other end of the lower arm opposite to the output end is connected to the output end of the front leg of the multi-stage connection, and the other end of the lower arm of the lower leg is opposite to the output end. The other end of the side is connected to the low voltage side of the DC power supply. The output end of the chopper circuit of each leg is connected to the end of the lower arm of the leg of the next stage of the multistage connection. The output end of the multi-stage DC chopper circuit is the output end of the leg arranged at the last stage of the plurality of legs connected in multiple stages.

この構成により、各レグのチョッパ回路において、直列接続された上下アームのスイッチング素子をオンオフ制御することによって、各チョッパ回路は、直流電源を構成する複数の電圧源の内、その段のチョッパ回路に対応する一つの電圧源の電圧振幅でチョッパ動作を行うと共に、その段より前にある各段の電圧を加算した電圧をベース電圧として、チョッパ動作で得られた直流電圧を出力する。   With this configuration, in the chopper circuit of each leg, by controlling the switching elements of the upper and lower arms connected in series, each chopper circuit becomes a chopper circuit of that stage among the plurality of voltage sources that make up the DC power supply. The chopper operation is performed with the voltage amplitude of one corresponding voltage source, and the DC voltage obtained by the chopper operation is output using the voltage obtained by adding the voltages of the respective stages preceding that stage as the base voltage.

本発明の多段直流チョッパ回路は、多段接続するチョッパ回路を直列接続された２つのスイッチング素子で構成すると共に、各チョッパ回路に対して各電圧源の電圧を印加すると共に、前段までのチョッパ回路に対応する電圧源の電圧を加算した電圧をベース電圧とする構成によって、多段直流チョッパ回路を構成するスイッチング素子の個数が減り、これに伴ってスイッチング回数が低減して、スイッチング損失が低減する。また、上記構成によってスイッチング素子に印加される電圧が低減する。スイッチング損失は印加される電圧及び電流の大きさに比例するため、このスイッチング素子への印加電圧の低減によってもスイッチング損失が低減する。   The multi-stage DC chopper circuit of the present invention comprises a multi-stage connected chopper circuit composed of two switching elements connected in series, applies the voltage of each voltage source to each chopper circuit, and connects the chopper circuits up to the preceding stage. With the configuration in which the voltage obtained by adding the voltages of the corresponding voltage sources is used as the base voltage, the number of switching elements forming the multi-stage DC chopper circuit is reduced, and accordingly, the number of times of switching is reduced and the switching loss is reduced. Moreover, the voltage applied to the switching element is reduced by the above configuration. Since the switching loss is proportional to the magnitude of the applied voltage and current, the reduction of the applied voltage to this switching element also reduces the switching loss.

本発明の多段直流チョッパ回路に印加電圧を供給する直流電源において、直流電源の電圧は、多段構成の各段のレグのチョッパ回路に印加される各電圧源の電圧の加算和であり、多段構成の最終段のチョッパ回路は、波高値が各電圧源の電圧の加算和の出力電圧を出力する。   In the DC power supply that supplies the applied voltage to the multi-stage DC chopper circuit of the present invention, the voltage of the DC power supply is the sum of the voltages of the voltage sources applied to the chopper circuits of the legs of the multi-stage configuration, and the multi-stage configuration The chopper circuit at the final stage outputs the output voltage whose peak value is the sum of the voltages of the voltage sources.

各電圧源の電圧の電圧比は、変換される交流電圧の周期内において、各レグのチョッパ回路に印加される印加電圧によって各レグのチョッパ回路で発生するスイッチング損失や導通損の総和を極小とする値である。この電圧比は、変換される交流電圧の周期内において、各レグのチョッパ回路を駆動する区間の位置及び幅をパラメータとし、多段直流チョッパ回路の全体のスイッチング損失や導通損の総和が極小となる区間を設定することで求める。   The voltage ratio of the voltage of each voltage source is the minimum sum of switching loss and conduction loss generated in the chopper circuit of each leg within the cycle of the converted AC voltage due to the applied voltage applied to the chopper circuit of each leg. Is the value to do. This voltage ratio uses the position and width of the section that drives the chopper circuit of each leg as parameters within the cycle of the converted AC voltage, and minimizes the total switching loss and conduction loss of the entire multistage DC chopper circuit. Calculated by setting the interval.

（多段直流チョッパ回路の印加電圧の設定方法）
多段直流チョッパ回路の印加電圧の設定方法は、本発明の多段直流チョッパ回路において、各段のレグのチョッパ回路に印加される各電圧源の印加電圧を設定する設定方法であり、変換される交流電圧の周期内において、以下の各工程を備える。
(a) 交流電圧の周期をレグの個数と同数の区間に区分し、各区間において各レグに印加する仮印加電圧を交流波形に基づいて求める工程。この工程において、交流波形を正弦波形とする場合には、正弦波形の半周期をレグの個数と同数の区間に区分する。
(b) 仮印加電圧と区間の時間幅とに基づいて各レグのスイッチング損失を求める工程。スイッチング損失は、ターンオン時、及びターンオフ時における電圧、電流、及び区間の時間幅の積に比例する。電流は電圧に比例するとした場合には、スイッチング損失は印加電圧の二乗と区間の時間幅の積に比例する。
(c) 各レグのチョッパ回路のスイッチング損失、導通損を全レグについて加算した総和損失を求める工程。
(d) 総和損失を極小とする各レグの印加電圧を求める工程。総和損失は、各レグのチョッパ回路のスイッチング損失及び導通損の総和であり、各スイッチング損失は、各レグにおける印加電圧の二乗と区間の時間幅の積に比例する。ここで、交流電圧の交流波形が定まっている場合には、印加電圧の電圧値は周期内の区間に依存するため、周期内の区間をパラメータとして、総和損失が極小となる各レグの印加電圧の組み合わせを求めることができる。(How to set the applied voltage of the multi-stage DC chopper circuit)
The setting method of the applied voltage of the multi-stage DC chopper circuit is a setting method of setting the applied voltage of each voltage source applied to the chopper circuit of each leg of the multi-stage DC chopper circuit of the present invention, and the converted AC The following steps are provided in the voltage cycle.
(a) A step of dividing the cycle of the AC voltage into the same number of sections as the number of legs, and determining the provisional applied voltage applied to each leg in each section based on the AC waveform. In this step, when the AC waveform is a sine waveform, the half cycle of the sine waveform is divided into the same number of sections as the number of legs.
(b) A step of obtaining the switching loss of each leg based on the temporary applied voltage and the time width of the section. The switching loss is proportional to the product of voltage, current, and time width of the section at turn-on and turn-off. When the current is proportional to the voltage, the switching loss is proportional to the product of the square of the applied voltage and the time width of the section.
(c) A step of obtaining the total loss by adding the switching loss and the conduction loss of the chopper circuit of each leg for all the legs.
(d) A step of determining the applied voltage to each leg that minimizes the total loss. The total loss is the total of the switching loss and the conduction loss of the chopper circuit of each leg, and each switching loss is proportional to the product of the square of the applied voltage and the time width of the section in each leg. Here, when the AC waveform of the AC voltage is fixed, the voltage value of the applied voltage depends on the section within the cycle, so the applied voltage of each leg where the total loss becomes the minimum by using the section within the cycle as a parameter. Can be obtained.

（電力変換装置）
本発明の電力変換装置は、本発明の多段直流チョッパ回路を用いて構成され、多段直流チョッパ回路と、多段直流チョッパ回路の直流出力を平滑化する平滑フィルタと、平滑フィルタの直流出力の半周期毎に半波を反転させ、前記直流出力を交流出力に変換する折り返し回路とによって構成される。(Power converter)
The power converter of the present invention is configured using the multi-stage DC chopper circuit of the present invention, a multi-stage DC chopper circuit, a smoothing filter for smoothing the DC output of the multi-stage DC chopper circuit, and a half cycle of the DC output of the smoothing filter. And a folding circuit that inverts the half-wave for each and converts the DC output to the AC output.

平滑フィルタは、多段直流チョッパ回路の直流出力を平滑化し直流電圧を出力する。平滑フィルタはＬＣフィルタで構成することができる。ＬＣフィルタをインバータの交流出力側に配置する従来構成のＤＣ−ＡＣインバータでは、交流の正弦波電流がＬＣフィルタに流れ、交流電圧が印加される。これに対して、本発明の電力変換装置は、平滑フィルタ（ＬＣフィルタ）を多段直流チョッパ回路の直流出力側に配置する構成であり、この構成による平滑フィルタ（ＬＣフィルタ）には、多段直流チョッパ回路の直流出力端から交流波形の半波の電流が導入され、同様の波形の直流電圧が印加される。   The smoothing filter smoothes the DC output of the multi-stage DC chopper circuit and outputs a DC voltage. The smoothing filter can be composed of an LC filter. In a conventional DC-AC inverter in which the LC filter is arranged on the AC output side of the inverter, an AC sine wave current flows through the LC filter and an AC voltage is applied. On the other hand, the power converter of the present invention has a configuration in which the smoothing filter (LC filter) is arranged on the DC output side of the multistage DC chopper circuit, and the smoothing filter (LC filter) according to this configuration has a multistage DC chopper. A half-wave current having an AC waveform is introduced from the DC output terminal of the circuit, and a DC voltage having a similar waveform is applied.

本発明の平滑フィルタ構成において、多段直列チョッパ回路の直流出力端から入力される電圧及び電流の１次近似の基本波振幅は、電力変換装置の最終出力の交流正弦波振幅の約１／２である。したがって、キャパシタＣの直列等価抵抗による損失は電流振幅の２乗に比例するため、多段直流チョッパ回路の直流側にＬＣフィルタを配置した損失は、従来構成のインバータの交流側にＬＣフィルタを配置した構成と比較して１／４となる。また、多段直流チョッパ回路の直流側に配置するＬＣフィルタの定格容量も、従来構成のインバータの交流側に配置するＬＣフィルタの定格容量の半分となる。   In the smoothing filter configuration of the present invention, the fundamental wave amplitude of the first-order approximation of the voltage and current input from the DC output terminal of the multi-stage series chopper circuit is about 1/2 of the AC sine wave amplitude of the final output of the power converter. is there. Therefore, the loss due to the series equivalent resistance of the capacitor C is proportional to the square of the current amplitude. Therefore, the loss of arranging the LC filter on the DC side of the multi-stage DC chopper circuit is the LC side of the conventional inverter. Compared with the configuration, it is 1/4. Further, the rated capacity of the LC filter arranged on the DC side of the multi-stage DC chopper circuit is also half of the rated capacity of the LC filter arranged on the AC side of the conventional inverter.

折り返し回路は、逆並列接続されたダイオードを備えたスイッチング素子の４つのアームで構成したフルブリッジ回路で構成することができる。   The folding circuit can be composed of a full-bridge circuit composed of four arms of switching elements having diodes connected in antiparallel.

折り返し回路は、正弦波の半波を反転させて正弦波の全波を形成する構成であり、基本波１周期において２回のスイッチング動作で実現される。通常の４つのスイッチング素子を用いて構成されるフルブリッジのＰＷＭインバータでは、基本波１周期において、ＰＷＭのスイッチング周波数分に当たる多数回のスイッチング動作を要するのに対して、本発明の折り返し回路を用いた構成では、基本波１周期において２回のスイッチング動作で済み、スイッチングデバイスの導通損が支配的になるため、スイッチング損失を大きく低減することができる。   The folding circuit has a configuration of inverting a half wave of a sine wave to form a full wave of the sine wave, and is realized by switching operation twice in one cycle of the fundamental wave. In a full-bridge PWM inverter configured by using four ordinary switching elements, one cycle of the fundamental wave requires a large number of switching operations corresponding to the switching frequency of PWM, whereas the folding circuit of the present invention is used. With this configuration, the switching operation can be performed twice in one cycle of the fundamental wave, and the conduction loss of the switching device becomes dominant, so that the switching loss can be greatly reduced.

以上説明したように、本発明の多段直流チョッパ回路及び電力変換装置によれば、スイッチング損失、導通損を低減させ、電力変換効率を向上させることができる。   As described above, according to the multi-stage DC chopper circuit and power converter of the present invention, switching loss and conduction loss can be reduced and power conversion efficiency can be improved.

本発明の多段直流チョッパ回路の概略構成を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the schematic structure of the multistage DC chopper circuit of this invention. 本発明の多段直流チョッパ回路の概略構成を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the schematic structure of the multistage DC chopper circuit of this invention. 本発明の多段直流チョッパ回路の概略構成を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the schematic structure of the multistage DC chopper circuit of this invention. 本発明の２段直流チョッパ回路の動作例を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the operation example of the 2 step | paragraph DC chopper circuit of this invention. 本発明の２段直流チョッパ回路の動作例を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the operation example of the 2 step | paragraph DC chopper circuit of this invention. 本発明の２段直流チョッパ回路の動作例を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the operation example of the 2 step | paragraph DC chopper circuit of this invention. 本発明の２段直流チョッパ回路の動作例を説明するための図であり、制御信号を示す図である。It is a figure for demonstrating the operation example of the 2 step | paragraph DC chopper circuit of this invention, and is a figure which shows a control signal. 本発明の２段直流チョッパ回路の動作例を説明するための図であり、電圧状態を示す図である。It is a figure for demonstrating the operation example of the 2 step | paragraph DC chopper circuit of this invention, and is a figure which shows a voltage state. 本発明の２段直流チョッパ回路の動作例を説明するための図であり、チョッパ出力を示す図である。It is a figure for demonstrating the operation example of the 2 step | paragraph DC chopper circuit of this invention, and is a figure which shows a chopper output. 本発明の２段直流チョッパ回路の生成電圧を説明するための図であり、電圧波形を示す図である。It is a figure for demonstrating the production | generation voltage of the 2 step | paragraph DC chopper circuit of this invention, and is a figure which shows a voltage waveform. 本発明の２段直流チョッパ回路の生成電圧を説明するための図であり、１段目のチョッパ回路のチョッパ動作を示す図である。It is a figure for demonstrating the production | generation voltage of the 2 step | paragraph DC chopper circuit of this invention, and is a figure which shows the chopper operation | movement of a 1st step chopper circuit. 本発明の２段直流チョッパ回路の生成電圧を説明するための図であり、２段目のチョッパ回路のチョッパ動作を示す図である。It is a figure for demonstrating the production | generation voltage of the 2 step | paragraph DC chopper circuit of this invention, and is a figure which shows the chopper operation | movement of a 2nd step chopper circuit. 本発明の２段直流チョッパ回路の生成電圧を説明するための図であり、重畳した電圧波形を示す図である。It is a figure for demonstrating the production | generation voltage of the 2 step | paragraph DC chopper circuit of this invention, and is a figure which shows the superimposed voltage waveform. 本発明の３段直流チョッパ回路の概略構成例及び動作例を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the schematic structural example and operation example of a 3-stage DC chopper circuit of this invention. 本発明の３段直流チョッパ回路の概略構成例及び動作例を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the schematic structural example and operation example of a 3-stage DC chopper circuit of this invention. 本発明の３段直流チョッパ回路の概略構成例及び動作例を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the schematic structural example and operation example of a 3-stage DC chopper circuit of this invention. 本発明の３段直流チョッパ回路の概略構成例及び動作例を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the schematic structural example and operation example of a 3-stage DC chopper circuit of this invention. 本発明の３段直流チョッパ回路の概略構成例及び動作例を説明するための図であり、制御信号を示す図である。It is a figure for demonstrating the schematic structure example and operation example of a 3 step | paragraph DC chopper circuit of this invention, and is a figure which shows a control signal. 本発明の３段直流チョッパ回路の概略構成例及び動作例を説明するための図であり、電圧状態を示す図である。It is a figure for demonstrating the schematic structural example and operation example of a 3 step | paragraph DC chopper circuit of this invention, and is a figure which shows a voltage state. 本発明の３段直流チョッパ回路の概略構成例及び動作例を説明するための図であり、チョッパ出力を示す図である。It is a figure for demonstrating the schematic structural example and operation example of a 3 step | paragraph DC chopper circuit of this invention, and is a figure which shows a chopper output. 本発明の３段直流チョッパ回路の生成電圧を説明するための図であり、電圧波形を示す図である。It is a figure for demonstrating the production | generation voltage of the 3 step | paragraph DC chopper circuit of this invention, and is a figure which shows a voltage waveform. 本発明の３段直流チョッパ回路の生成電圧を説明するための図であり、１段目のチョッパ回路のチョッパ動作を示す図である。It is a figure for demonstrating the production | generation voltage of the 3 step | paragraph DC chopper circuit of this invention, and is a figure which shows the chopper operation | movement of a 1st step chopper circuit. 本発明の３段直流チョッパ回路の生成電圧を説明するための図であり、２段目のチョッパ回路のチョッパ動作を示す図である。It is a figure for demonstrating the production | generation voltage of the 3 step | paragraph DC chopper circuit of this invention, and is a figure which shows the chopper operation | movement of a 2nd step chopper circuit. 本発明の３段直流チョッパ回路の生成電圧を説明するための図であり、３段目のチョッパ回路のチョッパ動作を示す図である。It is a figure for demonstrating the production | generation voltage of the 3 step | paragraph DC chopper circuit of this invention, and is a figure which shows the chopper operation | movement of a 3rd step chopper circuit. 本発明の３段直流チョッパ回路の生成電圧を説明するための図であり、重畳した電圧波形を示す図である。It is a figure for demonstrating the production | generation voltage of the 3 step | paragraph DC chopper circuit of this invention, and is a figure which shows the superimposed voltage waveform. 本発明の多段直流チョッパ回路の印加電圧の設定を説明するためのフローチャートである。7 is a flowchart for explaining setting of applied voltage of the multi-stage DC chopper circuit of the present invention. 本発明の電力変換装置の概略構成を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the schematic structure of the power converter device of this invention. 本発明の２段直流チョッパ回路を備えた電力変換装置の構成例を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the structural example of the power converter device provided with the 2 step | paragraph DC chopper circuit of this invention. 本発明の２段直流チョッパ回路を備えた電力変換装置の構成例の生成電圧を説明するための図である。It is a figure for explaining generated voltage of an example of composition of a power converter provided with a two-step direct-current chopper circuit of the present invention. 本発明の３段直流チョッパ回路を備えた電力変換装置の構成例を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the structural example of the power converter device provided with the 3 step | paragraph DC chopper circuit of this invention. 本発明のｎ段直流チョッパ回路を備えた電力変換装置の構成例を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the structural example of the power converter device provided with the n-stage DC chopper circuit of this invention.

以下、本発明の実施の形態について、図を参照しながら詳細に説明する。以下、図１Ａ〜図１Ｃを用いて本発明の多段直流チョッパ回路の概略構成を説明し、図２Ａ〜図２Ｆ，図３Ａ〜図３Ｄを用いて本発明の２段直流チョッパ回路の構成及び動作を説明し、図４Ａ〜図４Ｇ，図５Ａ〜図５Ｅを用いて本発明の３段直流チョッパ回路の構成及び動作を説明し、図６を用いて本発明の多段直流チョッパ回路の印加電圧の設定について説明する。また、図７を用いて本発明の電力変換装置の概略構成を説明し、図８，９を用いて本発明の２段直流チョッパ回路を備えた電力変換装置の構成及び動作を説明し、図１０，１１を用いて本発明の３段直流チョッパ回路を備えた電力変換装置、及びｎ段直流チョッパ回路を備えた電力変換装置の構成を説明する。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. Hereinafter, the schematic configuration of the multi-stage DC chopper circuit of the present invention will be described with reference to FIGS. 1A to 1C, and the configuration and operation of the two-stage DC chopper circuit of the present invention with reference to FIGS. 2A to 2F and FIGS. 3A to 3D. 4A to 4G and 5A to 5E, the configuration and operation of the three-stage DC chopper circuit of the present invention will be described, and the applied voltage of the multi-stage DC chopper circuit of the present invention will be described with reference to FIG. The setting will be described. In addition, the schematic configuration of the power conversion device of the present invention will be described with reference to FIG. 7, the configuration and operation of the power conversion device including the two-stage DC chopper circuit of the present invention will be described with reference to FIGS. The configurations of the power converter including the three-stage DC chopper circuit and the power converter including the n-stage DC chopper circuit according to the present invention will be described with reference to FIGS.

［多段直流チョッパ回路の概要］
図１Ａ，図１Ｂ，図１Ｃは本発明の多段直流チョッパ回路を説明するための図である。図１Ａ，図１Ｂ，及び図１Ｃは、多段直流チョッパ回路１０の構成例として、それぞれ２段直流チョッパ回路１０A、３段直流チョッパ回路１０B、及びｎ段直流チョッパ回路１０Cの構成例を示している。[Outline of multi-stage DC chopper circuit]
1A, 1B and 1C are diagrams for explaining a multi-stage DC chopper circuit of the present invention. 1A, 1B, and 1C show configuration examples of a two-stage DC chopper circuit 10A, a three-stage DC chopper circuit 10B, and an n-stage DC chopper circuit 10C, respectively, as configuration examples of the multi-stage DC chopper circuit 10. .

（２段直流チョッパ回路）
図１Ａにおいて、２段直流チョッパ回路１０Ａは、２つのチョッパ回路２ａ及びチョッパ回路２ｂを多段構成で備える。(2-stage DC chopper circuit)
In FIG. 1A, a two-stage DC chopper circuit 10A includes two chopper circuits 2a and 2b in a multi-stage configuration.

チョッパ回路２ａは、２つのスイッチング素子Ｓ1及びスイッチング素子Ｓ2を直列接続して構成され、各スイッチング素子Ｓ1，Ｓ2を下アームと上アームとするハーフブリッジのレグ１１aを構成している。   The chopper circuit 2a is configured by connecting two switching elements S1 and S2 in series, and constitutes a half-bridge leg 11a in which each of the switching elements S1 and S2 is a lower arm and an upper arm.

スイッチング素子Ｓ1，Ｓ2の接続点はレグの出力端３aを構成し、スイッチング素子Ｓ1の他端は電圧源１aの低電圧側に接続され、スイッチング素子Ｓ2の他端は電圧源１aの高電圧側に接続される。   The connection point of the switching elements S1 and S2 constitutes the output end 3a of the leg, the other end of the switching element S1 is connected to the low voltage side of the voltage source 1a, and the other end of the switching element S2 is the high voltage side of the voltage source 1a. Connected to.

チョッパ回路２bは、２つのスイッチング素子Ｓ3及びスイッチング素子Ｓ4を直列接続して構成され、各スイッチング素子Ｓ3，Ｓ4を下アームと上アームとするハーフブリッジのレグ１１bを構成している。   The chopper circuit 2b is configured by connecting two switching elements S3 and S4 in series, and constitutes a half-bridge leg 11b in which the switching elements S3 and S4 are a lower arm and an upper arm.

スイッチング素子Ｓ3，Ｓ4の接続点はレグの出力端３bを構成し、スイッチング素子Ｓ3の他端はチョッパ回路２aの出力端３aに接続され、スイッチング素子Ｓ4の他端は電圧源１bの高電圧側に接続される。   The connection point of the switching elements S3 and S4 constitutes the output end 3b of the leg, the other end of the switching element S3 is connected to the output end 3a of the chopper circuit 2a, and the other end of the switching element S4 is on the high voltage side of the voltage source 1b. Connected to.

チョッパ回路２aとチョッパ回路２bとは多段に構成され、１段目のチョッパ回路２aの出力端３aを２段目のチョッパ回路２bの下アームのスイッチング素子Ｓ3の他端に接続することで２段構成が形成され、２段目のチョッパ回路２bの出力端３bは２段直流チョッパ回路１０Aの出力端となる。   The chopper circuit 2a and the chopper circuit 2b are configured in multiple stages. By connecting the output end 3a of the first stage chopper circuit 2a to the other end of the switching element S3 of the lower arm of the second stage chopper circuit 2b, two stages are provided. The configuration is formed, and the output end 3b of the second-stage chopper circuit 2b becomes the output end of the second-stage DC chopper circuit 10A.

電圧源１aと電圧源１bは直列接続されて直流電源１を構成し、電圧源１aと電圧源１bの接続点はチョッパ回路２aの上アーム側のスイッチング素子Ｓ2の他端に接続され、電圧源１bの高電圧側はチョッパ回路２bの上アーム側のスイッチング素子Ｓ4の他端に接続される。   The voltage source 1a and the voltage source 1b are connected in series to form the DC power source 1, and the connection point of the voltage source 1a and the voltage source 1b is connected to the other end of the switching element S2 on the upper arm side of the chopper circuit 2a. The high voltage side of 1b is connected to the other end of the switching element S4 on the upper arm side of the chopper circuit 2b.

（３段直流チョッパ回路）
図１Ｂにおいて、３段直流チョッパ回路１０Bは、３つのチョッパ回路２a、２b、及びチョッパ回路２cを多段構成で備える。(3-stage DC chopper circuit)
In FIG. 1B, the three-stage DC chopper circuit 10B includes three chopper circuits 2a and 2b and a chopper circuit 2c in a multi-stage configuration.

チョッパ回路２a及びチョッパ回路２bの構成は、図１Ａの２段直流チョッパ回路１０Aが備えるチョッパ回路と同様の構成である。   The configurations of the chopper circuit 2a and the chopper circuit 2b are the same as the chopper circuit included in the two-stage DC chopper circuit 10A of FIG. 1A.

３段目のチョッパ回路２cは、２つのスイッチング素子Ｓ5及びスイッチング素子Ｓ6を直列接続して構成され、各スイッチング素子Ｓ5，Ｓ6を下アームと上アームとするハーフブリッジのレグ１１cを構成している。   The third stage chopper circuit 2c is configured by connecting two switching elements S5 and S6 in series, and constitutes a half-bridge leg 11c in which the respective switching elements S5 and S6 are a lower arm and an upper arm. .

スイッチング素子Ｓ5，Ｓ6の接続点はレグの出力端３cを構成し、スイッチング素子Ｓ5の他端は電圧源１cの低電圧側に接続され、スイッチング素子Ｓ6の他端は電圧源１cの高電圧側に接続される。   The connection point of the switching elements S5 and S6 constitutes the output end 3c of the leg, the other end of the switching element S5 is connected to the low voltage side of the voltage source 1c, and the other end of the switching element S6 is the high voltage side of the voltage source 1c. Connected to.

チョッパ回路２a、チョッパ回路２b、及びチョッパ回路２cは多段に構成され、１段目のチョッパ回路２aの出力端３aを２段目のチョッパ回路２bの下アームのスイッチング素子Ｓ3の他端に接続し、２段目のチョッパ回路２bの出力端３bを３段目のチョッパ回路２cの下アームのスイッチング素子Ｓ5の他端に接続することで３段構成が形成され、３段目のチョッパ回路２cの出力端３cは３段直流チョッパ回路１０Bの出力端となる。   The chopper circuit 2a, the chopper circuit 2b, and the chopper circuit 2c are configured in multiple stages, and the output end 3a of the first stage chopper circuit 2a is connected to the other end of the switching element S3 of the lower arm of the second stage chopper circuit 2b. By connecting the output end 3b of the second-stage chopper circuit 2b to the other end of the switching element S5 of the lower arm of the third-stage chopper circuit 2c, a three-stage configuration is formed, and the third-stage chopper circuit 2c The output terminal 3c becomes the output terminal of the three-stage DC chopper circuit 10B.

電圧源１a、電圧源１b、及び電圧源１cは直列接続されて直流電源１を構成し、電圧源１aと電圧源１bの接続点はチョッパ回路２aの上アーム側のスイッチング素子Ｓ2の他端に接続され、電圧源１bと電圧源１cの接続点はチョッパ回路２bの上アーム側のスイッチング素子Ｓ4の他端に接続され、電圧源１cの高電圧側はチョッパ回路２cの上アーム側のスイッチング素子Ｓ6の他端に接続される。   The voltage source 1a, the voltage source 1b, and the voltage source 1c are connected in series to form the DC power source 1, and the connection point between the voltage source 1a and the voltage source 1b is at the other end of the switching element S2 on the upper arm side of the chopper circuit 2a. The connection point between the voltage source 1b and the voltage source 1c is connected to the other end of the upper arm side switching element S4 of the chopper circuit 2b, and the high voltage side of the voltage source 1c is the upper arm side switching element of the chopper circuit 2c. It is connected to the other end of S6.

（ｎ段直流チョッパ回路）
図１Ｃにおいて、ｎ段直流チョッパ回路１０Cは、ｎ個のチョッパ回路２a，２b，…，２k,…,２nを多段構成で備える。(N-stage DC chopper circuit)
In FIG. 1C, an n-stage DC chopper circuit 10C includes n chopper circuits 2a, 2b, ..., 2k, ..., 2n in a multi-stage configuration.

チョッパ回路２a及びチョッパ回路２bの構成は、図１Ａの２段直流チョッパ回路１０Aが備えるチョッパ回路と同様の構成である。   The configurations of the chopper circuit 2a and the chopper circuit 2b are the same as the chopper circuit included in the two-stage DC chopper circuit 10A of FIG. 1A.

ｋ段目のチョッパ回路２kは、２つのスイッチング素子Ｓ2k-1及びスイッチング素子Ｓ2kを直列接続して構成され、各スイッチング素子Ｓ2k-1，Ｓ2kを下アームと上アームとするハーフブリッジのレグ１１kを構成している。   The k-th stage chopper circuit 2k is configured by connecting two switching elements S2k-1 and S2k in series, and has a half-bridge leg 11k in which each switching element S2k-1, S2k is a lower arm and an upper arm. I am configuring.

スイッチング素子Ｓ2k-1，Ｓ2kの接続点はレグの出力端３kを構成し、スイッチング素子Ｓ2k-1の他端は電圧源１k-1（図示していない）の低電圧側に接続され、スイッチング素子Ｓ2kの他端は電圧源１kの高電圧側に接続される。   The connection point of the switching elements S2k-1, S2k constitutes the output end 3k of the leg, and the other end of the switching element S2k-1 is connected to the low voltage side of the voltage source 1k-1 (not shown). The other end of S2k is connected to the high voltage side of the voltage source 1k.

ｎ段目のチョッパ回路２nは、２つのスイッチング素子Ｓ2n-1及びスイッチング素子Ｓ2nを直列接続して構成され、各スイッチング素子Ｓ2n-1，Ｓ2nを下アームと上アームとするハーフブリッジのレグ１１nを構成している。   The chopper circuit 2n of the nth stage is configured by connecting two switching elements S2n-1 and switching element S2n in series, and has a half-bridge leg 11n in which each switching element S2n-1, S2n is a lower arm and an upper arm. I am configuring.

スイッチング素子Ｓ2n-1，Ｓ2nの接続点はレグの出力端３nを構成し、スイッチング素子Ｓ2n-1の他端は電圧源１n-1（図示していない）の低電圧側に接続され、スイッチング素子Ｓ2nの他端は電圧源１nの高電圧側に接続される。   The connection point of the switching elements S2n-1, S2n constitutes the output end 3n of the leg, and the other end of the switching element S2n-1 is connected to the low voltage side of the voltage source 1n-1 (not shown). The other end of S2n is connected to the high voltage side of the voltage source 1n.

チョッパ回路２a，チョッパ回路２b，チョッパ回路２c，…，チョッパ回路２k，…，及びチョッパ回路２nは多段に構成され、１段目のチョッパ回路２aの出力端３aを２段目のチョッパ回路２bの下アームのスイッチング素子Ｓ3の他端に接続し、２段目のチョッパ回路２bの出力端３bを３段目のチョッパ回路２cの下アームのスイッチング素子Ｓ5の他端に接続し、ｋ段目のチョッパ回路２kの出力端３kをｋ＋１段目のチョッパ回路２k+1（図示していない）の下アームのスイッチング素子Ｓ2k+1（図示していない）の他端に接続し、ｎ−１段目のチョッパ回路２n-1（図示していない）の出力端３n-1（図示していない）をｎ段目のチョッパ回路２nの下アームのスイッチング素子Ｓ2nの他端に接続することでｎ段構成が形成され、ｎ段目のチョッパ回路２nの出力端３nはｎ段直流チョッパ回路１０Cの出力端となる。   The chopper circuit 2a, the chopper circuit 2b, the chopper circuit 2c, ..., The chopper circuit 2k ,. The other end of the switching element S3 of the lower arm is connected, the output end 3b of the chopper circuit 2b of the second stage is connected to the other end of the switching element S5 of the lower arm of the chopper circuit 2c of the third stage, and the kth stage The output terminal 3k of the chopper circuit 2k is connected to the other end of the switching element S2k + 1 (not shown) of the lower arm of the k + 1 stage chopper circuit 2k + 1 (not shown), and the n-1th stage N-stage configuration by connecting the output end 3n-1 (not shown) of the chopper circuit 2n-1 (not shown) to the other end of the switching element S2n of the lower arm of the n-th stage chopper circuit 2n. Is formed, and the n-th stage chopper circuit 2n Output 3n is an output terminal of the n-stage DC chopper circuit 10C.

電圧源１ａ，電圧源１b，…，電圧源１k，…，及び電圧源１nは直列接続されて直流電源１を構成し、電圧源１aと電圧源１bの接続点はチョッパ回路２aの上アーム側のスイッチング素子Ｓ2の他端に接続され、電圧源１bと電圧源１cの接続点はチョッパ回路２bの上アーム側のスイッチング素子Ｓ2の他端に接続され、電圧源１kと電圧源１k+1（図示していない）の接続点はチョッパ回路２kの上アーム側のスイッチング素子Ｓ2kの他端に接続され、電圧源１nの高電圧側はチョッパ回路２nの上アーム側のスイッチング素子Ｓ2nの他端に接続される。   The voltage source 1a, the voltage source 1b, ..., The voltage source 1k, ..., And the voltage source 1n are connected in series to form a DC power source 1. The connection point between the voltage source 1a and the voltage source 1b is the upper arm side of the chopper circuit 2a. Is connected to the other end of the switching element S2, and the connection point between the voltage source 1b and the voltage source 1c is connected to the other end of the switching element S2 on the upper arm side of the chopper circuit 2b, and the voltage source 1k and the voltage source 1k + 1 ( (Not shown) is connected to the other end of the switching element S2k on the upper arm side of the chopper circuit 2k, and the high voltage side of the voltage source 1n is connected to the other end of the switching element S2n on the upper arm side of the chopper circuit 2n. Connected.

（２段直流チョッパ回路の動作）
図２Ａ，図２Ｂ，図２Ｃは２段直流チョッパ回路の動作状態Ａ〜Ｃを示し、図２Ｄはスイッチング素子Ｓ1〜Ｓ4の駆動を制御する制御信号を示し、図２Ｅは動作状態Ａ〜Ｃの電圧状態を示し、図２Ｆは２段直流チョッパ回路のチョッパ出力を示している。なお、図２Ｄ、図２Ｅ中のＡ，Ｂ，及びＣの各符号は、それぞれ図２Ａ、図２Ｂ、及び図２Ｃの動作状態Ａ〜Ｃと対応している。(Operation of 2-stage DC chopper circuit)
2A, 2B, and 2C show operating states A to C of the two-stage DC chopper circuit, FIG. 2D shows control signals for controlling the driving of the switching elements S1 to S4, and FIG. 2E shows operating states A to C. FIG. 2F shows the chopper output of the two-stage DC chopper circuit, showing the voltage state. Note that the reference numerals A, B, and C in FIGS. 2D and 2E correspond to the operating states A to C in FIGS. 2A, 2B, and 2C, respectively.

図２Ａは出力端から電圧０を出力するときの動作状態Ａを示している。この動作状態Ａは、スイッチング素子Ｓ1及びスイッチング素子Ｓ3をオン状態とし、スイッチング素子Ｓ2及びスイッチング素子Ｓ4をオフ状態とすることで形成される。出力端は電圧源１aの低電圧側と接続され、電圧０を出力する。   FIG. 2A shows an operating state A when the voltage 0 is output from the output end. This operating state A is formed by turning on the switching elements S1 and S3 and turning off the switching elements S2 and S4. The output terminal is connected to the low voltage side of the voltage source 1a and outputs a voltage of 0.

図２Ｂは出力端から電圧Ｅ1を出力するときの動作状態Ｂを示している。この動作状態Ｂは、スイッチング素子Ｓ2及びスイッチング素子Ｓ3をオン状態とし、スイッチング素子Ｓ1及びスイッチング素子Ｓ4をオフ状態とすることで形成される。出力端は電圧源１aの高電圧側と接続され、電圧Ｅ1を出力する。   FIG. 2B shows the operating state B when the voltage E1 is output from the output end. This operating state B is formed by turning on the switching elements S2 and S3 and turning off the switching elements S1 and S4. The output terminal is connected to the high voltage side of the voltage source 1a and outputs the voltage E1.

図２Ｃは出力端から電圧Ｅ1＋Ｅ2を出力するときの動作状態Ｃを示している。この動作状態Ｃは、スイッチング素子Ｓ4をオン状態とし、スイッチング素子Ｓ1，スイッチング素子Ｓ2，及びスイッチング素子Ｓ3をオフ状態とすることで形成される。出力端は電圧源１bの高電圧側と接続され、電圧源１aの電圧Ｅ1と電圧源１bの電圧Ｅ2とが加算された電圧（Ｅ1＋Ｅ2）を出力する。   FIG. 2C shows an operating state C when the voltage E1 + E2 is output from the output end. The operating state C is formed by turning on the switching element S4 and turning off the switching element S1, the switching element S2, and the switching element S3. The output terminal is connected to the high voltage side of the voltage source 1b and outputs a voltage (E1 + E2) obtained by adding the voltage E1 of the voltage source 1a and the voltage E2 of the voltage source 1b.

動作状態Ａと動作状態Ｂとを交互に繰り返すチョッパ動作によって、デューティー比に応じて定まる電圧０と電圧Ｅ1の平均電圧Ｖ1（図２Ｆ）が形成され、動作状態Ｂと動作状態Ｃとを交互に繰り返すチョッパ動作によって、デューティー比に応じて定まる電圧Ｅ1と電圧Ｅ2の平均電圧Ｖ2（図２Ｆ）が形成される。   By the chopper operation in which the operating state A and the operating state B are alternately repeated, an average voltage V1 (FIG. 2F) of the voltage 0 and the voltage E1 determined according to the duty ratio is formed, and the operating state B and the operating state C are alternated. By repeating the chopper operation, the average voltage V2 (FIG. 2F) of the voltage E1 and the voltage E2 determined according to the duty ratio is formed.

（２段直流チョッパ回路の変換効率）
次に、図３Ａ〜図３Ｄを用いて本発明の２段直流チョッパ回路の変換効率について説明する。図３Ａは直流電圧を変換した後の電圧波形を示し、図３Ｂは１段目のチョッパ回路のチョッパ動作を示し、図３Ｃは２段目のチョッパ回路のチョッパ動作を示し、図３Ｄは１段目のチョッパ回路で変換された電圧波形と２段目のチョッパ回路で変換された電圧波形とを重畳させた電圧波形を示している。(Conversion efficiency of 2-stage DC chopper circuit)
Next, the conversion efficiency of the two-stage DC chopper circuit of the present invention will be described with reference to FIGS. 3A to 3D. FIG. 3A shows the voltage waveform after converting the DC voltage, FIG. 3B shows the chopper operation of the first stage chopper circuit, FIG. 3C shows the chopper operation of the second stage chopper circuit, and FIG. 3D shows the first stage. 7 shows a voltage waveform obtained by superimposing the voltage waveform converted by the second chopper circuit and the voltage waveform converted by the second chopper circuit.

図３Ａは、変換後の電圧波形を正弦波形とし、正弦波の“０”から“π／２”までの１／４周期分について示している。２段直流チョッパ回路は、“０”から“π／２”の周期内を“０”から“θ1”までの区間Δθ1と、“θ1“から“π／２”までのΔθ2の幅の区間の２領域に区分し、区間Δθ1では電圧振幅Ｅ1によってチョッパ動作を行い（図３Ｂ）、区間Δθ2では電圧振幅Ｅ2でチョッパ動作を行う（図３Ｃ）。なお、Δθ1とΔθ2とはΔθ1＋Δθ2＝π／２の関係を有している。   In FIG. 3A, the converted voltage waveform is a sine waveform, and is shown for a quarter period from “0” to “π / 2” of the sine wave. The two-stage DC chopper circuit has a section Δθ1 from “0” to “θ1” and a section Δθ2 from “θ1” to “π / 2” within the cycle of “0” to “π / 2”. It is divided into two regions, the chopper operation is performed with the voltage amplitude E1 in the section Δθ1 (FIG. 3B), and the chopper operation is performed with the voltage amplitude E2 in the section Δθ2 (FIG. 3C). Note that Δθ1 and Δθ2 have a relationship of Δθ1 + Δθ2 = π / 2.

本発明の多段直流チョッパ回路は、複数のチョッパ回路を多段に接続すると共に、各チョッパ回路のチョッパ動作を複数の電圧幅で行うことによって、各チョッパ回路で発生するターンオン損失とターンオフ損失のスイッチング損失を低減させ、直流チョッパ回路全体で発生する総和損失を低減させる。   The multi-stage DC chopper circuit of the present invention is configured such that a plurality of chopper circuits are connected in multiple stages and the chopper operation of each chopper circuit is performed at a plurality of voltage widths, thereby switching loss of turn-on loss and turn-off loss occurring in each chopper circuit. To reduce the total loss generated in the entire DC chopper circuit.

以下では、各段におけるチョッパ回路の変換効率に基づいて、２段直流チョッパ回路の変換効率を説明する。   The conversion efficiency of the two-stage DC chopper circuit will be described below based on the conversion efficiency of the chopper circuit in each stage.

波高値Ｅ1の電圧源と波高値Ｅ2の電圧源の各出力パワーをそれぞれＷ1，Ｗ2とし、２段目のチョッパ回路の変換効率をη2とすると、２段目のチョッパ回路が動作している時のおよその総合効率ηtotalは、
ηtotal =(W1+η2W2)/(W1+W2)=1-(1-η2/(n+1)) …（１）
で表される。When the output powers of the voltage source with the peak value E1 and the voltage source with the peak value E2 are W1 and W2, respectively, and the conversion efficiency of the second-stage chopper circuit is η2, when the second-stage chopper circuit is operating. Approximate total efficiency η total of
η total = (W 1 + η 2 W 2 ) / (W 1 + W 2 ) = 1- (1-η 2 / (n + 1)) (1)
It is represented by.

ここで、n=W1/W2と仮定し、η2は２段目のチョッパ回路の変換効率を表している。式（１）は、nを増やすことで高効率化されることを示している。電源の電力比ｎを増やすことは、１段目の電圧源の出力パワーＷ1を２段目の電圧源の出力パワーＷ2よりも大きくするに相当する。Here, assuming that n = W 1 / W 2 , η 2 represents the conversion efficiency of the second stage chopper circuit. Equation (1) shows that increasing n increases the efficiency. Increasing the power ratio n of the power source corresponds to making the output power W1 of the first-stage voltage source larger than the output power W2 of the second-stage voltage source.

１段目が動作している時のおよその総合効率ηtotalは、
ηtotal =η1 …（２）
となる。ただし、η１は１段目のチョッパ回路の変換効率である。The approximate total efficiency ηtotal when the first stage is operating is
η total = η 1 (2)
Becomes However, η1 is the conversion efficiency of the first-stage chopper circuit.

チョッパ出力を図３Ａ〜図３Ｄに示すように正弦波の正の半波のように制御する場合は、これら２つの総合効率の組み合わせから求まる電力変換効率となる。２つの電源の電力比ｎを最適化することで、式（１）及び式（２）で示した２つの総合効率ηtotalを電力重み付け平均して求まる総合効率は、１段目の変換効率η1や１段目の変換効率η2のいずれの値よりも大きい値となる。   When the chopper output is controlled like a positive half-wave of a sine wave as shown in FIGS. 3A to 3D, the power conversion efficiency obtained from the combination of these two total efficiencies. By optimizing the power ratio n of the two power sources, the overall efficiency obtained by power-weighting the two overall efficiencies ηtotal shown in equations (1) and (2) is the conversion efficiency η1 of the first stage and The value is larger than any value of the conversion efficiency η2 of the first stage.

以下では、各段のチョッパ回路の損失に基づいて、多段直流チョッパ回路の変換効率を
説明する。Hereinafter, the conversion efficiency of the multi-stage DC chopper circuit will be described based on the loss of the chopper circuit of each stage.

２つの電圧源の電圧Ｅ1及び電圧Ｅ2の和を直流電源の電圧Ｅ0とし、２段のチョッパ動作によって正弦波の正の半波を形成する場合には、１段目のチョッパ回路のスイッチング損失と導通損の合計をＷloss1とし、２段目のチョッパ回路のスイッチング損失と導通損の合計をＷloss2とすると、合計の損失はそれぞれ以下の式で一般的に表される。
Ｗloss1＝Ｆ1（θ，Ｅ0，Ｅ1） …（３）
Ｗloss2＝Ｆ2（θ，Ｅ0，Ｅ1） …（４）
なお、ここでは、θはπ／２周期を２段に区分する際の角度であり、図３Ａ〜図３Ｄ中のθ1に相当し、Ｆ1及びＦ2はθ，Ｅ0，Ｅ1をパラメータとする関数である。When the sum of the voltage E1 and the voltage E2 of the two voltage sources is set to the voltage E0 of the DC power source and a positive half wave of a sine wave is formed by the chopper operation of the two stages, the switching loss of the chopper circuit of the first stage and When the total of conduction loss is Wloss1 and the total of switching loss and conduction loss of the second stage chopper circuit is Wloss2, the total loss is generally represented by the following equations.
Wloss1 = F1 (θ, E0, E1) (3)
Wloss2 = F2 (θ, E0, E1) (4)
Note that, here, θ is an angle when the π / 2 cycle is divided into two stages, and corresponds to θ1 in FIGS. 3A to 3D, and F1 and F2 are functions having θ, E0, and E1 as parameters. is there.

２段直流チョッパ回路の総合損失Ｗlossは、Ｗloss＝Ｗloss1＋Ｗloss2で表される。総合損失Ｗlossはθをパラメータとするため、Ｗlossをθについて微分すると、
総合損失Ｗlossは、π／２周期内において、
ｄＷloss/dθ＝0 …（５）
を満たすθで極値をとる。The total loss Wloss of the two-stage DC chopper circuit is represented by Wloss = Wloss1 + Wloss2. Since the total loss Wloss has θ as a parameter, when Wloss is differentiated with respect to θ,
The total loss Wloss is within π / 2 cycle.
dWloss / dθ = 0 (5)
The extreme value is taken at θ that satisfies.

このことから、上記のθを境界として２段直流チョッパ回路を２段でチョッパ動作させることによって、総合損失Ｗlossを低減させることができる。なお、この場合には、電圧Ｅ1はＥ0・sinθで表され、電圧Ｅ2は（Ｅ0−Ｅ0・sinθ）で表される。総合損失Ｗlossを極小とするθについて式（５）では微分によって求めているが、これに限らず、シミュレーション演算等の他の手法によって求めても良い。   From this, the total loss Wloss can be reduced by operating the two-stage DC chopper circuit in two stages with the above θ as the boundary. In this case, the voltage E1 is represented by E0 · sin θ, and the voltage E2 is represented by (E0−E0 · sin θ). Although θ in which the total loss Wloss is minimized is obtained by differentiation in the equation (5), the present invention is not limited to this, and it may be obtained by another method such as simulation calculation.

（３段直流チョッパ回路の動作）
図４Ａ〜図４Ｄは３段直流チョッパ回路の動作状態Ａ〜Ｄを示し、図４Ｅはスイッチング素子Ｓ1〜Ｓ6の駆動を制御する制御信号を示し、図４Ｆは動作状態Ａ〜Ｄの電圧状態を示し、図４Ｇは３段直流チョッパ回路のチョッパ出力を示している。なお、図４Ｅ、図４Ｆ中のＡ，Ｂ，Ｃ，及びＤの各符号は、それぞれ図４Ａ、図４Ｂ、図４Ｃ、及び図４Ｄの動作状態Ａ〜Ｄと対応している。(Operation of 3-stage DC chopper circuit)
4A to 4D show operating states A to D of the three-stage DC chopper circuit, FIG. 4E shows control signals for controlling driving of the switching elements S1 to S6, and FIG. 4F shows voltage states of operating states A to D. 4G shows the chopper output of a 3-stage DC chopper circuit. The symbols A, B, C, and D in FIGS. 4E and 4F correspond to the operating states A to D in FIGS. 4A, 4B, 4C, and 4D, respectively.

図４Ａは出力端から電圧０を出力するときの動作状態Ａを示している。この動作状態Ａは、スイッチング素子Ｓ1，スイッチング素子Ｓ3，及びスイッチング素子Ｓ5をオン状態とし、スイッチング素子Ｓ2，スイッチング素子Ｓ4，及びスイッチング素子Ｓ6をオフ状態とすることで形成される。出力端は電圧源１aの低電圧側と接続され、電圧０を出力する。   FIG. 4A shows an operating state A when the voltage 0 is output from the output end. The operating state A is formed by turning on the switching element S1, the switching element S3, and the switching element S5, and turning off the switching element S2, the switching element S4, and the switching element S6. The output terminal is connected to the low voltage side of the voltage source 1a and outputs a voltage of 0.

図４Ｂは出力端から電圧Ｅ1を出力するときの動作状態Ｂを示している。この動作状態Ｂは、スイッチング素子Ｓ2，スイッチング素子Ｓ3，及びスイッチング素子Ｓ5をオン状態とし、スイッチング素子Ｓ1，スイッチング素子Ｓ４，及びスイッチング素子Ｓ6をオフ状態とすることで形成される。出力端は電圧源１aの高電圧側と接続され、電圧Ｅ1を出力する。   FIG. 4B shows an operation state B when the voltage E1 is output from the output end. The operating state B is formed by turning on the switching element S2, the switching element S3, and the switching element S5, and turning off the switching element S1, the switching element S4, and the switching element S6. The output terminal is connected to the high voltage side of the voltage source 1a and outputs the voltage E1.

図４Ｃは出力端から電圧Ｅ1＋Ｅ2を出力するときの動作状態Ｃを示している。この動作状態Ｃは、スイッチング素子Ｓ4及びスイッチング素子Ｓ5をオン状態とし、スイッチング素子Ｓ1，スイッチング素子Ｓ2，スイッチング素子Ｓ3，及びスイッチング素子Ｓ6をオフ状態とすることで形成される。出力端は電圧源１bの高電圧側と接続され、電圧源１aの電圧Ｅ1と電圧源１bの電圧Ｅ2とが加算された電圧（Ｅ1＋Ｅ2）を出力する。   FIG. 4C shows the operating state C when the voltage E1 + E2 is output from the output end. The operating state C is formed by turning on the switching element S4 and the switching element S5 and turning off the switching element S1, the switching element S2, the switching element S3, and the switching element S6. The output terminal is connected to the high voltage side of the voltage source 1b and outputs a voltage (E1 + E2) obtained by adding the voltage E1 of the voltage source 1a and the voltage E2 of the voltage source 1b.

図４Ｄは出力端から電圧Ｅ1＋Ｅ2＋Ｅ3を出力するときの動作状態Ｄを示している。この動作状態Ｄは、スイッチング素子Ｓ6をオン状態とし、スイッチング素子Ｓ1〜スイッチング素子Ｓ4をオフ状態とすることで形成される。出力端は電圧源１cの高電圧側と接続され、電圧源１aの電圧Ｅ1と電圧源１ｂの電圧Ｅ2と電圧源１cの電圧Ｅ3が加算された電圧（Ｅ1＋Ｅ2＋Ｅ3）を出力する。   FIG. 4D shows the operating state D when the voltage E1 + E2 + E3 is output from the output terminal. The operating state D is formed by turning on the switching element S6 and turning off the switching elements S1 to S4. The output terminal is connected to the high voltage side of the voltage source 1c and outputs a voltage (E1 + E2 + E3) obtained by adding the voltage E1 of the voltage source 1a, the voltage E2 of the voltage source 1b and the voltage E3 of the voltage source 1c.

動作状態Ａと動作状態Ｂとを交互に繰り返すチョッパ動作によって、デューティー比に応じて定まる電圧０と電圧Ｅ1の平均電圧Ｖ1（図４Ｇ）が形成され、動作状態Ｂと動作状態Ｃとを交互に繰り返すチョッパ動作によって、デューティー比に応じて定まる電圧Ｅ1と電圧Ｅ2の平均電圧Ｖ2（図４Ｇ）が形成され、動作状態Ｃと動作状態Ｄとを交互に繰り返すチョッパ動作によって、デューティー比に応じて定まる電圧Ｅ2と電圧Ｅ3の平均電圧Ｖ3（図４Ｇ）が形成される。   By the chopper operation in which the operating state A and the operating state B are alternately repeated, an average voltage V1 (FIG. 4G) of the voltage 0 and the voltage E1 determined according to the duty ratio is formed, and the operating state B and the operating state C are alternated. The repeated chopper operation forms an average voltage V2 (FIG. 4G) of the voltage E1 and the voltage E2 that is determined according to the duty ratio, and the chopper operation that alternately repeats the operating state C and the operating state D is determined according to the duty ratio. An average voltage V3 (FIG. 4G) of voltage E2 and voltage E3 is formed.

（３段直流チョッパ回路の変換効率）
次に、図５Ａ〜図５Ｅを用いて本発明の３段直流チョッパ回路の変換効率について説明する。図５Ａは直流電圧を変換した後の電圧波形を示し、図５Ｂは１段目のチョッパ回路のチョッパ動作を示し、図５Ｃは２段目のチョッパ回路のチョッパ動作を示し、図５Ｄは３段目のチョッパ回路のチョッパ動作を示し、図５Ｅは１段目，２段目，及び３段目の各段のチョッパ回路で変換された電圧波形を重畳させた電圧波形を示している。(Conversion efficiency of 3-stage DC chopper circuit)
Next, the conversion efficiency of the three-stage DC chopper circuit of the present invention will be described with reference to FIGS. 5A to 5E. 5A shows a voltage waveform after converting the DC voltage, FIG. 5B shows a chopper operation of the chopper circuit of the first stage, FIG. 5C shows a chopper operation of the chopper circuit of the second stage, and FIG. FIG. 5E shows a chopper operation of the eye chopper circuit, and FIG. 5E shows a voltage waveform obtained by superimposing the voltage waveforms converted by the chopper circuits of the first, second, and third stages.

図５Ａは、変換後の電圧波形を正弦波形とし、正弦波の“０”から“π／２”までの１／４周期分について示している。３段直流チョッパ回路は、“０”から“π／２”の周期内を“０”から“θ1”までの区間Δθ1と、“θ1”から“θ2”までのΔθ2の幅の区間と、“θ2”から“π／２”までのΔθ3の幅の区間の３領域に区分し、区間Δθ1では電圧振幅Ｅ1によってチョッパ動作を行い（図５Ｂ）、区間Δθ2では電圧振幅Ｅ2でチョッパ動作を行い（図５Ｃ）、区間Δθ3では電圧振幅Ｅ3でチョッパ動作を行う（図５Ｄ）。なお、Δθ1とΔθ2とΔθ3はΔθ1＋Δθ2＋Δθ3＝π／２の関係を有している。   FIG. 5A shows the converted voltage waveform as a sine waveform, and shows about 1/4 cycle of the sine wave from “0” to “π / 2”. The three-stage DC chopper circuit has a section Δθ1 from “0” to “θ1” and a section of width Δθ2 from “θ1” to “θ2” within a period of “0” to “π / 2”. It is divided into three regions of a width of Δθ3 from θ2 ”to“ π / 2 ”, the chopper operation is performed by the voltage amplitude E1 in the section Δθ1 (FIG. 5B), and the chopper operation is performed by the voltage amplitude E2 in the section Δθ2 ( 5C), the chopper operation is performed with the voltage amplitude E3 in the section Δθ3 (FIG. 5D). Note that Δθ1, Δθ2, and Δθ3 have a relationship of Δθ1 + Δθ2 + Δθ3 = π / 2.

各段におけるチョッパ回路の変換効率に基づいて、３段直流チョッパ回路の変換効率を説明する。   The conversion efficiency of the three-stage DC chopper circuit will be described based on the conversion efficiency of the chopper circuit in each stage.

波高値Ｅ1の電圧源と波高値Ｅ2の電圧源と波高値Ｅ3の電圧源の各出力パワーをそれぞれＷ1，Ｗ2，及びＷ3とし、３段目のチョッパ回路の変換効率をη3とし、２段目のチョッパ回路の変換効率をη2とし、n=W1/W3=W2/W3と仮定すると、３段目のチョッパ回路が動作している時のおよその総合効率ηtotal3、及び２段目のチョッパ回路が動作している時のおよその総合効率ηtotal2はそれぞれ以下の式（６），（７）で表される。
ηtotal3 =(W1+ W2+η3W3)/(W1+W2+W3)=1-(1-η3/(2n+1)) …（６）
ηtotal2 =(W1+ η2W2)/(W1+W2)=1-(1-η2/(n+1)) …（７）The output powers of the voltage source with the peak value E1, the voltage source with the peak value E2, and the voltage source with the peak value E3 are W1, W2, and W3, respectively, and the conversion efficiency of the third stage chopper circuit is η3, and the second stage is Assuming that the conversion efficiency of the chopper circuit of is η 2 and n = W 1 / W 3 = W 2 / W 3 , the overall efficiency ηtotal3 when the chopper circuit of the third stage is operating, and the second stage Approximate total efficiency ηtotal2 when the chopper circuit of is operating is expressed by the following equations (6) and (7), respectively.
η total3 = (W 1 + W 2 + η 3 W 3 ) / (W 1 + W 2 + W 3 ) = 1- (1-η 3 / (2n + 1)) (6)
η total2 = (W 1 + η 2 W2) / (W 1 + W 2 ) = 1- (1-η 2 / (n + 1)) (7)

１段目が動作している時のおよその総合効率ηtotal1は、
ηtotal1 =η1 …（８）
となる。ただし、η１は１段目のチョッパ回路の変換効率である。The approximate total efficiency ηtotal1 when the first stage is operating is
η total1 = η 1 (8)
Becomes However, η1 is the conversion efficiency of the first-stage chopper circuit.

式（６），（７）は、ｎを増やすことで高効率化されることを示している。式（６）において電源の電力比ｎを増やすことは、１段目および２段目の電圧源の出力パワーＷ1，Ｗ2を３段目の電圧源の出力パワーＷ3よりも大きくすることに相当し、式（７）において、電源の電力比ｎを増やすことは、１段目の電圧源の出力パワーＷ1を２段目の電圧源の出力パワーＷ2よりも大きくすることに相当する。   Equations (6) and (7) indicate that the efficiency is improved by increasing n. Increasing the power ratio n of the power source in the equation (6) is equivalent to making the output powers W1 and W2 of the first-stage and second-stage voltage sources larger than the output power W3 of the third-stage voltage source. In Equation (7), increasing the power ratio n of the power source corresponds to making the output power W1 of the first-stage voltage source larger than the output power W2 of the second-stage voltage source.

チョッパ出力を図５Ａ〜図５Ｅに示すように正弦波の正の半波のように制御する場合は、これら３つの総合効率の組み合わせから求まる電力変換効率となる。３つの電源の電力比ｎを最適化することで、式（６）〜式（８）で示した３つの総合効率ηtotal3，ηtotal2，ηtotal1を電力重み付け平均して求まる総合効率は、各段目の変換効率η1，η2，η3のいずれの値よりも大きい値となる。   When the chopper output is controlled like a positive half-wave of a sine wave as shown in FIGS. 5A to 5E, the power conversion efficiency obtained from the combination of these three overall efficiencies. By optimizing the power ratio n of the three power sources, the total efficiency obtained by power-weighted averaging of the three total efficiencies ηtotal3, ηtotal2, and ηtotal1 shown in equations (6) to (8) is obtained at each stage. It is a value larger than any of the conversion efficiencies η1, η2, and η3.

３つの電圧源の電圧Ｅ1，電圧Ｅ2，及び電圧Ｅ3の和を直流電源の電圧Ｅ0とし、３段のチョッパ動作によって正弦波の正の半波を形成する場合には、１段目のチョッパ回路のスイッチング損失と導通損の合計をＷloss1とし，２段目のチョッパ回路のスイッチング損失と導通損の合計をＷloss2とし、３段目のチョッパ回路のスイッチング損失と導通損の合計をＷloss3とすると、合計の損失はそれぞれ以下の式で一般的に表される。
Ｗloss1＝Ｆ1(θ1,θ2,Ｅ0,Ｅ1,Ｅ2) …（９）
Ｗloss2＝Ｆ2(θ1,θ2,Ｅ0,Ｅ1,Ｅ2) …（１０）
Ｗloss3＝Ｆ3(θ1,θ2,Ｅ0,Ｅ1,Ｅ2) …（１１）
なお、ここでは、θ１，θ2はπ／２周期を３段に区分する際の角度であり、図５Ａ〜図５Ｅ中のθ1，θ2に相当し、Ｆ1、Ｆ2、Ｆ3は、θ1，θ2，Ｅ0，Ｅ1，Ｅ2をパラメータとする関数である。When the sum of the voltage E1, the voltage E2, and the voltage E3 of the three voltage sources is set to the voltage E0 of the DC power supply and the positive half wave of the sine wave is formed by the three-step chopper operation, the first-step chopper circuit Let Wloss1 be the total of the switching loss and conduction loss of, and Wloss2 be the total of the switching loss and conduction loss of the second-stage chopper circuit, and Wloss3 be the total of the switching loss and conduction loss of the third-stage chopper circuit. The loss of each is generally expressed by the following equations.
Wloss1 = F1 (θ1, θ2, E0, E1, E2) (9)
Wloss2 = F2 (θ1, θ2, E0, E1, E2) (10)
Wloss3 = F3 (θ1, θ2, E0, E1, E2) (11)
Note that here, θ1 and θ2 are angles when the π / 2 cycle is divided into three stages, and correspond to θ1 and θ2 in FIGS. 5A to 5E, and F1, F2, and F3 are θ1, θ2, and This is a function having E0, E1, and E2 as parameters.

３段直流チョッパ回路の総合損失Ｗlossは、Ｗloss＝Ｗloss1＋Ｗloss2＋Ｗloss3で表される。   The total loss Wloss of the three-stage DC chopper circuit is represented by Wloss = Wloss1 + Wloss2 + Wloss3.

電圧波形において、パラメータθ1，θ2とパラメータＥ0，Ｅ1，Ｅ2との間にはその波形に基づいた関係性があるため、各Ｗloss1，Ｗloss2，Ｗloss3はパラメータθ1，θ2で表すことができる。例えば、電圧波形を正弦波形とした場合には、Ｅ1とθ1との間にはＥ1＝Ｅ0・sinθ1の関係があり、Ｅ2とθ2との間にはＥ2＝Ｅ0・sinθ2の関係があるため、パラメータＥ1、及びパラメータＥ2をそれぞれパラメータθ1とθ2で表すことによって、Ｗloss1，Ｗloss2，Ｗloss3をパラメータθ1，θ2で表すことができる。したがって、総合損失Ｗlossはθ１，θ2をパラメータとし、極小値を与えるθ１，θ2を求めることで、各電圧源の電圧E1、E2、及びE3を求めることができる。総合損失Ｗlossを極小とするパラメータθ１，θ2の算出は、多変数関数における極小、極大の解法や、シミュレーション演算を用いることができる。   In the voltage waveform, the parameters θ1, θ2 and the parameters E0, E1, E2 have a relationship based on the waveform, so that each of Wloss1, Wloss2, Wloss3 can be represented by the parameters θ1, θ2. For example, when the voltage waveform is a sine waveform, there is a relationship of E1 = E0 · sin θ1 between E1 and θ1, and a relationship of E2 = E0 · sin θ2 between E2 and θ2. By expressing the parameter E1 and the parameter E2 by the parameters θ1 and θ2, respectively, Wloss1, Wloss2, and Wloss3 can be expressed by the parameters θ1 and θ2. Therefore, the total loss Wloss can obtain the voltages E1, E2, and E3 of each voltage source by obtaining the minimum values θ1 and θ2 using θ1 and θ2 as parameters. The parameters θ1 and θ2 that minimize the total loss Wloss can be calculated by using a minimum and maximum solution method in a multivariable function or a simulation calculation.

本発明のｎ段直流チョッパ回路において、各段のチョッパ回路に印加する電圧源の電圧を設定する手順について図６のフローチャートを用いて説明する。フローチャートでは“Ｓ”の符号で各工程を示している。   In the n-stage DC chopper circuit of the present invention, the procedure for setting the voltage of the voltage source applied to each stage chopper circuit will be described with reference to the flowchart of FIG. In the flowchart, each step is indicated by a symbol "S".

工程S1：交流変換によって得る交流波形の周期を、ｎ段直流チョッパ回路の段数ｎの個数で区分し、ｎ区間を仮設定する。例えば、電圧波形が正弦波形である場合には、１／４周期をｎ分割し、０〜π/4の区間内にθ1〜θn-1を仮設定する。θ1〜θn-1は総和損失Ｗlossのパラメータであるため、このパラメータθ1〜θn-1を調整して総和損失Ｗlossが極小となる値を求めることで、総和損失Ｗlossが極小となる直流電源の各電圧源の電圧配分を設定することができる。   Step S1: The period of the AC waveform obtained by the AC conversion is divided by the number of stages n of the n-stage DC chopper circuit, and n intervals are provisionally set. For example, when the voltage waveform is a sine waveform, the 1/4 cycle is divided into n, and θ1 to θn-1 are provisionally set within the interval of 0 to π / 4. Since θ1 to θn-1 are parameters of the total loss Wloss, by adjusting the parameters θ1 to θn-1 to obtain a value that minimizes the total loss Wloss, each of the DC power supplies that has the minimum total loss Wloss. The voltage distribution of the voltage source can be set.

工程S2：各区間で印加する電圧源の仮印加電圧を交流波形に基づいて求める。
工程S3：各チョッパ回路の損失Ｗloss1〜 Ｗlossnを仮印加電圧と区間の時間幅に基づいて求める。Step S2: The temporary applied voltage of the voltage source applied in each section is obtained based on the AC waveform.
Step S3: The losses Wloss1 to Wlossn of each chopper circuit are obtained based on the temporary applied voltage and the time width of the section.

工程S4：工程S3で求めた各チョッパ回路の損失Ｗloss1〜 Ｗlossnを加算して総和損失Ｗlossを求める。
工程S5：総和損失Ｗlossが極小となる区間の組み合わせθ1〜θn-1を求める。Step S4: Add the loss Wloss1 to Wlossn of each chopper circuit obtained in step S3 to obtain the total loss Wloss.
Step S5: A combination θ1 to θn-1 of a section in which the total loss Wloss is minimum is obtained.

工程S6：工程S5で求めたθ1〜θn-1に対応する交流波形上の各電圧を求める。
工程S7：工程S6で求めた各電圧の比率を求め、直流電源の電源電圧と求めた比率から各電圧源の電圧を求めて設定する。Step S6: Obtain each voltage on the AC waveform corresponding to θ1 to θn−1 obtained in step S5.
Step S7: The ratio of each voltage obtained in step S6 is obtained, and the voltage of each voltage source is obtained and set from the power supply voltage of the DC power supply and the obtained ratio.

［電力変換装置の概要］
次に、図７を用いて本発明の多段直流チョッパ回路を備えた電力変換装置の概略構成について説明する。図７（ａ）は概略構成を示し、図７（ｂ）は多段直流チョッパ回路の直流出力を示し、図７（ｃ）は折り返し回路により反転された半波出力を示し、図７（ｄ）は折り返し回路の出力を示している。[Outline of power converter]
Next, a schematic configuration of a power conversion device including the multi-stage DC chopper circuit of the present invention will be described with reference to FIG. 7. 7A shows a schematic configuration, FIG. 7B shows a DC output of a multi-stage DC chopper circuit, FIG. 7C shows a half-wave output inverted by a folding circuit, and FIG. Indicates the output of the folding circuit.

本発明の電力変換装置４０は、本発明の多段直流チョッパ回路１０と平滑フィルタ２０と折り返し回路３０とにより構成される。   The power converter 40 of the present invention is composed of the multi-stage DC chopper circuit 10, the smoothing filter 20, and the folding circuit 30 of the present invention.

多段直流チョッパ回路１０には、複数の電圧源が直列接続された直流電源１が接続される。直流電源１は複数の電圧源の電圧を多段直流チョッパ回路１０に供給する。   The multi-stage DC chopper circuit 10 is connected to a DC power supply 1 in which a plurality of voltage sources are connected in series. The DC power supply 1 supplies the voltages of a plurality of voltage sources to the multistage DC chopper circuit 10.

多段直流チョッパ回路１０は、多段構成された複数のチョッパ回路によって、印加された電圧をチョッパ動作によって所定の直流電圧に変換し、半波の直流出力を出力する（図７（ｂ）)。   The multi-stage DC chopper circuit 10 converts the applied voltage into a predetermined DC voltage by a chopper operation by a plurality of chopper circuits configured in multiple stages, and outputs a half-wave DC output (FIG. 7B).

平滑フィルタ２０は、多段直流チョッパ回路１０の直流出力からリプル成分等を除去した直流出力を出力する（図７（ｂ））。平滑フィルタ２０は、例えば、ＬＣフィルタを用いて構成することができる。   The smoothing filter 20 outputs a DC output obtained by removing ripple components and the like from the DC output of the multi-stage DC chopper circuit 10 (FIG. 7B). The smoothing filter 20 can be configured using, for example, an LC filter.

折り返し回路３０は、平滑フィルタ２０の直流出力の半波を交互に反転させ（図７（ｃ））、反転させなかった半波と合わせることによって交流出力を出力する（図７（ｄ））。   The folding circuit 30 alternately inverts the half-wave of the DC output of the smoothing filter 20 (FIG. 7C), and outputs the AC output by combining with the half-wave not inverted (FIG. 7D).

本発明の電力変換装置４０は、多段直流チョッパ回路１０の半波出力を平滑フィルタ２０に通した後、折り返し回路３０で交流出力に変換する。平滑フィルタ２０では、半波の電流が入力側に流入し、同様の波形の電圧が平滑フィルタ２０の入力側の両端に印加される（図７（ｂ））、いわば直流側に配置した構成である。この本発明の直流配置の平滑フィルタに対して、従来のＤＣ／ＡＣインバータでは交流出力側に平滑フィルタが設置された交流配置であり、平滑フィルタには交流の正弦波電流が流れ、交流の電圧が印加される。   In the power converter 40 of the present invention, the half-wave output of the multi-stage DC chopper circuit 10 is passed through the smoothing filter 20 and then converted into an AC output by the folding circuit 30. In the smoothing filter 20, a half-wave current flows into the input side, and a voltage of the same waveform is applied to both ends of the smoothing filter 20 on the input side (FIG. 7 (b)). is there. In contrast to this DC arrangement smoothing filter of the present invention, the conventional DC / AC inverter has an AC arrangement in which a smoothing filter is installed on the AC output side, and an AC sinusoidal current flows through the smoothing filter and an AC voltage is applied. Is applied.

本発明の電力変換装置４０は、ＬＣフィルタの電圧電流の１次近似の基本波振幅は半波であることから、この直流配置によって最終出力の交流正弦波振幅の約１／２となる。その結果、インダクタＬの直列抵抗損失は電流振幅の２乗、キャパシタＣの直列等価抵抗による損失も電流振幅の２乗に比例する。これにより、直流側に配置したＬＣフィルタでの損失は、交流側に配置したＬＣフィルタに比べて１／４に低減される。また、直流側配置によるＬＣフィルタの定格容量についても、交流側配置のＬＣフィルタの半分となり、定格容量を低減して小型化が可能となる。   In the power converter 40 of the present invention, since the fundamental wave amplitude of the first-order approximation of the voltage / current of the LC filter is a half wave, this AC arrangement makes it about 1/2 of the AC sine wave amplitude of the final output. As a result, the series resistance loss of the inductor L is proportional to the square of the current amplitude, and the loss due to the series equivalent resistance of the capacitor C is also proportional to the square of the current amplitude. As a result, the loss in the LC filter arranged on the DC side is reduced to 1/4 as compared with the LC filter arranged on the AC side. Further, the rated capacity of the LC filter arranged by the DC side is half that of the LC filter arranged by the AC side, and the rated capacity can be reduced and downsizing can be achieved.

本発明の電力変換装置の回路例を図８〜図１１を用いて説明する。   A circuit example of the power conversion device of the present invention will be described with reference to FIGS.

（２段直流チョッパ回路を備えた電力変換装置の回路例）
図８は２段直流チョッパ回路を備えた電力変換装置の回路例を示し、図９は各部の電圧を示している。(Circuit example of power conversion device including two-stage DC chopper circuit)
FIG. 8 shows a circuit example of a power converter having a two-stage DC chopper circuit, and FIG. 9 shows the voltage of each part.

電力変換装置４０Aは、２段直流チョッパ回路１０Aと平滑フィルタ２０と折り返し回路３０とにより構成される。２段直流チョッパ回路１０Aは図１Ａで示した構成であり、逆並列接続されたダイオードを備えたスイッチング素子Ｓ1の下アームと、逆並列接続されたダイオードを備えたスイッチング素子Ｓ2の上アームとを、スイッチング素子Ｓ1のドレインとスイッチング素子Ｓ2のソースとを接続して形成される直列接続のレグを備えたチョッパ回路２aと、逆並列接続されたダイオードを備えたスイッチング素子Ｓ3の下アームとをスイッチング素子Ｓ3のドレインとスイッチング素子Ｓ4のソースとを接続して形成される直列接続のレグを備えたチョッパ回路２bとが２段に接続されて構成される。   The power converter 40A includes a two-stage DC chopper circuit 10A, a smoothing filter 20, and a folding circuit 30. The two-stage DC chopper circuit 10A has the configuration shown in FIG. 1A, and includes a lower arm of a switching element S1 having an anti-parallel connected diode and an upper arm of a switching element S2 having an anti-parallel connected diode. , Switching between a chopper circuit 2a having a series-connected leg formed by connecting the drain of the switching element S1 and the source of the switching element S2, and a lower arm of the switching element S3 having an anti-parallel connected diode. A chopper circuit 2b having a series-connected leg formed by connecting the drain of the element S3 and the source of the switching element S4 is connected in two stages.

チョッパ回路２aにおいて、スイッチング素子Ｓ1のソースには電圧源１aの低電圧側が接続され、スイッチング素子Ｓ2のドレインには電圧源１aと電圧源１bの接続端が接続される。   In the chopper circuit 2a, the source of the switching element S1 is connected to the low voltage side of the voltage source 1a, and the drain of the switching element S2 is connected to the connection ends of the voltage source 1a and the voltage source 1b.

チョッパ回路２aとチョッパ回路２bとの接続は、チョッパ回路２aの出力端３aをチョッパ回路２bのスイッチング素子Ｓ3のソース側に接続することで行われる。また、チョッパ回路２bにおいて、スイッチング素子Ｓ4のソースには電圧源１bの高電圧側が接続される。   The chopper circuit 2a and the chopper circuit 2b are connected by connecting the output end 3a of the chopper circuit 2a to the source side of the switching element S3 of the chopper circuit 2b. In the chopper circuit 2b, the high voltage side of the voltage source 1b is connected to the source of the switching element S4.

平滑フィルタ２０はＬＣフィルタで構成され、チョッパ回路２bの出力端にインダクタＬ1が直列接続され、キャパシタＣ0が並列接続されて形成される。   The smoothing filter 20 is composed of an LC filter, and is formed by connecting an inductor L1 in series and a capacitor C0 in parallel to the output end of the chopper circuit 2b.

折り返し回路３０は、逆並列接続されたダイオードを備えたスイッチング素子Ｓ5の下アームと、逆並列接続されたダイオードを備えたスイッチング素子Ｓ6の上アームとを、スイッチング素子Ｓ5のドレインとスイッチング素子Ｓ6のソースとを接続して形成される直列接続のレグと、逆並列接続されたダイオードを備えたスイッチング素子Ｓ7の下アームと、逆並列接続されたダイオードを備えたスイッチング素子Ｓ8の上アームとを、スイッチング素子Ｓ7のドレインとスイッチング素子Ｓ8のソースとを接続して形成される直列接続のレグとを、両レグの中性点間を負荷で接続したフルブリッジで構成される。   The folding circuit 30 includes a lower arm of the switching element S5 having a diode connected in anti-parallel and an upper arm of the switching element S6 having a diode connected in anti-parallel, a drain of the switching element S5 and a switching element S6. A series-connected leg formed by connecting a source, a lower arm of a switching element S7 having an anti-parallel connected diode, and an upper arm of a switching element S8 having an anti-parallel connected diode; A series connection leg formed by connecting the drain of the switching element S7 and the source of the switching element S8 is composed of a full bridge in which the neutral points of both legs are connected by a load.

折り返し回路３０において、スイッチング素子Ｓ6，Ｓ8のドレインには平滑フィルタ２０の高電圧側が接続され、スイッチング素子Ｓ5，Ｓ7のソースには平滑フィルタ２０の低電圧側が接続される。   In the folding circuit 30, the drains of the switching elements S6 and S8 are connected to the high voltage side of the smoothing filter 20, and the sources of the switching elements S5 and S7 are connected to the low voltage side of the smoothing filter 20.

折り返し回路３０において、スイッチング素子Ｓ6とスイッチング素子Ｓ7、及びスイッチング素子Ｓ5とスイッチング素子Ｓ8をペアとし、各ペアを交互にオン状態とオフ状態で切り替えることによって負荷の電流方向を切り替え、負荷に対して交流電流を供給し、負荷の両端に交流電圧を印加する。   In the folding circuit 30, the switching element S6 and the switching element S7, and the switching element S5 and the switching element S8 are paired, and each pair is alternately switched between the on state and the off state to switch the current direction of the load and An alternating current is supplied and an alternating voltage is applied across the load.

負荷の電流方向と印加電圧の向きは、負荷が純抵抗の場合の動作モードと負荷が誘導負荷である場合の動作モードで異なる。   The current direction of the load and the direction of the applied voltage differ depending on the operation mode when the load is a pure resistance and the operation mode when the load is an inductive load.

例えば、負荷が純抵抗であるときには、折り返し回路30において、スイッチング素子Ｓ6とスイッチング素子Ｓ7をオン状態とし、スイッチング素子Ｓ5とスイッチング素子Ｓ8をオフ状態とした場合には、負荷には図中の左方から右方に向かって電流が流れ、スイッチング素子Ｓ5とスイッチング素子Ｓ8をオン状態とし、スイッチング素子Ｓ6とスイッチング素子Ｓ7をオフ状態とした場合には、負荷には図中の右方から左方に向かって電流が流れる。図８は、右方から左方に向かって電流が流れる状態を示している。   For example, when the load is a pure resistance, in the folding circuit 30, when the switching element S6 and the switching element S7 are turned on, and the switching element S5 and the switching element S8 are turned off, the load is left. When the switching element S5 and the switching element S8 are turned on and the switching element S6 and the switching element S7 are turned off, the load flows from the right to the left in the figure. Current flows toward. FIG. 8 shows a state in which a current flows from right to left.

また、負荷が誘導負荷であるときは、スイッチング素子と逆並列接続されたダイオードを通る、電圧が正方向で電流が負方向となる動作モードと、あるいは電圧が負方向で電流が正方向となる動作モードで動作する。   When the load is an inductive load, an operation mode in which the voltage is in the positive direction and the current is in the negative direction through a diode connected in antiparallel with the switching element, or the voltage is in the negative direction and the current is in the positive direction Operates in operating mode.

上記したスイッチング素子Ｓ5〜スイッチング素子Ｓ8のオンオフ状態を交互に切り替えることによって、負荷には交流電圧Ｖacが印加される。   The alternating voltage Vac is applied to the load by alternately switching the on / off states of the switching elements S5 to S8.

チョッパ回路２aにおいて、電圧源１aの電圧Ｅ1が印加され、スイッチング素子Ｓ1,Ｓ2をチョッパ動作させることによって電圧Ｅ1は直流変換された直流電圧Ｖdc1（図９（ｂ））が出力される。一方、チョッパ回路２bにおいて、電圧源１bの電圧Ｅ2が印加され、スイッチング素子Ｓ3,Ｓ4をチョッパ動作させることによって電圧Ｅ2は直流変換された直流電圧Ｖdc2（図９（ａ））が形成される。この直流電圧Ｖdc2は、電圧Ｅ1がベース電圧として重畳されている。チョッパ回路２bの出力端の電圧は、Ｖdc1とＶdc2とが重畳された直流電圧Ｖdc（＝Ｖdc1＋Ｖdc2）である（図９（ｃ））。   In the chopper circuit 2a, the voltage E1 of the voltage source 1a is applied, and the switching elements S1 and S2 are chopper-operated to output the DC voltage Vdc1 (FIG. 9B) obtained by DC-converting the voltage E1. On the other hand, in the chopper circuit 2b, the voltage E2 of the voltage source 1b is applied, and the switching elements S3 and S4 are chopper-operated to form a DC voltage Vdc2 (FIG. 9A) obtained by DC-converting the voltage E2. The DC voltage Vdc2 is superimposed with the voltage E1 as a base voltage. The voltage at the output end of the chopper circuit 2b is a DC voltage Vdc (= Vdc1 + Vdc2) in which Vdc1 and Vdc2 are superimposed (FIG. 9 (c)).

平滑フィルタ２０の出力電圧は直流電圧Ｖdcを平滑した直流の正の半波出力である（図９（ｄ））。折り返し回路３０は、この半波出力を交互に反転させ（図９（ｅ）、図９（ｆ））、これらの半波を合わせた交流電圧を形成する（図９（ｇ））。   The output voltage of the smoothing filter 20 is a DC positive half-wave output obtained by smoothing the DC voltage Vdc (FIG. 9 (d)). The folding circuit 30 alternately inverts the half-wave output (FIG. 9 (e), FIG. 9 (f)), and forms an AC voltage that combines these half-waves (FIG. 9 (g)).

（３段直流チョッパ回路を備えた電力変換装置の回路例）
図１０は３段直流チョッパ回路を備えた電力変換装置の回路例を示している。
電力変換装置４０Bは、３段直流チョッパ回路１０Aと平滑フィルタ２０と折り返し回路３０とにより構成される。３段直流チョッパ回路１０Bは図１Ｂで示した構成であり、２段直流チョッパ回路１０Aの構成のチョッパ回路２a及びチョッパ回路２bに、スイッチング素子Ｓ5、Ｓ6のチョッパ回路２cを接続した３段構成である。なお、チョッパ回路2a及びチョッパ回路２bの構成は電力変換装置４０Aで説明した構成と同様であるため、ここでの説明は省略する。(Circuit example of a power converter having a three-stage DC chopper circuit)
FIG. 10 shows a circuit example of a power conversion device including a three-stage DC chopper circuit.
The power converter 40B includes a three-stage DC chopper circuit 10A, a smoothing filter 20, and a folding circuit 30. The three-stage DC chopper circuit 10B has the configuration shown in FIG. 1B, and has a three-stage configuration in which the chopper circuit 2a and the chopper circuit 2b of the configuration of the two-stage DC chopper circuit 10A are connected to the chopper circuit 2c of the switching elements S5 and S6. is there. Since the configurations of the chopper circuit 2a and the chopper circuit 2b are the same as the configurations described for the power conversion device 40A, the description thereof is omitted here.

チョッパ回路２cは、逆並列接続されたダイオードを備えたスイッチング素子Ｓ5の下アームと、逆並列接続されたダイオードを備えたスイッチング素子Ｓ6の上アームとを、スイッチング素子Ｓ5のドレインとスイッチング素子Ｓ6のソースとを直列接続したレグで構成される。   The chopper circuit 2c includes a lower arm of a switching element S5 having an anti-parallel connected diode and an upper arm of a switching element S6 having an anti-parallel connected diode, and a drain of the switching element S5 and a switching element S6. It consists of legs that are connected in series with the source.

チョッパ回路２bとチョッパ回路２cとの接続は、チョッパ回路２bの出力端３bをチョッパ回路２cのスイッチング素子Ｓ5のソース側に接続することで行われる。また、チョッパ回路２cにおいて、スイッチング素子Ｓ6のソースには電圧源１cの高電圧側が接続される。   The chopper circuit 2b and the chopper circuit 2c are connected by connecting the output end 3b of the chopper circuit 2b to the source side of the switching element S5 of the chopper circuit 2c. Further, in the chopper circuit 2c, the high voltage side of the voltage source 1c is connected to the source of the switching element S6.

平滑フィルタ２０はＬＣフィルタで構成され、チョッパ回路２cの出力端にインダクタＬ1が直列接続され、キャパシタＣ0が並列接続されて形成される。   The smoothing filter 20 is composed of an LC filter, and is formed by connecting an inductor L1 in series and a capacitor C0 in parallel to the output end of the chopper circuit 2c.

折り返し回路３０は、電力変換装置４０Aが備える折り返し回路と同様であり、逆並列接続されたダイオードを備えたスイッチング素子Ｓ7の下アームと、逆並列接続されたダイオードを備えたスイッチング素子Ｓ8の上アームとを、スイッチング素子Ｓ7のドレインとスイッチング素子Ｓ8のソースとを接続して形成される直列接続のレグと、逆並列接続されたダイオードを備えたスイッチング素子Ｓ9の下アームと、逆並列接続されたダイオードを備えたスイッチング素子Ｓ10の上アームとを、スイッチング素子Ｓ9のドレインとスイッチング素子Ｓ10のソースとを接続して形成される直列接続のレグとを、両レグの中性点間を負荷で接続したフルブリッジで構成される。   The folding circuit 30 is similar to the folding circuit included in the power conversion device 40A, and includes the lower arm of the switching element S7 including the diode connected in antiparallel and the upper arm of the switching element S8 including the diode connected in antiparallel. Are connected in anti-parallel to a series-connected leg formed by connecting the drain of the switching element S7 and the source of the switching element S8, the lower arm of the switching element S9 having a diode connected in anti-parallel, and A series connection leg formed by connecting the drain of the switching element S9 and the source of the switching element S10 to the upper arm of the switching element S10 having a diode, and connecting the neutral points of both legs with a load. It consists of a full bridge.

折り返し回路３０において、スイッチング素子Ｓ8，Ｓ10のドレインには平滑フィルタ２０の高電圧側が接続され、スイッチング素子Ｓ7，Ｓ10のソースには平滑フィルタ２０の低電圧側が接続される。   In the folding circuit 30, the drains of the switching elements S8 and S10 are connected to the high voltage side of the smoothing filter 20, and the sources of the switching elements S7 and S10 are connected to the low voltage side of the smoothing filter 20.

折り返し回路３０は、電力変換装置４０Aが備える折り返し回路と同様の動作によって、スイッチング素子Ｓ5〜スイッチング素子Ｓ8のオンオフ状態を交互に切り替え、負荷に交流電圧Ｖacを印加する。   The folding circuit 30 alternately switches the ON / OFF states of the switching elements S5 to S8 by the same operation as the folding circuit included in the power conversion device 40A, and applies the AC voltage Vac to the load.

チョッパ回路２aにおいて、電圧源１aの電圧Ｅ1が印加され、スイッチング素子Ｓ1,Ｓ2をチョッパ動作させることによって電圧Ｅ1は直流変換された直流電圧Ｖdc1が出力され、チョッパ回路２bにおいて、電圧源１bの電圧Ｅ2が印加され、スイッチング素子Ｓ3,Ｓ4をチョッパ動作させることによって電圧Ｅ2は直流変換された直流電圧Ｖdc2が形成され、チョッパ回路２cにおいて、電圧源１cの電圧Ｅ3が印加され、スイッチング素子Ｓ5,Ｓ6をチョッパ動作させることによって電圧Ｅ3は直流変換された直流電圧Ｖdc3が形成される。直流電圧Ｖdc2は電圧Ｅ1がベース電圧として重畳され、直流電圧Ｖdc3は電圧Ｅ1＋Ｅ2がベース電圧として重畳される。チョッパ回路２cの出力端の電圧は、Ｖdc1とＶdc2とＶdc3が重畳された直流電圧Ｖdc（＝Ｖdc1＋Ｖdc2＋Ｖdc3）である。   In the chopper circuit 2a, the voltage E1 of the voltage source 1a is applied, and by operating the switching elements S1 and S2 in a chopper, the voltage E1 is converted into a DC voltage Vdc1 which is output. In the chopper circuit 2b, the voltage of the voltage source 1b is output. When E2 is applied and the switching elements S3, S4 are operated in a chopper, the voltage E2 is converted into a DC voltage Vdc2, and in the chopper circuit 2c, the voltage E3 of the voltage source 1c is applied and the switching elements S5, S6. By operating the chopper, the voltage E3 is converted into a direct current voltage Vdc3. The DC voltage Vdc2 is superimposed with the voltage E1 as the base voltage, and the DC voltage Vdc3 is superimposed with the voltage E1 + E2 as the base voltage. The voltage at the output end of the chopper circuit 2c is a DC voltage Vdc (= Vdc1 + Vdc2 + Vdc3) in which Vdc1, Vdc2 and Vdc3 are superimposed.

平滑フィルタ２０は直流電圧Ｖdcを平滑した直流の正の半波出力を出力し、折り返し回路３０は、この半波出力を交互に反転させ、これらの半波を合わせた交流電圧を出力する。   The smoothing filter 20 outputs a DC positive half-wave output obtained by smoothing the DC voltage Vdc, and the folding circuit 30 alternately inverts the half-wave output and outputs an AC voltage obtained by combining these half-waves.

（ｎ段直流チョッパ回路を備えた電力変換装置の回路例）
図１１はｎ段直流チョッパ回路を備えた電力変換装置の回路例を示している。
電力変換装置４０Cは、ｎ段直流チョッパ回路１０Cと平滑フィルタ２０と折り返し回路３０とにより構成される。n段直流チョッパ回路１０Cは図１Ｃで示した構成である。(Circuit example of power conversion device including n-stage DC chopper circuit)
FIG. 11 shows a circuit example of a power conversion device including an n-stage DC chopper circuit.
The power conversion device 40C includes an n-stage DC chopper circuit 10C, a smoothing filter 20, and a folding circuit 30. The n-stage DC chopper circuit 10C has the configuration shown in FIG. 1C.

チョッパ回路２a、チョッパ回路２b、チョッパ回路２cは、前記した電力変換装置４０A、電力変換装置４０Bの構成と同様であるため、ここではｋ段目のチョッパ回路2k及びｎ段目のチョッパ回路２nについて説明する。   The chopper circuit 2a, the chopper circuit 2b, and the chopper circuit 2c have the same configurations as those of the power conversion device 40A and the power conversion device 40B described above. explain.

ｋ段目のチョッパ回路２kは、逆並列接続されたダイオードを備えたスイッチング素子Ｓ2k-1の下アームと、逆並列接続されたダイオードを備えたスイッチング素子Ｓ2kの上アームとを、スイッチング素子Ｓ2k-1のドレインとスイッチング素子Ｓ2kのソースとを直列接続したレグで構成される。   The chopper circuit 2k at the k-th stage includes a lower arm of a switching element S2k-1 having an anti-parallel connected diode and an upper arm of a switching element S2k having an anti-parallel connected diode, and a switching element S2k- It is composed of a leg in which the drain of 1 and the source of the switching element S2k are connected in series.

（ｋ−１）段目のチョッパ回路２k-1とｋ段目のチョッパ回路２kとの接続は、チョッパ回路２k-1の出力端をチョッパ回路２kのスイッチング素子Ｓ2k-1のソース側に接続することで行われる。また、チョッパ回路２kのスイッチング素子Ｓ2kのソースには電圧源１kの高電圧側が接続される。   The (k-1) th stage chopper circuit 2k-1 and the kth stage chopper circuit 2k are connected by connecting the output end of the chopper circuit 2k-1 to the source side of the switching element S2k-1 of the chopper circuit 2k. It is done by that. The high voltage side of the voltage source 1k is connected to the source of the switching element S2k of the chopper circuit 2k.

最上段のｎ段目のチョッパ回路２nは、逆並列接続されたダイオードを備えたスイッチング素子Ｓ2n-1の下アームと、逆並列接続されたダイオードを備えたスイッチング素子Ｓ2nの上アームとを、スイッチング素子Ｓ2n-1のドレインとスイッチング素子Ｓ2nのソースとを直列接続したレグで構成される。   The n-th chopper circuit 2n at the uppermost stage switches between the lower arm of the switching element S2n-1 including the diode connected in anti-parallel and the upper arm of the switching element S2n including the diode connected in anti-parallel. It is composed of a leg in which the drain of the element S2n-1 and the source of the switching element S2n are connected in series.

（ｎ−１）段目のチョッパ回路２n-1とｎ段目のチョッパ回路２nとの接続は、チョッパ回路２n-1の出力端をチョッパ回路２nのスイッチング素子Ｓ2n-1のソース側に接続することで行われる。また、チョッパ回路２nのスイッチング素子Ｓ2nのソースには電圧源１nの高電圧側が接続される。   The (n-1) th stage chopper circuit 2n-1 and the nth stage chopper circuit 2n are connected by connecting the output end of the chopper circuit 2n-1 to the source side of the switching element S2n-1 of the chopper circuit 2n. It is done by that. The high voltage side of the voltage source 1n is connected to the source of the switching element S2n of the chopper circuit 2n.

平滑フィルタ２０はＬＣフィルタで構成され、チョッパ回路２nの出力端にインダクタＬ1が直列接続され、キャパシタＣ0が並列接続されて形成される。   The smoothing filter 20 is composed of an LC filter, and is formed by connecting the inductor L1 in series and the capacitor C0 in parallel to the output end of the chopper circuit 2n.

折り返し回路３０は、電力変換装置４０A、電力変換装置４０Bが備える折り返し回路と同様であり、逆並列接続されたダイオードを備えたスイッチング素子Ｓ2n+1の下アームと、逆並列接続されたダイオードを備えたスイッチング素子Ｓ2n+2の上アームとを、スイッチング素子Ｓ2n+1のドレインとスイッチング素子Ｓ2n+2のソースとを接続して形成される直列接続のレグと、逆並列接続されたダイオードを備えたスイッチング素子Ｓ2n+3の下アームと、逆並列接続されたダイオードを備えたスイッチング素子Ｓ2n+4の上アームとを、スイッチング素子Ｓ2n+3のドレインとスイッチング素子Ｓ2n+4のソースとを接続して形成される直列接続のレグとを、両レグの中性点間を負荷で接続したフルブリッジで構成される。   The folding circuit 30 is similar to the folding circuits included in the power conversion device 40A and the power conversion device 40B, and includes a lower arm of the switching element S2n + 1 including a diode connected in antiparallel and a diode connected in antiparallel. The upper arm of the switching element S2n + 2 is connected to the drain of the switching element S2n + 1 and the source of the switching element S2n + 2, and the leg is connected in series. By connecting the lower arm of the switching element S2n + 3 and the upper arm of the switching element S2n + 4 provided with the diode connected in antiparallel, the drain of the switching element S2n + 3 and the source of the switching element S2n + 4 are connected. The formed series-connected legs and a full bridge in which the neutral points of both legs are connected by a load.

折り返し回路３０において、スイッチング素子Ｓ2n+2，Ｓ2n+4のドレインには平滑フィルタ２０の高電圧側が接続され、スイッチング素子Ｓ2n+1，Ｓ2n+3のソースには平滑フィルタ２０の低電圧側が接続される。   In the folding circuit 30, the high voltage side of the smoothing filter 20 is connected to the drains of the switching elements S2n + 2 and S2n + 4, and the low voltage side of the smoothing filter 20 is connected to the sources of the switching elements S2n + 1 and S2n + 3. It

折り返し回路３０は、電力変換装置４０A、４０Bが備える折り返し回路と同様の動作によって、スイッチング素子Ｓ2n+1〜スイッチング素子Ｓ2n+4のオンオフ状態を交互に切り替え、負荷に交流電圧Ｖacを印加する。   The folding circuit 30 alternately switches ON / OFF states of the switching elements S2n + 1 to S2n + 4 by the same operation as the folding circuits included in the power conversion devices 40A and 40B, and applies the AC voltage Vac to the load.

チョッパ回路２kにおいて、電圧源１kの電圧Ｅkが印加され、スイッチング素子Ｓ2k-1,Ｓ2kをチョッパ動作させることによって電圧Ｅkは直流変換された直流電圧Ｖdckが形成される。最上段のチョッパ回路２nにおいて、電圧源１nの電圧Ｅnが印加され、スイッチング素子Ｓ2n-1,Ｓ2nをチョッパ動作させることによって電圧Ｅnは直流変換された直流電圧Ｖdcnが形成される。   In the chopper circuit 2k, the voltage Ek of the voltage source 1k is applied, and the switching elements S2k-1 and S2k are chopper-operated to form the DC voltage Vdck obtained by DC-converting the voltage Ek. In the uppermost chopper circuit 2n, the voltage En of the voltage source 1n is applied, and the switching elements S2n-1 and S2n are chopper-operated to form the DC voltage Vdcn obtained by DC-converting the voltage En.

直流電圧Ｖdckは電圧Ｅ1＋Ｅ2＋…＋Ｅ2k-1がベース電圧として重畳され、直流電圧Ｖdcnは電圧Ｅ1＋Ｅ2＋…＋Ｅ2n-1がベース電圧として重畳される。   The DC voltage Vdck is superimposed with the voltage E1 + E2 + ... + E2k-1 as the base voltage, and the DC voltage Vdcn is superimposed with the voltage E1 + E2 + ... + E2n-1 as the base voltage.

チョッパ回路２nの出力端の電圧は、Ｖdc1〜Ｖdcn-1が重畳された直流電圧Ｖdc（＝Ｖdc1＋Ｖdc2＋…＋Ｖdck＋…＋Ｖdcn-1）である。   The voltage at the output end of the chopper circuit 2n is a DC voltage Vdc (= Vdc1 + Vdc2 + ... + Vdck + ... + Vdcn-1) on which Vdc1 to Vdcn-1 are superimposed.

平滑フィルタ２０は直流電圧Ｖdcnを平滑した直流の正の半波出力を出力し、折り返し回路３０は、この半波出力を交互に反転させ、これらの半波を合わせた交流電圧を出力する。   The smoothing filter 20 outputs a DC positive half-wave output obtained by smoothing the DC voltage Vdcn, and the folding circuit 30 alternately inverts the half-wave output and outputs an AC voltage obtained by combining these half-waves.

上記した構成において、図面ではスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴの例を示しているが、スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴに限らず、ＩＧＢＴ、ＪＦＥＴ、ＳＩＴ、ＨＥＭＴなどの半導体デバイスを用いることができる。また、半導体デバイスを構成する半導体材料として、Ｓｉ、ＳｉＣ、ＧａＮ、酸化ガリウム、ダイヤモンド等を適用することができる。   In the above-mentioned configuration, although an example of a MOSFET is shown as a switching element in the drawings, the switching element is not limited to MOSFET, and a semiconductor device such as IGBT, JFET, SIT, HEMT can be used. Further, Si, SiC, GaN, gallium oxide, diamond or the like can be applied as the semiconductor material forming the semiconductor device.

なお、本発明は前記各実施の形態に限定されるものではない。本発明の趣旨に基づいて種々変形することが可能であり、これらを本発明の範囲から排除するものではない。   The present invention is not limited to the above-mentioned embodiments. Various modifications can be made based on the spirit of the present invention, and these are not excluded from the scope of the present invention.

本発明の多段直流チョッパ回路、及び電力変換装置は、バッテリー、太陽電池、燃料電池や整流後の直流電圧から単相商用交流電圧を生成する用途に適用することができる。   INDUSTRIAL APPLICABILITY The multi-stage DC chopper circuit and the power converter of the present invention can be applied to a battery, a solar cell, a fuel cell, or an application for generating a single-phase commercial AC voltage from a rectified DC voltage.

この出願は、２０１７年６月２８日に出願された日本出願特願２０１７−１２６０４４を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。   This application claims the priority on the basis of Japanese application Japanese Patent Application No. 2017-126044 for which it applied on June 28, 2017, and takes in those the indications of all here.

１ 直流電
１a、１b、１c、１k-1、１k、１n-1、１n 電圧源
１a ２段直流チョッパ回路
２a，２b，…，２k，２k-1，２n-1，２n チョッパ回路
３a，３b，３c，３k，３n-1，３n 出力端
１０ 多段直流チョッパ回路
１０A ２段直流チョッパ回路
１０B ３段直流チョッパ回路
１０C ｎ段直流チョッパ回路
１１a，１１b，１１c，１１k，１１n レグ
２０ 平滑フィルタ
３０ 折り返し回路
４０，４０A，４０B，４０C 電力変換装置
Ｓ1-Ｓ10 スイッチング素子
Ｓ2k-1，Ｓ2k，Ｓ2n-1，Ｓ2n，Ｓ2n+1〜Ｓ2n+4 スイッチング素子1 DC power supply 1a, 1b, 1c, 1k-1, 1k, 1n-1, 1n Voltage source 1a Two-stage DC chopper circuit 2a, 2b, ..., 2k, 2k-1, 2n-1, 2n Chopper circuit 3a, 3b, 3c, 3k, 3n-1, 3n output terminal 10 multi-stage DC chopper circuit 10A 2 stage DC chopper circuit 10B 3 stage DC chopper circuit 10C n stage DC chopper circuit 11a, 11b, 11c, 11k, 11n leg 20 smoothing filter 30 folding circuit 40, 40A, 40B, 40C power converter S1-S10 switching element S2k-1, S2k, S2n-1, S2n, S2n + 1 to S2n + 4 switching element

Claims (5)

逆並列接続されたダイオードを備えたスイッチング素子のアームが上下に２つ直列接続されて成るレグが多段に接続され、
各レグは、
上方アームと下方アームの接続点を出力端とし、
上方アームの他端は、出力電圧を異にする複数の電圧源が直列接続された直流電源において、複数の電圧源の内で対応する一電圧源の高電圧側に接続され、
下方アームの他端は、前段のレグの出力端に接続され、
最下段のレグの下方アームの他端は、前記直流電源の低電圧側に接続され、
前記出力端は、次段のレグの下方アームの端部に接続されることを特徴とする多段直流チョッパ回路。Legs composed of two upper and lower arms of switching elements equipped with diodes connected in anti-parallel are connected in multiple stages,
Each leg is
The connection point between the upper arm and the lower arm is the output end,
The other end of the upper arm is connected to the high voltage side of a corresponding one of the plurality of voltage sources in a DC power supply in which a plurality of voltage sources having different output voltages are connected in series,
The other end of the lower arm is connected to the output end of the previous leg,
The other end of the lower arm of the lowermost leg is connected to the low voltage side of the DC power supply,
The multi-stage DC chopper circuit, wherein the output end is connected to an end of a lower arm of a leg of the next stage. 前記直流電源の電圧は、多段構成の各段のレグに印加される各電圧源の電圧の加算和であり、
前記各電圧源の電圧の電圧比は、変換される交流電圧の周期内において、各レグに印加される印加電圧によって各レグで発生する損失の総和を極小とする値である、請求項１に記載の多段直流チョッパ回路。The voltage of the DC power supply is the sum of the voltages of the voltage sources applied to the legs of each stage of the multi-stage configuration,
The voltage ratio of the voltage of each voltage source is a value that minimizes the total sum of losses generated in each leg due to the applied voltage applied to each leg within the period of the converted AC voltage. The described multi-stage DC chopper circuit. 請求項２の多段直流チョッパ回路において、各段のレグに印加される各電圧源の印加電圧を設定する設定方法であって、
変換される交流電圧の周期内において、
(a) 前記周期を前記レグの個数と同数に区分した各区間において、各レグに印加する仮印加電圧を交流波形に基づいて求め、
(b) 前記仮印加電圧と前記区間の時間幅とに基づいて各レグの損失を求め、
(c) 前記各レグの損失を全レグについて加算した総和損失を求め、
(d) 前記総和損失を極小とする各レグの印加電圧を求める、
多段直流チョッパ回路の印加電圧の設定方法。The setting method for setting the applied voltage of each voltage source applied to the leg of each stage in the multi-stage DC chopper circuit according to claim 2,
Within the period of the converted AC voltage,
(a) In each section in which the cycle is divided into the same number as the number of legs, a temporary applied voltage applied to each leg is obtained based on an AC waveform,
(b) Obtaining the loss of each leg based on the temporary applied voltage and the time width of the section,
(c) Obtain the total loss by adding the losses of each leg for all legs,
(d) Obtain the applied voltage to each leg that minimizes the total loss,
How to set the applied voltage of the multi-stage DC chopper circuit. 請求項１又は請求項２に記載された前記多段直流チョッパ回路と、
前記多段直流チョッパ回路の直流出力を平滑化する平滑フィルタと、
前記平滑フィルタの直流出力の半周期毎に半波を反転させ、前記直流出力を交流出力に変換する折り返し回路とを備える電力変換装置。The multi-stage DC chopper circuit according to claim 1 or 2,
A smoothing filter for smoothing the DC output of the multi-stage DC chopper circuit,
A power converter comprising: a fold circuit that inverts a half wave for each half cycle of the DC output of the smoothing filter to convert the DC output into an AC output. 前記折り返し回路は、逆並列接続されたダイオードを備えたスイッチング素子の４つのアームで構成したフルブリッジ回路である、請求項４に記載の電力変換装置。 The power conversion device according to claim 4, wherein the folding circuit is a full-bridge circuit configured by four arms of switching elements each including a diode connected in anti-parallel.
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