JPWO2017145339A1 - DC power supply and refrigeration cycle equipment - Google Patents
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Links
- 238000005057 refrigeration Methods 0.000 title claims description 27
- 230000002265 prevention Effects 0.000 claims abstract description 101
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 86
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 11
- HBMJWWWQQXIZIP-UHFFFAOYSA-N silicon carbide Chemical compound [Si+]#[C-] HBMJWWWQQXIZIP-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 16
- 229910010271 silicon carbide Inorganic materials 0.000 description 15
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 11
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 238000001816 cooling Methods 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 3
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 3
- XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N Iron Chemical compound [Fe] XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N Silicon Chemical compound [Si] XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 238000011161 development Methods 0.000 description 2
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 description 2
- 238000010438 heat treatment Methods 0.000 description 2
- 229910052761 rare earth metal Inorganic materials 0.000 description 2
- 150000002910 rare earth metals Chemical class 0.000 description 2
- 239000003507 refrigerant Substances 0.000 description 2
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 description 2
- 239000010703 silicon Substances 0.000 description 2
- XLYOFNOQVPJJNP-UHFFFAOYSA-N water Substances O XLYOFNOQVPJJNP-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 229910052692 Dysprosium Inorganic materials 0.000 description 1
- JMASRVWKEDWRBT-UHFFFAOYSA-N Gallium nitride Chemical compound [Ga]#N JMASRVWKEDWRBT-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 229910052779 Neodymium Inorganic materials 0.000 description 1
- 238000004378 air conditioning Methods 0.000 description 1
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000004888 barrier function Effects 0.000 description 1
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 1
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 1
- 230000005347 demagnetization Effects 0.000 description 1
- 230000002542 deteriorative effect Effects 0.000 description 1
- 229910003460 diamond Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010432 diamond Substances 0.000 description 1
- KBQHZAAAGSGFKK-UHFFFAOYSA-N dysprosium atom Chemical compound [Dy] KBQHZAAAGSGFKK-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 238000009434 installation Methods 0.000 description 1
- 229910052742 iron Inorganic materials 0.000 description 1
- QEFYFXOXNSNQGX-UHFFFAOYSA-N neodymium atom Chemical compound [Nd] QEFYFXOXNSNQGX-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000007935 neutral effect Effects 0.000 description 1
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 1
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
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-
- F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
- F25—REFRIGERATION OR COOLING; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS; MANUFACTURE OR STORAGE OF ICE; LIQUEFACTION SOLIDIFICATION OF GASES
- F25B—REFRIGERATION MACHINES, PLANTS OR SYSTEMS; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS
- F25B49/00—Arrangement or mounting of control or safety devices
- F25B49/02—Arrangement or mounting of control or safety devices for compression type machines, plants or systems
- F25B49/025—Motor control arrangements
-
- F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
- F25—REFRIGERATION OR COOLING; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS; MANUFACTURE OR STORAGE OF ICE; LIQUEFACTION SOLIDIFICATION OF GASES
- F25D—REFRIGERATORS; COLD ROOMS; ICE-BOXES; COOLING OR FREEZING APPARATUS NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- F25D29/00—Arrangement or mounting of control or safety devices
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J1/00—Circuit arrangements for dc mains or dc distribution networks
- H02J1/10—Parallel operation of dc sources
- H02J1/108—Parallel operation of dc sources using diodes blocking reverse current flow
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
- H02J7/34—Parallel operation in networks using both storage and other dc sources, e.g. providing buffering
- H02J7/345—Parallel operation in networks using both storage and other dc sources, e.g. providing buffering using capacitors as storage or buffering devices
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
- H02M1/4225—Arrangements for improving power factor of AC input using a non-isolated boost converter
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M7/219—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration
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- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J2207/00—Indexing scheme relating to details of circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
- H02J2207/20—Charging or discharging characterised by the power electronics converter
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- H—ELECTRICITY
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- H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
- H02J7/02—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries for charging batteries from ac mains by converters
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Thermal Sciences (AREA)
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Abstract
直流電源装置(100)は、負荷(9)への出力端子間に直列接続された第1のコンデンサ(6a)および第2のコンデンサ(6b)と、第1のコンデンサ(6a)の充電と非充電とをスイッチングする第1のスイッチング素子(4a)、第2のコンデンサ(6b)の充電と非充電とをスイッチングする第2のスイッチング素子(4b)、第1のコンデンサ(6a)の充電電荷が第1のスイッチング素子(4a)へ逆流するのを防止する第1の逆流防止素子(5a)、および第2のコンデンサ(6b)の充電電荷が第2のスイッチング素子(4b)へ逆流するのを防止する第2の逆流防止素子(5b)を備えた充電部(7)と、第1のコンデンサ(6a)の充電を開始するタイミングで第1の逆流防止素子(5a)をオン状態に制御し、第2のコンデンサ(6b)の充電を開始するタイミングで第2の逆流防止素子(5b)をオン状態に制御する制御部(8)と、を備える。 The DC power supply device (100) includes a first capacitor (6a) and a second capacitor (6b) connected in series between output terminals to the load (9), and charging and non-charging of the first capacitor (6a). Charges of the first switching element (4a) that switches between charging and the second switching element (4b) that switches between charging and non-charging of the second capacitor (6b) and the charge of the first capacitor (6a) The charge of the first backflow prevention element (5a) and the second capacitor (6b) for preventing backflow to the first switching element (4a) flows back to the second switching element (4b). The charging unit (7) having the second backflow prevention element (5b) to be prevented and the first backflow prevention element (5a) are controlled to be turned on at the timing of starting charging of the first capacitor (6a). The second A control unit for controlling the ON state starting the second backflow prevention device (5b) at the time the charging of the capacitor (6b) and (8), the.
Description
本発明は、直流電源装置、およびそれを備えた冷凍サイクル適用機器に関する。 The present invention relates to a DC power supply device and a refrigeration cycle application apparatus including the same.
従来、単相電源に接続される電源装置において、スイッチング素子を電源半周期に同期して1回以上スイッチング素子を動作させることで、入力電流の導通角を広げて力率を改善させ、入力電流の高調波成分を低減させる技術がある(例えば、特許文献1)。 Conventionally, in a power supply device connected to a single-phase power supply, the switching element is operated at least once in synchronization with the half cycle of the power supply, thereby expanding the conduction angle of the input current and improving the power factor. There is a technique for reducing the higher harmonic component (for example, Patent Document 1).
特許文献1に記載された電源装置では、高い電圧出力が不要な軽負荷運転において、2つのスイッチング素子を動作させない動作を行った場合に、2つの逆流防止整流素子に電流が流れ、導通損失が発生する。特に、空気調和機のような低出力運転の時間比率が高い機器においては、逆流防止整流素子で発生する導通損失の影響が無視できないという問題があった。 In the power supply device described in Patent Document 1, when an operation that does not operate the two switching elements is performed in a light load operation that does not require a high voltage output, a current flows through the two backflow preventing rectifier elements, and conduction loss is reduced. Occur. In particular, in a device having a high time ratio of low output operation such as an air conditioner, there is a problem that the influence of conduction loss generated in the backflow preventing rectifier cannot be ignored.
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、導通損失を抑制して高効率化を実現可能な直流電源装置を得ることを目的とする。 The present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to obtain a DC power supply device capable of realizing high efficiency by suppressing conduction loss.
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる直流電源装置は、負荷への出力端子間に直列接続された第1のコンデンサおよび第2のコンデンサを備える。また、直流電源装置は、第1のコンデンサの充電と非充電とをスイッチングする第1のスイッチング素子、第2のコンデンサの充電と非充電とをスイッチングする第2のスイッチング素子、第1のコンデンサの充電電荷が第1のスイッチング素子へ逆流するのを防止する第1の逆流防止素子、および第2のコンデンサの充電電荷が第2のスイッチング素子へ逆流するのを防止する第2の逆流防止素子を備えた充電部と、第1のコンデンサの充電を開始するタイミングで第1の逆流防止素子をオン状態に制御し、第2のコンデンサの充電を開始するタイミングで第2の逆流防止素子をオン状態に制御する制御部と、を備える。 In order to solve the above-described problems and achieve the object, a DC power supply device according to the present invention includes a first capacitor and a second capacitor connected in series between output terminals to a load. Further, the DC power supply device includes: a first switching element that switches between charging and non-charging of the first capacitor; a second switching element that switches between charging and non-charging of the second capacitor; A first backflow prevention element for preventing charge charge from flowing back to the first switching element; and a second backflow prevention element for preventing charge charge of the second capacitor from flowing back to the second switching element. The charging unit provided, and the first backflow prevention element is controlled to be turned on at the timing of starting charging of the first capacitor, and the second backflow prevention element is turned on at the timing of starting charging of the second capacitor. And a control unit for controlling.
本発明にかかる直流電源装置は、導通損失を抑制して高効率化を実現できる、という効果を奏する。 The direct-current power supply device according to the present invention has an effect that high efficiency can be realized by suppressing conduction loss.
以下に、本発明の実施の形態にかかる直流電源装置および冷凍サイクル適用機器を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。 Hereinafter, a DC power supply device and a refrigeration cycle application apparatus according to an embodiment of the present invention will be described in detail based on the drawings. Note that the present invention is not limited to the embodiments.
実施の形態1.
図1は、実施の形態1にかかる直流電源装置の一構成例を示す図である。図1に示すように、実施の形態1にかかる直流電源装置100は、交流電源1から供給される三相交流を直流に変換して負荷9に供給する構成としている。また、本実施の形態では、負荷9として、例えば冷凍サイクル適用機器に用いられる圧縮機モータを駆動するインバータ負荷等を想定しているが、これに限るものではないことは言うまでもない。Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a diagram of a configuration example of the DC power supply device according to the first embodiment. As shown in FIG. 1, the DC
直流電源装置100は、交流電源1から供給される三相交流を整流する整流回路2と、整流回路2の出力側に接続されたリアクトル3と、負荷9への出力端子間に直列接続された第1のコンデンサ6aおよび第2のコンデンサ6bと、これら第1のコンデンサ6aおよび第2のコンデンサ6bの一方あるいは両方を選択的に充電する充電部7と、充電部7を制御する制御部8とを備えている。なお、図1に示す例では、整流回路2は、6つの整流ダイオードがフルブリッジ接続された三相全波整流回路として構成される。また、図1に示す例では、リアクトル3を整流回路2の出力側に接続した例を示したが、整流回路2の入力側の各相にリアクトルを接続した構成であってもよい。交流電源1から単相交流が供給される場合、直流電源装置の構成は図2に示したものとなる。図2は、実施の形態1にかかる直流電源装置の他の構成例を示す図である。図2に示した直流電源装置100aは、直流電源装置100の整流回路2を整流回路2aに置き換えたものである。整流経路2aは、4つの整流ダイオードがフルブリッジ接続された単相全波整流回路である。図2に示す例では、リアクトル3を整流回路2aの出力側に接続した例を示したが、整流回路2aの入力側にリアクトルを接続した構成であってもよい。
The DC
なお、整流回路2および2aは一般的な整流回路であるため、説明は省略する。本実施の形態では、交流電源1が三相交流を供給する場合、すなわち、図1に示した直流電源装置100について説明するが、図2に示した直流電源装置100aの動作も同様である。
Since the
直流電源装置100において、充電部7は、第1のコンデンサ6aの充電と非充電とをスイッチングする第1のスイッチング素子4aと、第2のコンデンサ6bの充電と非充電とをスイッチングする第2のスイッチング素子4bと、第1のコンデンサ6aの充電電荷が第1のスイッチング素子4aへの逆流するのを防止する第1の逆流防止素子5aと、第2のコンデンサ6bの充電電荷が第2のスイッチング素子4bへ逆流するのを防止する第2の逆流防止素子5bとを備えている。
In the DC
第1のスイッチング素子4aおよび第2のスイッチング素子4bからなる直列回路4の中点と第1のコンデンサ6aおよび第2のコンデンサ6bからなる直列回路6の中点とが接続されている。また、第1のスイッチング素子4aのコレクタから第1のコンデンサ6aと負荷9との接続点に向けて順方向に第1の逆流防止素子5aが接続され、第2のコンデンサ6bと負荷9との接続点から第2のスイッチング素子4bのエミッタに向けて順方向に第2の逆流防止素子5bが接続されている。
The midpoint of the series circuit 4 composed of the
第1のコンデンサ6aおよび第2のコンデンサ6bには、それぞれ同容量のものが用いられる。また、第1のスイッチング素子4aおよび第2のスイッチング素子4bとしては、例えば、パワートランジスタ、パワーMOSFET(Metal−Oxide−Semiconductor Field−Effect Transistor)、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistors)等の半導体素子が用いられる。また、第1の逆流防止素子5aと第2の逆流防止素子5bはスイッチング素子であるMOSFETが用いられるが、その他の逆流防止素子でも何ら問題ないことは言うまでもない。
The
制御部8は、充電部7の各素子、すなわち、第1のスイッチング素子4a、第2のスイッチング素子4b、第1の逆流防止素子5aおよび第2の逆流防止素子5bを個別に制御して各素子をオン状態またはオフ状態とすることにより、負荷9に供給する直流電圧を制御する。以降の説明では、素子をオン状態とするための制御をオン制御、素子をオフ状態とするための制御をオフ制御と称する。以下、この制御部8による充電部7の各素子のスイッチング制御について、図1、図3および図4を参照して説明する。
The
図3は、実施の形態1にかかる直流電源装置におけるスイッチング制御状態を示す図である。なお、図3に示す例では、回路動作の欄に充電部7の各素子、第1のコンデンサ6aおよび第2のコンデンサ6bを示しているが、これら各構成要素の符号は省略している。充電部7の各素子は制御部8により制御される。
FIG. 3 is a diagram illustrating a switching control state in the DC power supply device according to the first embodiment. In the example shown in FIG. 3, each element of the charging unit 7, the
図3に示した状態Aは、第1のスイッチング素子4aおよび第2のスイッチング素子4bがオフ(OFF)制御され、第1の逆流防止素子5aおよび第2の逆流防止素子5bがオン(ON)制御されている状態を示している。この状態Aでは、第1の逆流防止素子5a、第2の逆流防止素子5bを介して第1のコンデンサ6aおよび第2のコンデンサ6bの充電が行われる。
In the state A shown in FIG. 3, the
図3に示した状態Bは、第1のスイッチング素子4aおよび第2の逆流防止素子5bがオン制御され、第2のスイッチング素子4bおよび第1の逆流防止素子5aがオフ制御されている状態を示している。この状態Bでは、第2のコンデンサ6bの充電のみが行われる。
The state B shown in FIG. 3 is a state in which the
図3に示した状態Cは、第2のスイッチング素子4bおよび第1の逆流防止素子5aがオン制御され、第1のスイッチング素子4aおよび第2の逆流防止素子5bがオフ制御されている状態を示している。この状態Cでは、第1のコンデンサ6aの充電のみが行われる。
The state C shown in FIG. 3 is a state in which the
図3に示した状態Dは、第1のスイッチング素子4aおよび第2のスイッチング素子4bがオン制御され、第1の逆流防止素子5aおよび第2の逆流防止素子5bがオフ制御されている状態を示している。この状態Dでは、第1のコンデンサ6aおよび第2のコンデンサ6bの双方の充電が行われない。
The state D shown in FIG. 3 is a state in which the
図3に示したように、直流電源装置100において、第1のスイッチング素子4aおよび第1の逆流防止素子5aは互いに逆の関係でオン制御およびオフ制御が行われる。同様に、第2のスイッチング素子4bおよび第2の逆流防止素子5bは互いに逆の関係でオン制御およびオフ制御が行われる。すなわち、制御部8は、第1のスイッチング素子4aをオフ制御して第1のコンデンサ6aを充電する際には第1の逆流防止素子5aをオン制御し、第1のスイッチング素子4aをオン制御して第1のコンデンサ6aの充電を停止する際には第1の逆流防止素子5aをオフ制御する。また、制御部8は、第2のスイッチング素子4bをオフ制御して第2のコンデンサ6bを充電する際には第2の逆流防止素子5bをオン制御し、第2のスイッチング素子4bをオン制御して第2のコンデンサ6bの充電を停止する際には第2の逆流防止素子5bをオフ制御する。
As shown in FIG. 3, in the DC
このように、第1のスイッチング素子4aおよび第2のスイッチング素子4bの状態が決まれば第1の逆流防止素子5aおよび第2のスイッチング素子5bの状態も決まるため、以下の説明では、簡略化のため、第1のスイッチング素子4aの状態および第2のスイッチング素子4bの状態のみを示し、第1の逆流防止素子5aの状態および第2の逆流防止素子5bの状態については記載を省略する。なお、第1の逆流防止素子5aおよび第2の逆流防止素子5bは構成されるスイッチング素子内にダイオードを有している。そのため、上記の状態A〜Cにおいて、第1の逆流防止素子5aおよび第2の逆流防止素子5bをオン制御としていたものをオフ制御としてもダイオードに電流が流れるため動作として問題ないが、オン制御することにより特有の効果が得られる。第1の逆流防止素子5aおよび第2の逆流防止素子5bをオン制御する構成としたことにより得られる効果については後述する。
As described above, if the states of the
本実施の形態にかかる直流電源装置100は、図3に示す各状態を適宜切り替えることにより、負荷9に供給する直流電圧を制御する。
The DC
図4は、実施の形態1にかかる直流電源装置が実行する直流電圧制御を示す図である。実施の形態1にかかる直流電源装置100は、図4に示した4種類の直流電圧制御動作の中の1つを実行して直流電力を負荷9に供給する。直流電源装置100が実行する直流電圧制御動作としては、上述した状態Aを用いた全波整流動作と、状態A〜Dを組み合わせた昇圧動作a〜cとがある。
FIG. 4 is a diagram illustrating DC voltage control performed by the DC power supply device according to the first embodiment. The DC
昇圧動作としては、第1のスイッチング素子4aおよび第2のスイッチング素子4bのオンデューティが50%未満の昇圧動作aと、第1のスイッチング素子4aおよび第2のスイッチング素子4bのオンデューティが50%の昇圧動作bと、第1のスイッチング素子4aおよび第2のスイッチング素子4bのオンデューティが50%よりも大きい昇圧動作cとがある。昇圧動作bは倍電圧モードである。
As the step-up operation, the on-duty of the
全波整流動作では、第1のスイッチング素子4aおよび第2のスイッチング素子4bを常時オフ制御状態とすることにより、整流回路2により全波整流された電圧が直流電源装置100の出力電圧となる。
In the full-wave rectification operation, the
昇圧動作aでは、第1のスイッチング素子4aおよび第2のスイッチング素子4bが共にオフとなる同時オフ期間すなわち状態Aを設けている。昇圧動作aでは、状態B→A→C→Aの状態遷移が周期的に繰り返される。昇圧動作aの場合、直流電源装置100の出力電圧は、全波整流動作の場合の出力電圧と、昇圧動作bの場合の出力電圧との間の電圧となる。
In the step-up operation a, a simultaneous off period, that is, a state A in which both the
倍電圧モードである昇圧動作bでは、第1のスイッチング素子4aのオフタイミングと第2のスイッチング素子4bのオンタイミングとがほぼ同時となり、図3に示す状態Bと状態Cとが繰り返される。昇圧動作bの場合、直流電源装置100の出力電圧は、全波整流動作の場合の出力電圧の略2倍となる。なお、実際には、第1のスイッチング素子4aと第2のスイッチング素子4bとが同時にオン制御されると短絡電流が流れるため、数μs程度のデッドタイムを設けることが望ましい。
In the step-up operation b which is the voltage doubler mode, the OFF timing of the
昇圧動作cでは、第1のスイッチング素子4aおよび第2のスイッチング素子4bが共にオンとなる同時オン期間すなわち状態Dを設けている。昇圧動作cでは、状態D→B→D→Cの状態遷移が周期的に繰り返され、この同時オン期間(状態Dの期間)において、リアクトル3にエネルギーが蓄えられる。昇圧動作cの場合、直流電源装置100の出力電圧は、昇圧動作bの場合の出力電圧以上の電圧となる。
In the step-up operation c, a simultaneous on period, that is, a state D in which both the
このように、本実施の形態にかかる直流電源装置100は、第1のスイッチング素子4aおよび第2のスイッチング素子4bのオンデューティを変化させることにより、負荷9に供給する直流電圧を制御することが可能である。
As described above, the DC
本実施の形態にかかる直流電源装置100は昇圧動作a〜cが可能であるため、通常よりも高い電圧を出力することが可能となる。負荷9が定電力負荷の場合、電圧が倍になると、電流は半分となり、負荷9に流れる電流が低減されるため、直流電源装置100によれば、機器の効率化を図ることが可能となる。
Since DC
つぎに、本実施の形態にかかる直流電源装置100の各昇圧動作における第1のコンデンサ6aおよび第2のコンデンサ6bの充電周波数について、図1を参照して説明する。ここで、第1のコンデンサ6aおよび第2のコンデンサ6bの充電周波数とは、第1のコンデンサ6aおよび第2のコンデンサ6bの1組の充電期間と非充電期間とを組み合わせた期間、つまり、第1のスイッチング素子4aおよび第2のスイッチング素子4bの1組のオン期間とオフ期間とを組み合わせた期間を1周期とするとき、この1周期の逆数であるスイッチング周波数を示すものとする。なお、以下の説明では、第1のコンデンサ6aおよび第2のコンデンサ6bを主体とする表現においては「充電周波数」を用いて説明し、第1のスイッチング素子4aおよび第2のスイッチング素子4bを主体とする表現においては「スイッチング周波数」を用いて説明する。
Next, the charging frequency of the
図5は、実施の形態1にかかる直流電源装置の動作波形を示す図である。図5では、電源電圧すなわち交流電源1から供給される三相交流の波形(Vrs,Vst,Vtr)と、第1のスイッチング素子4aの駆動信号であるSW1駆動信号の波形と、第2のスイッチング素子4bの駆動信号であるSW2駆動信号の波形とを記載している。Tdl1は第1のスイッチング素子4aのオン開始位相を示し、Tdl2は第2のスイッチング素子4bのオン開始位相を示す。
FIG. 5 is a diagram of operation waveforms of the DC power supply device according to the first embodiment. In FIG. 5, the power supply voltage, that is, the three-phase AC waveform (Vrs, Vst, Vtr) supplied from the AC power supply 1, the waveform of the SW1 drive signal that is the drive signal of the
本実施の形態にかかる直流電源装置100では、第1のコンデンサ6aおよび第2のコンデンサ6bの充電周波数が、三相交流の周波数の3n倍(nは自然数)となるように制御している。つまり、図5に示すようにスイッチング周期を三相交流の周期Tの1/3n倍とし、第1のスイッチング素子4aのオン時間Ton1、および第2のスイッチング素子4bのオン時間Ton2として交互にオン制御する。このようにすれば、スイッチング制御を行った際に各相電流に現れる歪みが各相毎に等しい位相で発生するため、各相電流の波形を電源周期に対して120度ずつずれた相似形とすることができ、三相交流の各相電流の不平衡を解消することができる。
In the DC
これに対し、スイッチング周波数を三相交流の周波数のn倍以外の周波数とした場合には、各相電流の波形が相似形とならず、各相電流の不平衡が生じることとなる。また、三相交流の周波数に同期してスイッチング制御を行う場合においても同様に、三相交流の各相電流の不平衡が生じる。 On the other hand, when the switching frequency is set to a frequency other than n times the frequency of the three-phase alternating current, the waveform of each phase current does not have a similar shape, and an imbalance of each phase current occurs. Similarly, when the switching control is performed in synchronization with the frequency of the three-phase alternating current, an unbalance of each phase current of the three-phase alternating current occurs.
つまり、三相交流の周波数の3n倍で第1のスイッチング素子4aおよび第2のスイッチング素子4bのスイッチングが行われず、各相毎に異なる位相でスイッチングが行われた場合には、各相電流の不平衡が生じることとなり、延いては、各相電流の歪み率が大きくなり、力率の悪化や高調波電流の増加を招くこととなる。
That is, when the switching of the
本実施の形態では、上述したように、第1のスイッチング素子4aおよび第2のスイッチング素子4bのスイッチング周波数、すなわち第1のコンデンサ6aおよび第2のコンデンサ6bの充電周波数が三相交流の周波数の3n倍となるように制御する。これにより、電源周期に対して120度ずつずれた三相交流の各相の同一位相で第1のスイッチング素子4aおよび第2のスイッチング素子4bのスイッチングが行われる。そのため、第1のスイッチング素子4aおよび第2のスイッチング素子4bの同時オフ期間が生じる昇圧動作a、および、第1のスイッチング素子4aおよび第2のスイッチング素子4bの同時オン期間が生じる昇圧動作cのいずれにおいても、三相交流の各相電流の波形が相似形となる。従って、各相電流の不平衡が生じず、延いては、各相電流の歪み率が極小値となり、力率の改善や高調波電流の抑制が可能となる。
In the present embodiment, as described above, the switching frequency of the
また、n=1、つまり、三相交流の周波数の3倍で第1のスイッチング素子4aおよび第2のスイッチング素子4bを交互にオン制御するようにすれば、ノイズの発生量も少なく、同一の系統に接続された他の機器に与える影響を少なくすることが可能となる。
In addition, if the
また、電源周波数は50Hzおよび60Hzが広く用いられており、設置場所に応じて使い分ける必要がある場合には、電源電圧を検出するセンサ等の電源電圧検出部(図示せず)を設け、電源電圧のゼロクロスタイミングを検出することで、交流電源1の周波数を把握することが可能である。また、50Hzおよび60Hzの最小公倍数である300Hzの3m倍(mは自然数)でスイッチング動作を行うことにより、交流電源1の周波数を把握することなく各相電流の不平衡を解消することが可能であり、電源電圧検出部を設ける必要がなくなるため低コスト化にも寄与する。 In addition, power supply frequencies of 50 Hz and 60 Hz are widely used, and when it is necessary to use properly depending on the installation location, a power supply voltage detection unit (not shown) such as a sensor for detecting the power supply voltage is provided. It is possible to grasp the frequency of the AC power supply 1 by detecting the zero cross timing. In addition, by performing switching operation at 3m times (m is a natural number) of 300Hz, which is the least common multiple of 50Hz and 60Hz, it is possible to eliminate the imbalance of each phase current without grasping the frequency of the AC power supply 1. In addition, it is not necessary to provide a power supply voltage detection unit, which contributes to cost reduction.
なお、図2に示す構成、すなわち単相電源から供給される単相交流を直流に変換する直流電源装置100aの場合には、電源周波数に同期させて交流波形の1周期中にスイッチング動作を行うことで電流の歪みを抑制することが可能である。また、電源周波数は50Hzおよび60Hzが広く用いられており、50Hzおよび60Hzの最小公倍数である300Hzでスイッチング動作を行うことにより、交流電源1の周波数を把握することなく各相電流の不平衡を解消することが可能である。
In the case of the configuration shown in FIG. 2, that is, the DC
次に、図3に示した状態A〜Cにおいて第1の逆流防止素子5aおよび第2の逆流防止素子5bをオン制御することにより得られる効果について説明する。
Next, the effect obtained by controlling the first
図6は、MOSFETの電圧電流特性と、MOSFETの寄生ダイオードまたはMOSFETに外付けされるダイオードの電圧電流特性とを示す図である。ダイオード、すなわちMOSFETの寄生ダイオードまたはMOSFETに外付けされるダイオードを逆流防止素子として利用する場合、電流が流れ始めるまでの電圧Vfが高く、電流と電圧の積で表される損失が大きくなる。特に、図3に示した状態Aにおいては2つの逆流防止素子に電流が流れるため、逆流防止素子としてのダイオードにおける損失が無視できない。これを改善するために低いVfのダイオードを用いる方法もあるが、低いVfのダイオードを用いる場合にはコストアップが避けられない。 FIG. 6 is a diagram illustrating a voltage-current characteristic of a MOSFET and a voltage-current characteristic of a MOSFET parasitic diode or a diode externally attached to the MOSFET. When a diode, that is, a parasitic diode of the MOSFET or a diode externally attached to the MOSFET is used as a backflow prevention element, the voltage Vf until the current starts to flow is high, and the loss represented by the product of the current and the voltage becomes large. In particular, in the state A shown in FIG. 3, since current flows through the two backflow prevention elements, the loss in the diode as the backflow prevention element cannot be ignored. In order to improve this, there is a method using a low Vf diode, but when using a low Vf diode, an increase in cost is inevitable.
しかし、MOSFETはダイオードに比べて電流が流れ始める電圧が低く、特に電流が低い領域においては損失である電流と電圧の積が小さくなる。そのため、ダイオードに流すよりも導通損失を低減することが可能であり、直流電源装置の高効率化に寄与することができる。ただし、図6に示したように電圧がVtを超える領域においてはダイオードに電流を流す方が損失は小さくなる。そのため、電圧がVtを超える領域においては第1の逆流防止素子5aおよび第2の逆流防止素子5bをオフ制御することでダイオードに導通させる制御としてもよい。すなわち、直流電源装置100の制御部8は、MOSFETにより形成された第1の逆流防止素子5aおよび第2の逆流防止素子5bについて、第1の逆流防止素子5aへの印加電圧が図6に示したVtを超えると第1の逆流防止素子5aをオフ制御し、第2の逆流防止素子5bへの印加電圧がVtを超えると第2の逆流防止素子5aをオフ制御してもよい。この場合、制御部8は、第1のコンデンサ6aの充電が開始された後、第1の逆流防止素子5aへの印加電圧が規定条件を満たすと第1の逆流防止素子5aをオフ制御し、第2のコンデンサ6bの充電が開始された後、第2の逆流防止素子5bへの印加電圧が規定条件を満たすと第2の逆流防止素子5bをオフ制御することになる。なお、電圧がVtを超える領域において各逆流防止素子のオフ制御を行わない場合はMOSFETとダイオードを分流するよう電流が流れるため、あえてオフ制御を行わなくてもよい。
However, a MOSFET has a lower voltage at which current starts to flow than a diode, and in particular, in a region where the current is low, the product of current and voltage, which is a loss, is small. Therefore, it is possible to reduce the conduction loss compared to flowing through the diode, and it is possible to contribute to higher efficiency of the DC power supply device. However, in the region where the voltage exceeds Vt as shown in FIG. 6, the loss is reduced by passing a current through the diode. Therefore, in a region where the voltage exceeds Vt, the first
ここで、第1の逆流防止素子5aおよび第2の逆流防止素子5bとして、近年高効率なデバイスとして注目されているスーパージャンクション構造のMOSFETおよびSiC(炭化珪素)で構成される素子を用いることができる。ただし、SiCの寄生ダイオードは定電流負荷により順方向電圧降下が大きくなる基板に存在する結晶欠陥に起因した劣化現象があるため、寄生ダイオードに電流を流さないことが望まれる。
Here, as the first
SiC MOSFETの寄生ダイオードの立ち上がり電圧が約3Vであるのに対して、SiC SBD(Shottky Barrier Diode)の立ち上がり電圧は約1Vと低い。そのため、図7に示すように、SiC MOSFETに対してSiC SBDを並列に接続することにより、寄生ダイオードではなくSiC SBDに電流を流すことができ、寄生ダイオードの劣化を防止することが可能である。しかし、SiC MOSFETに対してSiC SBDを並列に接続した構成とした場合にはコスト増加などの課題が生じる。 The rising voltage of the parasitic diode of the SiC MOSFET is about 3V, whereas the rising voltage of the SiC SBD (Shotky Barrier Diode) is as low as about 1V. Therefore, as shown in FIG. 7, by connecting the SiC SBD in parallel to the SiC MOSFET, it is possible to flow current to the SiC SBD instead of the parasitic diode, and to prevent the deterioration of the parasitic diode. . However, when the SiC SBD is connected in parallel to the SiC MOSFET, problems such as an increase in cost arise.
そこで、寄生ダイオードの立ち上がり電圧に比べてSiC MOSFETのオン時の電圧を低い構成とし、SiC MOSFETをオンさせて同期整流動作を行うことにより、寄生ダイオードではなくSiC MOSFET側に電流が流れるため、コストが増加するのを回避しつつ寄生ダイオードの劣化を防止することができる。 Therefore, since the voltage when the SiC MOSFET is turned on is lower than the rising voltage of the parasitic diode, and the synchronous rectification operation is performed by turning on the SiC MOSFET, a current flows not to the parasitic diode but to the SiC MOSFET side. It is possible to prevent the parasitic diode from deteriorating while avoiding an increase in the resistance.
以上のように、本実施の形態にかかる直流電源装置100は、負荷9への出力端子間に直列接続された第1のコンデンサ6aおよび第2のコンデンサ6bと、これら第1のコンデンサ6aおよび第2のコンデンサ6bの一方あるいは両方を選択的に充電する充電部7と、充電部7を制御する制御部8とを備えている。また、充電部7は、第1のコンデンサ6aの充電と非充電とをスイッチングする第1のスイッチング素子4aと、第2のコンデンサ6bの充電と非充電とをスイッチングする第2のスイッチング素子4bと、第1のコンデンサ6aの充電電荷が第1のスイッチング素子4aへ逆流するのを防止する第1の逆流防止素子5aと、第2のコンデンサ6bの充電電荷が第2のスイッチング素子4bへ逆流するのを防止する第2の逆流防止素子5bとを備えている。そして、制御部8は、第1のコンデンサ6aを充電する場合に第1の逆流防止素子5aをオン制御し、第2のコンデンサ6bを充電する場合に第1の逆流防止素子5bをオン制御する。直流電源装置100によれば、第1の逆流防止素子5aおよび第2の逆流防止素子5bの導通損失を低減することができる。すなわち、高効率な直流電源装置を実現することができる。なお、図2に示した直流電源装置100aにおいても同様の効果を得ることができる。
As described above, the DC
実施の形態2.
本実施の形態では、実施の形態1に記載した直流電源装置100を適用した冷凍サイクル適用機器について説明する。Embodiment 2. FIG.
In the present embodiment, a refrigeration cycle application device to which the DC
ここでは、実施の形態2にかかる冷凍サイクル適用機器のより具体的な構成について、図8を参照して説明する。 Here, a more specific configuration of the refrigeration cycle application apparatus according to the second embodiment will be described with reference to FIG.
図8は、実施の形態2にかかる冷凍サイクル適用機器の一構成例を示す図である。実施の形態2にかかる冷凍サイクル適用機器としては、例えば、空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、および冷凍機等を想定している。図8に示す例では、実施の形態1において説明した直流電源装置100(図1参照)に接続される負荷9を冷凍空調装置としている。冷凍空調装置としての負荷9は、インバータ30、圧縮機31、モータ32および冷凍サイクル33を含んで構成されている。
FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration example of a refrigeration cycle application apparatus according to the second embodiment. As the refrigeration cycle application apparatus according to the second embodiment, for example, an air conditioner, a heat pump water heater, a refrigerator, a refrigerator, and the like are assumed. In the example shown in FIG. 8, the load 9 connected to the DC power supply device 100 (see FIG. 1) described in the first embodiment is a refrigeration air conditioner. The load 9 as the refrigeration air conditioner includes an
インバータ30は、直流電源装置100から供給される直流母線電圧(Vdcとする)と中性点の電圧Vdc/2により動作し、圧縮機31に内蔵されるモータ32を可変速度、可変電圧で駆動する。インバータ30がモータ32を駆動することにより圧縮機31にて冷凍サイクル33内の冷媒を圧縮して冷凍サイクル33を動作させることで、冷房または暖房などの所望の動作を行う。
The
図8に示すように構成された冷凍サイクル適用機器では、上述した実施の形態1において説明した直流電源装置100により得られる効果を享受することができる。
In the refrigeration cycle application device configured as shown in FIG. 8, the effect obtained by the DC
つまり、直流電源装置100は、第1のスイッチング素子4aを図5に示されたTon1でオン制御し、第2のスイッチング素子4bを図5に示されたTon2でオン制御することで、直流母線電圧Vdcを一定値に制御して負荷9に供給する。この結果、負荷9の安定動作を実現できる。
That is, the DC
また、直流電源装置100は、第1のスイッチング素子4aのオン開始位相Tdl1と、第2のスイッチング素子4bのオン開始位相Tdl2を制御することで高調波の発生量(以下、高調波発生量と称する)を低減させることが可能である。ここで、高調波発生量は規格値以下に抑える必要があり、直流電源装置100は、高調波を抑制する目的でリアクトル3を備えている。直流電源装置100は、上記のTdl1およびTdl2を制御することにより高調波発生量を低減させることが可能であるため、リアクトル3で抑制する高調波の量が低減される。よって、リアクトル3の小型軽量化を実現できる。なお、高調波発生量の規格値は、冷凍サイクル機器が使用される国、地域などに応じて異なる場合がある。冷凍サイクル機器が日本で使用される場合、高調波発生量の規格値は日本工業規格(JIS:Japanese Industrial Standards)で規定されている。
Further, the DC
また、直流電源装置100は、高力率となるように第1のスイッチング素子4aおよび第2のスイッチング素子4bを制御することで同一負荷時の入力電流を低減させることができ、さらに負荷9に供給する電力を向上することが可能となる。従って、冷房および暖房の能力を相対的に大きくすることが可能となる。
Further, the DC
また、実施の形態1にかかる直流電源装置100を適用した本実施の形態にかかる冷凍サイクル適用機器は、以下に示す効果を奏することもできる。
In addition, the refrigeration cycle application apparatus according to the present embodiment to which the DC
図9は、実施の形態2にかかる冷凍サイクル適用機器におけるモータの回転数と直流母線電圧Vdcとの関係を示す図である。 FIG. 9 is a diagram illustrating a relationship between the motor rotation speed and the DC bus voltage Vdc in the refrigeration cycle application apparatus according to the second embodiment.
一般に、冷凍空調装置は、目標温度との差が大きい場合には能力を向上させて、迅速に目標温度に近づけるよう動作する。このとき、インバータ30は、モータ32の回転数を増加させて、圧縮機31で圧縮する冷媒量を増加させることで能力を向上させる。モータ32の駆動に必要な電圧値は、図9に示すようにモータ32の回転数に比例して増加する。モータ32として誘起電圧が低いモータを用いた場合にはモータ電圧Vm1(図9中に示す破線)のような特性となり、モータ32として誘起電圧が高いモータを用いた場合にはモータ電圧Vm2(図9中に示す一点鎖線)のような特性となる。モータ32として誘起電圧が高いモータを用いた場合には、インバータ30から供給する電圧が増加する分、少ない電流でモータを駆動することが可能である。そのため、インバータ30の損失が小さくなり、高効率な運転が可能となる。しかし、直流電源装置100が全波整流動作を実行する場合、直流母線電圧Vdcが低いため、高効率な運転が可能な最大回転数はN1が上限値となる。それ以上の回転数では弱め磁束制御を用いることで運転が可能であるが、電流が増加するため効率は悪化することとなる。
Generally, the refrigerating and air-conditioning apparatus operates so as to quickly approach the target temperature by improving the capacity when the difference from the target temperature is large. At this time, the
実施の形態1において説明した直流電源装置100を備えた冷凍サイクル適用機器では、モータ32の回転数の上昇に応じて、回転数がN1までの領域では全波整流動作、回転数がN1以上N2未満の領域では昇圧動作a、回転数がN2では昇圧動作b(倍電圧モード)、回転数がN2よりも大きい領域では昇圧動作cへと切り替えることで、直流母線電圧Vdcを昇圧することができる。そのため、モータ32を高効率かつ高速で駆動させることが可能となる。また、モータ32の回転数がN1よりも大きい領域では、直流母線電圧Vdcが略Vm2となるように制御することにより、インバータ30は変調率が高い状態で動作するため、PWM(Pulse Width Modulation)によるスイッチングパルス数が減少する。従って、インバータ30のスイッチング損失およびモータ32の高周波鉄損を低減することができ、高効率化を実現できる。また、昇圧動作cで動作する場合、昇圧動作b(倍電圧モード)よりもさらに高い電圧を出力可能であるため、モータ32の高巻数化による誘起電圧の増加が図れ、高効率化を実現できる。
In the refrigeration cycle application apparatus provided with the DC
また、直流電源装置100では、制御部8に入力される母線電圧指令値Vdc*(図示せず)と直流母線電圧Vdcとが一致するよう、第1のスイッチング素子4aおよび第2のスイッチング素子4bが制御される。そのため、母線電圧指令値Vdc*をモータ32の回転数および負荷の電力に応じて変更することにより、負荷に合わせた最適な母線電圧Vdcにて動作させることが可能となり、インバータ30の損失低減を図ることが可能である。
Further, in DC
交流電源1が三相電源の場合、第1のスイッチング素子4aおよび第2のスイッチング素子4bのスイッチング周波数を以下のようにすることで、スイッチング周波数の上昇を最小限に抑えつつ、過電流遮断に陥ることなく最大効率での動作が可能となる。すなわち、全波整流動作および昇圧動作aでは、第1のスイッチング素子4aおよび第2のスイッチング素子4bのスイッチング周波数を電源周波数の3倍とすることで、スイッチング周波数の上昇を最小限に抑えつつ、過電流遮断に陥ることなく最大効率での動作が実現できる。また、昇圧動作bおよび昇圧動作cでは、第1のスイッチング素子4aおよび第2のスイッチング素子4bのスイッチング周波数を電源周波数50Hzと60Hzの最小公倍数の3倍の周波数(例えば900Hz等)とすることで、スイッチング周波数の上昇を最小限に抑えつつ、過電流遮断に陥ることなく最大効率での動作が実現できる。
In the case where the AC power supply 1 is a three-phase power supply, the switching frequency of the
また、近年、ネオジウム(Nd)やディスプロシウム(Dy)などの高価かつ安定供給が困難な希土類磁石を使用したモータから、希土類磁石を用いないモータへの移行検討が進んでいるが、効率低下および減磁耐力の低下が課題となっている。実施の形態1において説明した直流電源装置100では、上述したように効率低下を昇圧による高巻数化で補うことが可能であり、また、減磁耐力の低下については、昇圧による弱め磁束制御の抑制を図ることが可能となる。そのため、安定供給が可能かつ安価なモータをモータ32として使用することが可能となる。
In addition, in recent years, studies have been made on the transition from motors using expensive rare earth magnets, such as neodymium (Nd) and dysprosium (Dy), which are difficult to supply stably, to motors that do not use rare earth magnets. In addition, a decrease in the demagnetization resistance is a problem. In DC
また、直流電源装置100の電源である交流電源1の電源電圧としては、200V、400Vなど様々な電源電圧が存在する。そのため、仕向地毎の電源事情に併せてモータ32を設計するとモータ仕様が複数種類となり、モータ32の評価負荷および開発負荷が増大する。実施の形態1において説明した直流電源装置100では、例えば、交流電源1から供給される三相交流の電源電圧が200Vの場合には昇圧動作b(倍電圧モード)を実行し、三相交流1の電源電圧が400Vの場合には全波整流動作を実行することで、直流母線電圧Vdcが、三相交流の電源電圧が200Vの場合と三相交流の電源電圧が400Vの場合とで同値となる。よって、同一仕様のモータを使用して、三相交流の電源電圧が異なる仕向地の冷凍サイクル適用機器を実現することが可能となる。さらに、三相交流の電源電圧が400Vの場合において、全波整流動作を実行した場合、電源電圧が変動すると直流母線電圧Vdcが変動する。例えば、全波整流動作を実行すると直流母線電圧Vdcが想定値よりも低くなる場合、昇圧動作aを実行するようにして直流母線電圧Vdcを昇圧することにより、電源電圧の変動による影響を低減することが可能となり、インバータ30を一定電圧で動作させることが可能となる。昇圧動作bと昇圧動作aとの間で動作を切り替えてスイッチング周波数を変化させると、相互に移行する領域でスイッチング周波数が切り替わるため、動作が不安定になる虞がある。その場合、ヒステリシスを設けたり、周波数をリニアに変化させる(例えば150Hzから900Hzにリニアに増加させる)ことにより、動作が不安定になるのを防止できる。
Various power supply voltages such as 200 V and 400 V exist as the power supply voltage of the AC power supply 1 that is the power supply of the DC
さらに、交流電源1が三相交流電源である場合には、昇圧動作a〜cにおいて、三相交流の周波数の3n倍で、第1のスイッチング素子4aおよび第2のスイッチング素子4bを交互にオン制御することにより、三相交流の各相電流の波形が相似形となり、各相電流の不平衡が生じず、延いては、各相電流の歪み率が極小値となり、力率の改善および高調波電流の抑制が可能となる。
Further, when the AC power supply 1 is a three-phase AC power supply, the
以上説明したように、実施の形態2の冷凍サイクル適用機器によれば、上述した実施の形態1に記載の直流電源装置100を用いて構成することにより、実施の形態1において説明した直流電源装置100により得られる効果を享受することができる。なお、交流電源1が三相交流電源の場合の直流電源装置100を備えた冷凍サイクル適用機器について説明したが、交流電源1が単相交流電源の場合の直流電源装置100aを備えた冷凍サイクル適用機器でも同様の効果を享受することができる。
As described above, according to the refrigeration cycle application apparatus of the second embodiment, the DC power supply apparatus described in the first embodiment is configured by using the DC
また、モータの回転数の上昇に応じて、全波整流動作、昇圧動作a、昇圧動作b(倍電圧モード)、昇圧動作cへと切り替えることで、モータを高効率且つ高速で駆動させることが可能となる。 Further, the motor can be driven at high efficiency and high speed by switching to full-wave rectification operation, boost operation a, boost operation b (double voltage mode), and boost operation c according to the increase in the rotation speed of the motor. It becomes possible.
また、モータの高巻数化による誘起電圧が増加し、高効率化が図れるので、安定供給が可能かつ安価なモータを使用することが可能となる。 Further, since the induced voltage increases due to the increase in the number of turns of the motor and the efficiency can be increased, it is possible to use a motor that can be stably supplied and is inexpensive.
また、モータ仕様を変更することなく異なる電源電圧に対応することが可能であるので、モータの評価負荷および開発負荷を軽減することができる。 In addition, since it is possible to cope with different power supply voltages without changing the motor specifications, the evaluation load and development load of the motor can be reduced.
また、三相交流電源を供給する場合には、各昇圧動作において、三相交流の周波数の3n倍のスイッチング周波数で第1のスイッチング素子4aおよび第2のスイッチング素子4bをスイッチング制御することにより、三相交流の各相電流の波形が相似形となり、各相電流の不平衡が生じず、延いては、各相電流の歪み率が極小値となり、力率の改善や高調波電流の抑制が可能となる。
In addition, when supplying a three-phase AC power source, in each step-up operation, by switching the
なお、上述した実施の形態において、コンデンサの充電部7を構成するスイッチング素子および逆流防止素子としては、一般的には珪素(Si:シリコン)を材料とするSi系半導体を用いるのが主流であるが、炭化珪素(SiC)、窒化ガリウム(GaN)、ダイヤモンドを材料とするワイドバンドギャップ(WBG)半導体を用いてもよい。 In the above-described embodiment, as the switching element and the backflow prevention element constituting the charging unit 7 of the capacitor, generally, a Si-based semiconductor made of silicon (Si: silicon) is mainly used. However, a wide band gap (WBG) semiconductor made of silicon carbide (SiC), gallium nitride (GaN), or diamond may be used.
このようなWBG半導体によって形成されたスイッチング素子および逆流防止素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高い。そのため、スイッチング素子および逆流防止素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子および逆流防止素子を用いることにより、これらの素子を用いて構成した直流電源装置の小型化が可能となる。 A switching element and a backflow prevention element formed of such a WBG semiconductor have a high voltage resistance and a high allowable current density. Therefore, it is possible to reduce the size of the switching element and the backflow prevention element. By using the downsized switching element and the backflow prevention element, it is possible to reduce the size of the DC power supply device configured using these elements. .
また、このようなWBG半導体によって形成されたスイッチング素子および逆流防止素子は、耐熱性も高い。そのため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化、水冷部の空冷化が可能であるので、直流電源装置の一層の小型化が可能になる。 In addition, the switching element and the backflow prevention element formed of such a WBG semiconductor have high heat resistance. Therefore, the heat sink fins of the heat sink can be reduced in size and the water cooling part can be cooled in the air, so that the DC power supply device can be further reduced in size.
さらに、このようなWBG半導体によって形成されたスイッチング素子および逆流防止素子は、電力損失が低い。そのため、スイッチング素子および逆流防止素子の高効率化が可能であり、延いては直流電源装置の高効率化が可能になる。 Furthermore, the switching element and the backflow prevention element formed of such a WBG semiconductor have low power loss. Therefore, it is possible to increase the efficiency of the switching element and the backflow prevention element, and thus it is possible to increase the efficiency of the DC power supply device.
なお、スイッチング素子および逆流防止素子の両方がWBG半導体によって形成されていることが望ましいが、いずれか一方の素子がWBG半導体によって形成されていてもよく、上述した効果を得ることが可能である。 Although both the switching element and the backflow prevention element are desirably formed of a WBG semiconductor, either one of the elements may be formed of a WBG semiconductor, and the above-described effects can be obtained.
また、上述した実施の形態では、スイッチング素子として、例えば、パワートランジスタ、パワーMOSFET、IGBTを例として挙げたが、高効率なスイッチング素子として知られているスーパージャンクション構造のMOSFET、絶縁ゲート半導体装置、バイポーラトランジスタ等を用いても同様の効果を得ることが可能である。 In the embodiment described above, for example, a power transistor, a power MOSFET, and an IGBT are given as examples of the switching element. However, a super junction structure MOSFET, an insulated gate semiconductor device, which is known as a highly efficient switching element, The same effect can be obtained by using a bipolar transistor or the like.
また、直流電源装置100および100aの制御部8は、CPU(Central Processing Unit)、DSP(Digital Signal Processor)、マイクロコンピュータ(マイコン)の離散システムで構成可能であるが、その他にもアナログ回路、デジタル回路等の電気回路素子などで構成してもよい。
Further, the
以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。 The configuration described in the above embodiment shows an example of the contents of the present invention, and can be combined with another known technique, and can be combined with other configurations without departing from the gist of the present invention. It is also possible to omit or change the part.
1 交流電源、2,2a 整流回路、3 リアクトル、4a 第1のスイッチング素子、4b 第2のスイッチング素子、5a 第1の逆流防止素子、5b 第2の逆流防止素子、6a 第1のコンデンサ、6b 第2のコンデンサ、7 充電部、8 制御部、9 負荷、30 インバータ、31 圧縮機、32 モータ、33 冷凍サイクル、100,100a 直流電源装置。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 AC power supply, 2, 2a Rectifier circuit, 3 Reactor, 4a 1st switching element, 4b 2nd switching element, 5a 1st backflow prevention element, 5b 2nd backflow prevention element, 6a 1st capacitor | condenser, 6b Second capacitor, 7 charging unit, 8 control unit, 9 load, 30 inverter, 31 compressor, 32 motor, 33 refrigeration cycle, 100, 100a DC power supply device.
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる直流電源装置は、負荷への出力端子間に直列接続された第1のコンデンサおよび第2のコンデンサを備える。また、直流電源装置は、第1のコンデンサの充電と非充電とをスイッチングする第1のスイッチング素子、第2のコンデンサの充電と非充電とをスイッチングする第2のスイッチング素子、第1のコンデンサの充電電荷が第1のスイッチング素子へ逆流するのを防止する第1の逆流防止素子、および第2のコンデンサの充電電荷が第2のスイッチング素子へ逆流するのを防止する第2の逆流防止素子を備えた充電部と、第1のコンデンサの充電を開始するタイミングで第1の逆流防止素子をオン状態に制御し、第2のコンデンサの充電を開始するタイミングで第2の逆流防止素子をオン状態に制御する制御部と、を備える。制御部は、第1のコンデンサの充電を開始後、第1の逆流防止素子への印加電圧が所定の電圧値以下の時には第1の逆流防止素子をオン状態に制御し、第2のコンデンサの充電を開始後、第2の逆流防止素子への印加電圧が所定の電圧値以下の時には第2の逆流防止素子をオン状態に制御する。 In order to solve the above-described problems and achieve the object, a DC power supply device according to the present invention includes a first capacitor and a second capacitor connected in series between output terminals to a load. Further, the DC power supply device includes: a first switching element that switches between charging and non-charging of the first capacitor; a second switching element that switches between charging and non-charging of the second capacitor; A first backflow prevention element for preventing charge charge from flowing back to the first switching element; and a second backflow prevention element for preventing charge charge of the second capacitor from flowing back to the second switching element. The charging unit provided, and the first backflow prevention element is controlled to be turned on at the timing of starting charging of the first capacitor, and the second backflow prevention element is turned on at the timing of starting charging of the second capacitor. And a control unit for controlling. The control unit controls the first backflow prevention element to be on when the voltage applied to the first backflow prevention element is equal to or lower than a predetermined voltage value after the charging of the first capacitor is started. After the start of charging, when the voltage applied to the second backflow prevention element is equal to or lower than a predetermined voltage value, the second backflow prevention element is controlled to be in an on state.
Claims (7)
前記負荷への出力端子間に直列接続された第1のコンデンサおよび第2のコンデンサと、
前記第1のコンデンサの充電と非充電とをスイッチングする第1のスイッチング素子、前記第2のコンデンサの充電と非充電とをスイッチングする第2のスイッチング素子、前記第1のコンデンサの充電電荷が第1のスイッチング素子へ逆流するのを防止する第1の逆流防止素子、および前記第2のコンデンサの充電電荷が第2のスイッチング素子へ逆流するのを防止する第2の逆流防止素子を備えた充電部と、
前記第1のコンデンサの充電を開始するタイミングで前記第1の逆流防止素子をオン状態に制御し、前記第2のコンデンサの充電を開始するタイミングで前記第2の逆流防止素子をオン状態に制御する制御部と、
を備えることを特徴とする直流電源装置。A DC power supply device that converts alternating current into direct current and supplies the load to a load,
A first capacitor and a second capacitor connected in series between output terminals to the load;
A first switching element that switches between charging and non-charging of the first capacitor; a second switching element that switches between charging and non-charging of the second capacitor; A charge comprising a first backflow prevention element for preventing backflow to one switching element, and a second backflow prevention element for preventing charge charge of the second capacitor from backflowing to the second switching element And
The first backflow prevention element is controlled to be in an ON state at a timing when charging of the first capacitor is started, and the second backflow prevention element is controlled to be in an ON state at a timing when charging of the second capacitor is started. A control unit,
A DC power supply device comprising:
前記第1のスイッチング素子の状態と前記第1の逆流防止素子の状態とが互いに逆になり、かつ前記第2のスイッチング素子の状態と前記第2の逆流防止素子の状態とが互いに逆となるように、前記第1のスイッチング素子、前記第1の逆流防止素子、前記第2のスイッチング素子および前記第2の逆流防止素子を制御する、
ことを特徴とする請求項1に記載の直流電源装置。The controller is
The state of the first switching element and the state of the first backflow prevention element are opposite to each other, and the state of the second switching element and the state of the second backflow prevention element are opposite to each other. Controlling the first switching element, the first backflow prevention element, the second switching element, and the second backflow prevention element,
The DC power supply device according to claim 1.
前記第1のコンデンサの充電を開始後、前記第1の逆流防止素子への印加電圧が規定条件を満たすと前記第1の逆流防止素子をオフ状態に制御し、前記第2のコンデンサの充電を開始後、前記第2の逆流防止素子への印加電圧が規定条件を満たすと前記第2の逆流防止素子をオフ状態に制御する、
ことを特徴とする請求項1に記載の直流電源装置。The controller is
After the charging of the first capacitor is started, when the voltage applied to the first backflow prevention element satisfies a specified condition, the first backflow prevention element is controlled to be turned off, and the second capacitor is charged. After the start, when the voltage applied to the second backflow prevention element satisfies a specified condition, the second backflow prevention element is controlled to be in an off state.
The DC power supply device according to claim 1.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
PCT/JP2016/055696 WO2017145339A1 (en) | 2016-02-25 | 2016-02-25 | Dc power supply, and refrigeration-cycle application device |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPWO2017145339A1 true JPWO2017145339A1 (en) | 2018-06-21 |
JP6522228B2 JP6522228B2 (en) | 2019-05-29 |
Family
ID=59685974
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2018501510A Active JP6522228B2 (en) | 2016-02-25 | 2016-02-25 | DC power supply device and refrigeration cycle applicable device |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US10211752B2 (en) |
JP (1) | JP6522228B2 (en) |
WO (1) | WO2017145339A1 (en) |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2019122060A (en) * | 2017-12-28 | 2019-07-22 | 三菱重工サーマルシステムズ株式会社 | Three-phase voltage doubler rectifier circuit, air conditioning device, and control method using air conditioning device |
WO2021064785A1 (en) * | 2019-09-30 | 2021-04-08 | 三菱電機株式会社 | Dc power supply device, power conversion system, and air conditioner |
US20220271647A1 (en) * | 2019-11-06 | 2022-08-25 | Mitsubishi Electric Corporation | Direct current power supply device and air conditioner |
JP6849778B1 (en) * | 2019-12-05 | 2021-03-31 | パナソニック株式会社 | Wireless transmitter and wireless receiver |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2012170215A (en) * | 2011-02-14 | 2012-09-06 | Rohm Co Ltd | Switching power supply device |
WO2015186229A1 (en) * | 2014-06-05 | 2015-12-10 | 三菱電機株式会社 | Direct current power supply device, and refrigeration cycle-applied apparatus provided with same |
Family Cites Families (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1022844A3 (en) | 1999-01-19 | 2002-04-17 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Power supply device and air conditioner using the same |
JP2000278955A (en) | 1999-01-19 | 2000-10-06 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Power unit and air conditioner using the same |
JP4794768B2 (en) * | 2001-08-02 | 2011-10-19 | 株式会社ミクニ | Solenoid drive |
JP4673252B2 (en) * | 2006-05-17 | 2011-04-20 | ローム株式会社 | Battery charging circuit, portable electronic device, and semiconductor integrated circuit |
AU2011365142B2 (en) * | 2011-04-08 | 2015-06-11 | Mitsubishi Electric Corporation | Power converting device, motor driving device, and refrigerating and air-conditioning apparatus |
WO2015001618A1 (en) * | 2013-07-02 | 2015-01-08 | 三菱電機株式会社 | Backflow prevention device, power converter, and refrigerating and air-conditioning device |
KR101804713B1 (en) * | 2013-10-18 | 2018-01-10 | 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 | Dc power source device, motor drive device, air conditioner, and refrigerator |
-
2016
- 2016-02-25 US US15/780,297 patent/US10211752B2/en active Active
- 2016-02-25 JP JP2018501510A patent/JP6522228B2/en active Active
- 2016-02-25 WO PCT/JP2016/055696 patent/WO2017145339A1/en active Application Filing
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2012170215A (en) * | 2011-02-14 | 2012-09-06 | Rohm Co Ltd | Switching power supply device |
WO2015186229A1 (en) * | 2014-06-05 | 2015-12-10 | 三菱電機株式会社 | Direct current power supply device, and refrigeration cycle-applied apparatus provided with same |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
WO2017145339A1 (en) | 2017-08-31 |
JP6522228B2 (en) | 2019-05-29 |
US10211752B2 (en) | 2019-02-19 |
US20180358906A1 (en) | 2018-12-13 |
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A521 | Request for written amendment filed |
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