JPWO2016135895A1 - Resonator and wireless power transmission device - Google Patents
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Abstract
【課題】漏洩電磁界が低減することができる共振子及び無線電力伝送装置を提供する。【解決手段】一実施形態に係る共振子は、無線電力伝送用の第1コイルと、第2コイルと、を備える。第2コイルは、第1コイルと磁気的に結合し、電気的に分離される。第1コイルと第2コイルとの少なくとも一方は、磁性体コアを備える。A resonator and a wireless power transmission device capable of reducing a leakage electromagnetic field are provided. According to one embodiment, a resonator includes a first coil for wireless power transmission and a second coil. The second coil is magnetically coupled to the first coil and is electrically separated. At least one of the first coil and the second coil includes a magnetic core.
Description
本発明の実施形態は、共振子及び無線電力伝送装置に関する。 Embodiments described herein relate generally to a resonator and a wireless power transmission device.
従来、スパイラル型の無線電力伝送用コイルと、磁気的に結合し、電気的に分離されたループコイルと、を備える共振子が提案されている。上記従来の共振子では、無線電力伝送用コイルが生じさせる磁束と、ループコイルが生じさせる磁束と、が打ち消しあうことにより、無線電力伝送用コイルからの所定の周波数の漏洩電磁界が低減される。 Conventionally, a resonator including a spiral type wireless power transmission coil and a magnetically coupled and electrically separated loop coil has been proposed. In the above-described conventional resonator, the magnetic field generated by the wireless power transmission coil and the magnetic flux generated by the loop coil cancel each other, thereby reducing the leakage electromagnetic field having a predetermined frequency from the wireless power transmission coil. .
しかしながら、上記従来の共振子では、無線電力伝送用コイルとループコイルとの結合係数が小さいため、無線電力伝送用コイルからの漏洩電磁界を低減するためには、ループコイルを大型化する必要があった。結果として、ループコイルからの漏洩電磁界が増大するという問題があった。 However, in the above conventional resonator, since the coupling coefficient between the wireless power transmission coil and the loop coil is small, it is necessary to enlarge the loop coil in order to reduce the leakage electromagnetic field from the wireless power transmission coil. there were. As a result, there is a problem that the leakage electromagnetic field from the loop coil increases.
漏洩電磁界が低減することができる共振子及び無線電力伝送装置を提供する。 A resonator and a wireless power transmission device capable of reducing a leakage electromagnetic field are provided.
一実施形態に係る共振子は、無線電力伝送用の第1コイルと、第2コイルと、を備える。第2コイルは、第1コイルと磁気的に結合し、電気的に分離される。第1コイルと第2コイルとの少なくとも一方は、磁性体コアを備える。 A resonator according to an embodiment includes a first coil for wireless power transmission and a second coil. The second coil is magnetically coupled to the first coil and is electrically separated. At least one of the first coil and the second coil includes a magnetic core.
以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
(第1実施形態)
まず、第1実施形態に係る共振子について、図1〜図13を参照して説明する。本実施形態に係る共振子は、例えば、無線送電装置や無線受電装置などの無線電力伝送装置に搭載して使用される。(First embodiment)
First, the resonator according to the first embodiment will be described with reference to FIGS. The resonator according to the present embodiment is used by being mounted on a wireless power transmission device such as a wireless power transmission device or a wireless power reception device, for example.
図1は、本実施形態に係る共振子を示す図である。図1に示すように、この共振子は、第1共振回路1と、第2共振回路2と、平板状の磁性体コア3と、を備える。
FIG. 1 is a diagram illustrating a resonator according to the present embodiment. As shown in FIG. 1, the resonator includes a
第1共振回路1は、無線電力伝送用の共振回路である。第1共振回路1は、共振周波数f1(第1共振周波数)を有する。図1に示すように、第1共振回路1は、第1コイル11と、第1容量12と、を備える。The
第1コイル11は、無線電力伝送用のソレノイド型コイルであり、磁性体コア3に巻線を巻付けて形成される。第1コイル11は、インダクタンスL1を有する。The
第1容量12は、第1コイル11に接続され、第1コイル11とともに、第1共振回路1を形成する。第1容量12は、容量値C1を有する。第1共振回路1の共振周波数f1は、f1=1/2π(L1C1)1/2となる。The
共振子が無線送電装置に搭載される場合、図1に示すように、第1共振回路1は、交流電源13に接続される。交流電源13が第1共振回路1に交流電力を供給することにより、第1共振回路1が共振周波数f1で共振する。これにより、第1コイル11が交流磁界を発生させ、受電側のコイルに無線で電力を送信する。When the resonator is mounted on the wireless power transmission device, the
また、共振子が無線受電装置に搭載される場合、第1共振回路1は、交流電源13の代わりに、バッテリなどの負荷に接続される。第1コイル11は、送電側のコイルが発生させた交流磁界を介して無線で電力を受信する。
When the resonator is mounted on the wireless power receiving apparatus, the
なお、図1において、共振子は、第1容量12を備えるが、第1容量12を備えない構成も可能である。この場合、第1容量12を、共振子とは別個に用意し、第1コイル11に接続すればよい。
In FIG. 1, the resonator includes the
第2共振回路2は、第1コイル11からの漏洩電磁界を低減するための共振回路である。第2共振回路2は、第1共振回路1とは電気的に分離されており、電源には接続されない。第2共振回路2は、共振周波数f2(第2共振周波数)を有する。図1に示すように、第2共振回路2は、第2コイル21と、第2容量22と、を備える。The
第2コイル21は、磁性体コア3に巻線を巻付けて形成されたソレノイド型コイルであり、インダクタンスL2を有する。第2コイル21は、第1コイル11と磁気的に結合しており、第1コイル11が発生させた交流磁界に誘導され、起電力を生じさせる。この起電力により、第2共振回路2に電流が流れ、第2コイル21は、交流磁界を発生させる。The
第2容量22は、第2コイル21に接続され、第2コイル21とともに、第2共振回路2を形成する。第2容量21は、容量値C2を有する。第2共振回路2の共振周波数f2は、f2=1/2π(L2C2)1/2となる。The
なお、図1において、共振子は、第2容量22を備えるが、第2容量22を備えない構成も可能である。この場合、第2容量22を、共振子とは別個に用意し、第2コイル21に接続すればよい。
In FIG. 1, the resonator includes the
図2は、図1の共振子の等価回路である。図2において、V1は交流電源13が印加する交流電圧値、I1は第1共振回路1の電流値、R1は第2共振回路1の抵抗値、Zinは交流電源13からみた入力インピーダンス、I2は第2共振回路2の電流値、R2は第2共振回路2の抵抗値、M12は第1コイル11と第2コイル12との間の相互インダクタンスである。このとき、入力インピーダンスZinは、以下の式で表される。FIG. 2 is an equivalent circuit of the resonator shown in FIG. In FIG. 2, V 1 is an AC voltage value applied by the
式(1)からわかるように、入力インピーダンスZinは、第2共振回路2の共振周波数f2(=1/2π(L2C2)1/2)に応じて変化する。したがって、共振周波数f2を調整することで、所定の周波数の入力インピーダンスZ1を上昇させることができる。As can be seen from Equation (1), the input impedance Z in changes according to the resonance frequency f 2 (= ½π (L 2 C 2 ) 1/2 ) of the
共振周波数f2を調整することで、ある周波数Xの入力インピーダンスZ1が上昇すると、周波数Xの交流電流が第1コイル11に流れ難くなるため、第1コイル11が発生させる周波数Xの交流磁界が小さくなる。By adjusting the resonance frequency f 2, the input impedance Z 1 of a frequency X is increased, since the alternating current having a frequency X is less likely to flow through the
本実施形態に係る共振子は、このような原理を利用して、共振子からの漏洩電磁界を低減する。すなわち、本実施形態において、共振周波数f2は、漏洩電磁界を低減する所定の周波数の入力インピーダンスZinが上昇するように設定される。The resonator according to the present embodiment reduces the leakage electromagnetic field from the resonator using such a principle. That is, in this embodiment, the resonance frequency f 2 is the input impedance Z in a predetermined frequency to reduce the leakage electromagnetic field is set to rise.
一般的に、交流電源13はインバータであり、第1コイル11は、インバータから供給される矩形波電流により駆動される。矩形波電流には、主として、基本波電流と、高調波電流と、が含まれる。基本波電流は、第1共振回路1の共振周波数f1に設定され、第1コイル11に無線電力伝送のための磁界を発生させる。一方、高調波電流(第3高調波や第5高調波など)は、基本波電流の整数倍の周波数を有し、無線電力伝送に寄与しない漏洩電磁界を第1コイル11に発生させる。In general, the
そこで、本実施形態では、共振周波数f2は、第1共振回路1の共振周波数f1の整数倍の周波数の入力インピーダンスZinが上昇するように設定される。これにより、第1コイル11からの高調波電流に起因した漏洩電磁界を低減することができる。具体的には、共振周波数f2は、共振周波数f1の整数倍の周波数に設定される。Therefore, in this embodiment, the resonance frequency f 2 is the input impedance Z in of the first integer multiple of the frequency of the resonant frequency f 1 of the
以下では、共振周波数f1の3倍の周波数を有する第3高調波電流に起因した漏洩電磁界を低減する場合について説明する。以下の説明において、第1共振回路1の共振周波数f1(基本波電流の周波数)は85kHzであるものとする。このとき、第3高調波電流の周波数は255kHzとなる。Hereinafter, the case of reducing the third leakage electromagnetic field caused by the harmonic currents having a frequency three times higher than the resonant frequency f 1. In the following description, it is assumed that the resonance frequency f 1 (frequency of the fundamental wave current) of the
図3は、入力インピーダンスZinの周波数特性を示す図である。図3において、実線は第2共振回路2の共振周波数f2を255kHzに設定した場合の入力インピーダンスZin、破線は共振子が第2コイル21を備えない場合の入力インピーダンスZinを示す。第2コイル21を備えない場合は、第1コイル11と第2コイル21との結合係数kが0である場合と等価である。Figure 3 is a graph showing the frequency characteristic of the
図3に示すように、共振子が第2コイル21を備えない場合、入力インピーダンスZinは、85kHz(=f1)で最小となり、85kHz以上の周波数領域ではなだらかに増加している。As shown in FIG. 3, when the resonator does not include the
これに対して、共振子が第2コイル21を備え、共振周波数f2が255kHz(=85kHz×3)に設定された場合、入力インピーダンスZinは、255kHzで急峻に大きくなり、85kHzではほとんど変化していない。On the other hand, when the resonator includes the
図3より、共振周波数f2を255kHzに設定することにより、85kHzの入力インピーダンスZinに影響を与えずに、255kHz近傍の入力インピーダンスZinを上昇させることができることがわかる。Than 3, by setting the resonance frequency f 2 to 255KHz, without affecting the input impedance Z in of 85 kHz, it can be seen that raising the input impedance Z in of 255KHz vicinity.
図4は、第1コイル11及び第2コイル21の電流の周波数特性を示す図である。図4において、実線は共振周波数f2を255kHzに設定した場合の第1コイル11の電流、点線は共振周波数f2を255kHzに設定した場合の第2コイル21の電流、破線は共振子が第2コイル21を備えない場合の第1コイル11の電流を示す。FIG. 4 is a diagram illustrating frequency characteristics of currents of the
図4に示すように、共振子が第2コイル21を備えない場合、第1コイル11の電流は、85kHzで最大となり、85kHz以上の周波数領域ではなだらかに減少している。
As shown in FIG. 4, when the resonator does not include the
これに対して、共振子が第2コイル21を備え、共振周波数f2が255kHzに設定された場合、第1コイル11の電流は、255kHzで急峻に小さくなり、85kHzではほとんど変化していない。In contrast, if the resonator comprises a
図4より、共振周波数f2を255kHzに設定することにより、第1コイル11の85kHzの電流に影響を与えずに、255kHz近傍の電流を減少させることができることがわかる。すなわち、無線電力伝送に寄与する電流に影響を与えずに、漏洩電磁界を発生させる高調波電流を減少させることができる。From FIG. 4, by setting the resonance frequency f 2 to 255KHz, without affecting the current of 85kHz of the
以上説明した通り、本実施形態では、共振周波数f2を共振周波数f1の整数倍に設定することにより、共振周波数f1の整数倍の周波数の入力インピーダンスZinを上昇させ、第1コイル11に流れる高調波電流を減少させることができる。したがって、第1コイル11からの漏洩電磁界を低減することができる。As described above, in the present embodiment, by setting the resonance frequency f 2 to an integral multiple of the resonance frequency f 1, increases the input impedance Z in of the frequency of an integral multiple of the resonance frequency f 1, the
なお、図4からわかるように、高調波電流は、共振周波数f2だけでなく、共振周波数f2の近傍の周波数領域でも減少している。したがって、共振周波数f2を、共振周波数f1の整数倍の周波数の近傍の周波数に設定すれば、上記と同様の効果を得られる。製造誤差による第1コイル11と第2コイル21の周波数ずれをそれぞれ5%程度見込むと、共振周波数f1の整数倍の周波数の近傍の周波数は、例えば、共振周波数f1の整数倍の周波数に対して誤差10%以内の周波数である。As can be seen from FIG. 4, the harmonic current decreases not only in the resonance frequency f 2 but also in the frequency region near the resonance frequency f 2 . Therefore, the resonance frequency f 2, is set to a frequency near the frequency of an integral multiple of the resonance frequency f 1, to obtain the same effect as described above. When the
本実施形態に係る共振子では、図4において点線で示したように、第2コイル21にも電流が流れ、第2コイル21が交流磁界を発生させ、共振子からの漏洩電磁界の原因となる。一般に、図1のようなソレノイド型コイルが発生させる磁界は以下の式で表される。
In the resonator according to the present embodiment, as indicated by a dotted line in FIG. 4, a current also flows through the
上記のHr,Hθ,Hφは、空間上のある点における磁界の各成分であり、Er,Eφは、電界の各成分である。式(2)〜(6)において、kは波数、aはコイルの半径、Iはコイルに流れる電流の強度、Nは巻線の巻数である。式(2)〜(6)によれば、ソレノイド型コイルが発生させる磁界の強度H及び電界の強度Eは、コイル半径aの2乗、電流強度Iの1乗、及び巻数Nの1乗に比例して大きくなることがわかる。The above H r , H θ , and H φ are the components of the magnetic field at a certain point in space, and E r and E φ are the components of the electric field. In equations (2) to (6), k is the wave number, a is the radius of the coil, I is the intensity of the current flowing through the coil, and N is the number of turns of the winding. According to the equations (2) to (6), the magnetic field strength H and the electric field strength E generated by the solenoid type coil are the square of the coil radius a, the first power of the current strength I, and the first power of the number of turns N. It turns out that it grows proportionally.
したがって、第2コイル21からの漏洩電磁界を小さくするためには、第2コイル21の半径や巻数を小さくすればよい。第2コイル21を小型化した場合、第2コイル21のインダクタンスL2が低下し、第1コイル11と第2コイル21との間の結合係数が低下するが、本実施形態の共振子は、第1コイル11と第2コイル21とは共通の磁性体コア3を有するため、結合係数の低下が抑制される。Therefore, in order to reduce the leakage electromagnetic field from the
電磁界シミュレーションによれば、図1の共振子が磁性体コア3を備えない場合、インダクタンスL2が0.53μH、結合係数が0.16となるのに対して、共振子が磁性体コア3を備える場合、インダクタンスL2が1.54μH、結合係数が0.53となった。According to the electromagnetic field simulation, when the resonator shown in FIG. 1 does not include the
このように、本実施形態に係る共振子は、第1コイル11及び第2コイル21が磁性体コア3を備えるため、結合係数を維持したまま第2コイル21を小型化することができる。したがって、第2コイル21からの漏洩電磁界も低減することができる。
Thus, since the
図5〜図13は、本実施形態に係る共振子の変形例を示す図である。 5 to 13 are diagrams showing modifications of the resonator according to the present embodiment.
図5の共振子は、磁性体コア3が円柱状である。また、図6の共振子は、磁性体コア3が、四角柱状であり、第1コイル11及び第2コイル21は、スパイラル型コイルである。このように、磁性体コア3の形状は平板状に限られず、円柱状や四角柱状など、任意の形状とすることができる。
In the resonator shown in FIG. 5, the
図7の共振子は、第1コイル11が磁性体コア3を備え、第2コイル21が磁性体コア3′を備える。このように、第1コイル11及び第2コイル21は、それぞれ別個の磁性体コアを備えてもよい。また、第1コイル11及び第2コイル21の一方だけが磁性体コア3を備えてもよい。いずれの場合も、第1コイル11及び第2コイル21の両方が磁性体コアを備えない場合に比べて、第1コイル11と第2コイル21との間の結合係数が大きくなる。したがって、第2コイル21を小型化し、第2コイル21からの漏洩電磁界を低減することができる。
In the resonator of FIG. 7, the
図8の共振子は、第1コイル11及び第2コイル21が共通の円柱状の磁性体コア3を備え、第2コイル21の半径が第1コイル11の半径より小さくなっている。また、図9の共振子は、第1コイル11及び第2コイル21が共通の平板状の磁性体コア3を備え、第2コイル21の半径が第1コイル11の半径より小さくなっている。さらに、図10の共振子は、第1コイル11及び第2コイル21がそれぞれ別個の平板状の磁性体コア3,3′を備え、第2コイル21の半径が第1コイル11の半径より小さくなっている。
In the resonator shown in FIG. 8, the
このように、第2コイル21の半径を第1コイル11の半径より小さくすることにより、第2コイル21からの漏洩電磁界を低減できる。これは、第2コイル21の巻数を第1コイル11の巻数より少なくした場合も同様である。
Thus, the leakage electromagnetic field from the
図11の共振子は、第2コイル21が円柱状の磁性体コア3を備え、第2コイル21の半径が第1コイル11の半径より小さくなっている。第1コイル11は、磁性体コア3の底面上に形成されたスパイラル型コイルである。このように、第1コイル11及び第2コイル21のいずれか一方は、スパイラル型コイルであってもよい。
In the resonator shown in FIG. 11, the
図12の共振子は、2つの第2共振回路2を備える。図12の各第2共振回路2は、第2コイル21と、第2コイル21に接続された第2容量22と、をそれぞれ備える。図13の共振子は、4つの第2共振回路2を備える。図13の各第2共振回路2は、第1コイルより半径が小さい第2コイル21と、第2コイル21と接続された第2容量22と、をそれぞれ備える。
The resonator shown in FIG. 12 includes two
このように、本実施形態に係る共振子は、複数の第2共振回路2を備えてもよい。このとき、1つ目の第2共振回路2の共振周波数f2を共振周波数f1の3倍の周波数に設定し、2つ目の第2共振回路2の共振周波数f2を共振周波数f1の5倍の周波数に設定する、というように、各第2共振回路2の共振周波数f2は、それぞれ異なる周波数に設定されるのが好ましい。これにより、複数の周波数の入力インピーダンスZinを上昇させ、第1コイル11に流れる高調波電流を減少させ、共振子からの漏洩電磁界を低減することができる。各第2共振回路2の共振周波数f2は、例えば、各第2共振回路2が備える第2容量22の容量値C2を調整することにより、それぞれ設定可能である。As described above, the resonator according to this embodiment may include a plurality of
(第2実施形態)
次に、第2実施形態に係る共振子について、図14〜図17を参照して説明する。本実施形態に係る共振子の構成は、第1実施形態と同様である。第1実施形態では、入力インピーダンスZinを上昇させることにより、共振子からの漏洩電磁界を低減したが、本実施形態では、第1コイル11及び第2コイル21からの漏洩電磁界を相殺させることにより、共振子からの漏洩電磁界を低減する。このため、本実施形態に係る共振子は、第1実施形態に係る共振子とは、第2コイル21の共振周波数f2の設定方法が異なる。(Second Embodiment)
Next, a resonator according to the second embodiment will be described with reference to FIGS. The configuration of the resonator according to this embodiment is the same as that of the first embodiment. In the first embodiment, the leakage electromagnetic field from the resonator is reduced by increasing the input impedance Z in , but in this embodiment, the leakage electromagnetic field from the
以下で、共振周波数f2の設定方法について説明する。以下の説明において、第2コイル21の電流の正方向は、第1コイル11に正方向の電流が流れたときに第1コイル11が発生させる磁界の方向と、同一方向の磁界を第2コイル21が発生させる方向であるものとする。Hereinafter, the procedure for setting the resonance frequency f 2. In the following description, the positive direction of the current of the
本実施形態に係る共振子では、第1コイル11及び第2コイル21に同位相の電流が流れた場合、第1コイル11及び第2コイル21は、同位相の磁界を発生させる。これに対して、第1コイル11及び第2コイル21に逆位相の電流が流れた場合、第1コイル11及び第2コイル21は、逆位相の磁界を発生させる。第1コイル11及び第2コイル21が逆位相の磁界を発生させた場合、両者の磁界が互いに相殺するため、共振子からの漏洩電磁界が低減される。
In the resonator according to this embodiment, when currents having the same phase flow through the
本実施形態に係る共振子は、このような原理を利用して、共振子からの漏洩電磁界を低減する。すなわち、本実施形態において、共振周波数f2は、漏洩電磁界を低減する所定の周波数の第1コイル11及び第2コイル21の電流位相が逆位相になるように設定される。これにより、第1コイル11及び第2コイル21が発生させる磁界が相殺し、共振子からの漏洩電磁界を低減することができる。具体的には、共振周波数f2は、共振周波数f1の整数倍の周波数より低い周波数に設定される。The resonator according to the present embodiment reduces the leakage electromagnetic field from the resonator using such a principle. That is, in this embodiment, the resonance frequency f 2 is set so that the current phase of the
以下では、共振周波数f1の3倍の周波数を有する第3高調波電流に起因した漏洩電磁界を低減する場合について説明する。以下の説明において、第1共振回路1の共振周波数f1(基本波電流の周波数)は85kHzであるものとする。このとき、第3高調波電流の周波数は255kHzとなる。Hereinafter, the case of reducing the third leakage electromagnetic field caused by the harmonic currents having a frequency three times higher than the resonant frequency f 1. In the following description, it is assumed that the resonance frequency f 1 (frequency of the fundamental wave current) of the
図14は、共振周波数f2を255kHzに設定した場合の第1コイル11及び第2コイル21の電流位相の周波数特性を示す図である。図14において、実線は共振周波数f2を255kHzに設定した場合の第1コイル11の電流位相、点線は共振周波数f2を255kHzに設定した場合の第2コイル21の電流位相、破線は共振子が第2コイル21を備えない場合の第1コイル11の電流位相、一点鎖線は共振周波数f2を255kHzに設定した場合の第1コイル11と第2コイル21との電流位相差を示す。Figure 14 is a graph showing the frequency characteristic of the current phase of the
図14に示すように、共振周波数f2を255kHzに設定した場合、255kHzより高い周波数領域において第1コイル11及び第2コイル21の電流位相が逆位相(電流位相差180°)となり、255kHzより低い周波数領域において第1コイル11及び第2コイル21の電流位相が同位相(電流位相差0°)となっている。As shown in FIG. 14, if you set the resonant frequency f 2 to 255KHz, the
また、255kHzは同位相から逆位相に変化する変曲点になっており、255kHz及びその近傍の周波数領域では、電流位相が完全に逆位相とはなっていない。このため、255kHzでは磁界が相殺せず、共振子からの漏洩電磁界を低減することができない。図14より、磁界の相殺により漏洩電磁界を低減するためには、共振周波数f2を、低減したい漏洩電磁界の周波数より低い周波数に設定する必要があることがわかる。Further, 255 kHz is an inflection point that changes from the same phase to the opposite phase, and the current phase is not completely opposite in the frequency region of 255 kHz and its vicinity. For this reason, the magnetic field does not cancel out at 255 kHz, and the leakage electromagnetic field from the resonator cannot be reduced. Than 14, in order to reduce the leakage electromagnetic field by canceling the magnetic field, the resonance frequency f 2, it can be seen that it is necessary to set to a frequency lower than the frequency of the leakage electromagnetic field to be reduced.
図15は、共振周波数f2を197kHzに設定した場合の第1コイル11及び第2コイル21の電流位相の周波数特性を示す図である。図15において、実線は第2共振回路2の共振周波数f2を197kHzに設定した場合の第1コイル11の電流位相、点線は共振周波数f2を197kHzに設定した場合の第2コイル21の電流位相、破線は共振子が第2コイル21を備えない場合の第1コイル11の電流位相、一点鎖線は共振周波数f2を197kHzに設定した場合の第1コイル11と第2コイル21との電流位相差を示す。Figure 15 is a graph showing the frequency characteristic of the current phase of the
図15に示すように、共振周波数f2を197kHzに設定した場合、197kHzより高い周波数領域において第1コイル11及び第2コイル21の電流位相が逆位相(電流位相差180°)となっていることがわかる。図15によれば、完全に逆位相となるのは、約230kHz以上の周波数領域である。したがって、共振周波数f2を197kHzに設定すると、255kHzの磁界が相殺され、共振子からの漏洩電磁界が低減する。As shown in FIG. 15, if you set the resonant frequency f 2 to 197KHz, the current phase of the
このように、共振周波数f2を、漏洩電磁界を低減させたい周波数より少し低い周波数に設定することにより、高調波電流に起因する共振子からの漏洩電磁界を低減することができる。また、電流位相が逆位相となる共振周波数f2より高い周波数領域の全体で、漏洩電磁界を低減することができる。Thus, the resonance frequency f 2, by setting the frequency slightly lower than the frequency to reduce the leakage electromagnetic field, it is possible to reduce the leakage electromagnetic field from resonator due to harmonic currents. Further, the entire higher frequency range than the resonance frequency f 2 which current phase is opposite phase, it is possible to reduce the leakage electromagnetic field.
ただし、第1コイル11と第2コイル21の位置関係によっては、共振周波数f2を、低減したい漏洩電磁界の周波数より高い周波数に設定する必要がある。図16は、第1コイル11と第2コイル21との位置関係を説明する図である。図16において、矢印31は第1コイル11に流れる電流の向き、破線32は第1コイル11に流れる電流が発生させる磁界、破線32の矢印は磁界32の向き、矢印33は磁界32によって第2コイル21に励起される電流の向き、矢印34は磁界32によって第2コイル21′に励起される電流の向きを示す。However, the
図16に示すように、第1コイル11の電流の向き31と、第2コイル21の電流の向き33と、は一致している。第1コイル11と第2コイル21とがこのような位置関係で配置された場合、上述の通り、共振周波数f2を、低減したい漏洩電磁界の周波数より低い周波数に設定すればよい。As shown in FIG. 16, the
これに対して、第1コイル11の電流の向き31と、第2コイル21′の電流の向き34と、は逆向きになっている。第1コイル11と第2コイル21′とがこのような位置関係で配置された場合、図14に示した同位相の領域が逆位相に、逆位相の領域が同位相になり、第1コイル11と第2コイル21′との位相関係が反転する。このため、共振周波数f2を、低減したい漏洩電磁界の周波数より高い周波数に設定する必要がある。On the other hand, the
共振周波数f2を、低減したい漏洩電磁界の周波数より低い周波数又は高い周波数のどちらに設定するかは、第1コイル11の電流により励起される第2コイル21の電流の向きに応じて決めればよい。The resonance frequency f 2, is either set to either frequency or higher frequency lower than the frequency of the leakage electromagnetic field to be reduced, be determined according to the direction of the current in the
本実施形態による漏洩電磁界の低減効果は、第1コイル11が発生させる磁界の強度と、第2コイルが発生させる磁界の強度と、が等しいときに最大となる。上述の通り、各コイルが発生させる磁界の強度は、各コイルの半径aの2乗、電流強度Iの1乗、及び巻数Nの1乗に比例する。このため、例えば、図1の共振子のように、第1コイル11及び第2コイル21の半径及び巻数が等しい場合、電流強度Iが等しいときに漏洩電磁界の低減効果が最大となる。
The effect of reducing the leakage electromagnetic field according to the present embodiment is maximized when the strength of the magnetic field generated by the
図17は、第1コイル11及び第2コイル21の電流の周波数特性を示す図である。図17において、実線は共振周波数f2を197kHzに設定した場合の第1コイル11の電流、点線は共振周波数f2を197kHzに設定した場合の第2コイル21の電流、破線は共振子が第2コイル21を備えない場合の第1コイル11の電流、一点鎖線は共振周波数f2を197kHzに設定した場合の実質電流を示す。ここでいう実質電流とは、第1コイル11の電流及び第2コイル21の電流を、位相差を考慮して足した電流であり、共振子からの漏洩電磁界の発生に実質的に寄与する電流である。FIG. 17 is a diagram illustrating frequency characteristics of currents of the
図17に示すように、共振周波数f2を197kHzに設定すると、第1コイル11及び第2コイル21の電流は、85kHz及び約220kHzでピークとなる。また、第1コイル11の電流は、197kHzで急激に小さくなっている。これは、第1実施形態で説明したとおり、197kHzのインピーダンスZinが上昇するためである。As shown in FIG. 17, by setting the resonance frequency f 2 to 197KHz, the current of the
上述の通り、共振周波数f2を197kHzに設定した場合、約230kHzで電流位相が完全に逆位相となる。このため、図17に示すように、約230kHz以上の周波数領域では、実質電流が大幅に減少していることがわかる。As described above, if you set the resonant frequency f 2 to 197KHz, the current phase is completely opposite phase at about 230 kHz. For this reason, as shown in FIG. 17, it can be seen that the substantial current is greatly reduced in the frequency region of about 230 kHz or more.
また、図17によれば、255kHzで第1コイル11及び第2コイル21の電流強度が等しくなり、実質電流が最小となっている。すなわち、255kHzで漏洩電磁界の低減効果が最大となっている。
Moreover, according to FIG. 17, the current intensity of the
このように、共振周波数f2は、漏洩電磁界の低減効果が最大となる周波数が、共振周波数f1の整数倍の周波数となるように設定されるのが好ましい。漏洩電磁界の低減効果が最大となる周波数は、実験や電磁界シミュレーションにより求めることができる。Thus, the resonance frequency f 2 is the frequency at which the reduction effect of the leakage electromagnetic field is maximum is preferably set to be an integral multiple of the frequency of the resonant frequency f 1. The frequency at which the leakage electromagnetic field reduction effect is maximized can be obtained by experiment or electromagnetic field simulation.
なお、本発明は上記各実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記各実施形態に開示されている複数の構成要素を適宜組み合わせることによって種々の発明を形成できる。また例えば、各実施形態に示される全構成要素からいくつかの構成要素を削除した構成も考えられる。さらに、異なる実施形態に記載した構成要素を適宜組み合わせてもよい。 Note that the present invention is not limited to the above-described embodiments as they are, and can be embodied by modifying the components without departing from the scope of the invention in the implementation stage. Moreover, various inventions can be formed by appropriately combining a plurality of constituent elements disclosed in the above embodiments. Further, for example, a configuration in which some components are deleted from all the components shown in each embodiment is also conceivable. Furthermore, you may combine suitably the component described in different embodiment.
1:第1共振回路、2:第2共振回路、3:磁性体コア、11:第1コイル、12:第1容量、13:交流電源、21:第2コイル、22:第2容量 1: first resonance circuit, 2: second resonance circuit, 3: magnetic core, 11: first coil, 12: first capacitor, 13: AC power supply, 21: second coil, 22: second capacitor
Claims (14)
前記第1コイルと磁気的に結合し、電気的に分離される第2コイルと、
を備え、
前記第1コイルと前記第2コイルとの少なくとも一方は、磁性体コアを備える
共振子。A first coil for wireless power transmission;
A second coil that is magnetically coupled to and electrically separated from the first coil;
With
At least one of the first coil and the second coil is a resonator including a magnetic core.
請求項1に記載の共振子。The resonator according to claim 1, wherein at least one of the first coil and the second coil is a solenoid type coil including the magnetic core.
前記第2コイルと接続され、第2共振周波数を有する第2共振回路を形成する第2容量と、
を更に備える
請求項1又は請求項2に記載の共振子。A first capacitor connected to the first coil and forming a first resonant circuit having a first resonant frequency;
A second capacitor connected to the second coil and forming a second resonant circuit having a second resonant frequency;
The resonator according to claim 1 or 2, further comprising:
請求項3に記載の共振子。The resonator according to claim 3, wherein the second resonance frequency is set to a frequency within an error of 10% with respect to a frequency that is an integral multiple of the first resonance frequency.
請求項3に記載の共振子。The resonator according to claim 3, wherein the second resonance frequency is set to a frequency different from a predetermined frequency for reducing a leakage electromagnetic field.
請求項3又は請求項4に記載の共振子。5. The resonator according to claim 3, wherein the second resonance frequency is set to a frequency that is higher than the frequency of the first resonance frequency and lower than a predetermined frequency that reduces a leakage electromagnetic field.
請求項3又は請求項4に記載の共振子。The resonator according to claim 3 or 4, wherein the second resonance frequency is set to a frequency higher than a predetermined frequency for reducing a leakage electromagnetic field.
請求項3に記載の共振子。4. The resonator according to claim 3, wherein the second resonance frequency is set so that current intensities of the first coil and the second coil are equal to each other at an integer multiple of the first resonance frequency.
請求項1乃至請求項8のいずれか1項に記載の共振子。The resonator according to any one of claims 1 to 8, comprising a plurality of the second coils.
請求項9に記載の共振子。The resonator according to claim 9, comprising a plurality of second capacitors connected to the second coil and forming a second resonance circuit having a second resonance frequency.
請求項10に記載の共振子。The resonator according to claim 10, wherein the plurality of second resonance circuits have different second resonance frequencies.
請求項1乃至請求項11のいずれか1項に記載の共振子。The resonator according to any one of claims 1 to 11, wherein the first coil and the second coil are solenoid coils in which a winding is wound around the same magnetic core.
請求項1乃至請求項12のいずれか1項に記載の共振子。The resonator according to any one of claims 1 to 12, wherein the first coil and the second coil have different radii.
無線電力伝送装置。A wireless power transmission device comprising the resonator according to claim 1.
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