JPWO2016117434A1

JPWO2016117434A1 - 押圧検出装置

Info

Publication number: JPWO2016117434A1
Application number: JP2016570591A
Authority: JP
Inventors: 山口　喜弘; 喜弘山口; 尚志木原; 遠藤　潤; 潤遠藤; 斉藤　誠人; 誠人斉藤
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2015-01-20
Filing date: 2016-01-14
Publication date: 2017-10-12
Anticipated expiration: 2036-01-14
Also published as: WO2016117434A1; JP6252695B2

Abstract

センサモジュール（１）は、圧電素子（１０１−１０４）、および検出回路（１０）を備える。検出回路（１０）は、チャージアンプ（２１−２４）、増幅回路（３１−３４）、対数増幅回路（４１−４４）、および、演算部（５０）を備える。圧電素子（１０１−１０４）は、押圧力に応じた電荷量を発生する。チャージアンプ（２１−２４）は、電荷量を電圧に変換する。増幅回路（３１−３４）は、チャージアンプの出力電圧を増幅する。対数増幅回路（４１−４４）は、増幅回路（３１−３４）の出力電圧を入力電圧とし、対数増幅した電圧を出力する。演算部（５０）は、対数増幅回路（４１−４４）の出力電圧を用いて、押圧力を検出する。

Description

本発明は、押圧力等の物理量を電荷、電圧に変換して検出するセンサモジュール、および、当該センサモジュールを備える押圧検出装置に関する。

現在、圧電素子等を用いて所定の物理量を検出するセンサモジュールが多く実用化されている。

特許文献１のセンサ検出回路は、圧電素子、チャージアンプ、増幅回路を備える。圧電素子の出力端は、チャージアンプに接続される。チャージアンプは、圧電素子で検出した電荷量を電圧信号に変換して、増幅回路に出力する。増幅回路は、電圧信号を増幅して出力する。

特開２００５−１７２５１８号公報

しかしながら、特許文献１に記載のセンサ検出回路では、増幅回路の増幅特性によっては、検出対象である物理量に対するダイナミックレンジが不足する可能性がある。特に、圧電素子が生じる電荷によって、操作者が対象物を押圧したことを検出する場合、圧電素子の出力電荷量は、押圧力（対象物への押込量）と押圧速度とによって決定される。したがって、押圧力の大小だけでなく押圧力の加わる速度が検出レンジに影響し、押圧力の大小のみを検出する場合よりも広いダイナミックレンジを必要とする。

したがって、本発明の目的は、広いダイナミックレンジを実現可能なセンサモジュール、および当該センサモジュールを備えた押圧検出装置を提供することにある。

この発明のセンサモジュールは、圧電素子、チャージアンプ、増幅回路、対数増幅回路、および、演算部を備える。圧電素子は、押圧力に応じた電荷量を発生する。チャージアンプは、電荷量を電圧に変換する。増幅回路は、チャージアンプの出力電圧を増幅する。対数増幅回路は、増幅回路の出力電圧を入力電圧とする。演算部は、対数増幅回路の出力電圧を用いて、押圧力を検出する。

この構成では、押圧力に対するダイナミックレンジが広くなる。

また、この発明のセンサモジュールでは、次のいずれかの構成であることが好ましい。チャージアンプは検出方向への押圧に対して負の電圧を出力し、増幅回路は反転増幅回路である。チャージアンプは検出方向の押圧に対して正の電圧を出力し、増幅回路は非反転増幅回路である。

これらの構成では、対数増幅回路の出力電圧の立ち上がり（立ち下がり）が、対象物が押圧される初期タイミングと同じになる。したがって、対象物が押圧されたタイミングを、確実且つ容易に検出できる。

また、この発明のセンサモジュールは次の構成であってもよい。センサモジュールは、圧電素子、チャージアンプ、対数増幅回路、および、演算部を備える。圧電素子は、押圧力に応じた電荷量を発生する。チャージアンプは、電荷量を電圧に変換する。対数増幅回路は、チャージアンプの出力電圧を入力電圧として対数増幅をする。演算部は、対数増幅回路の出力電圧を用いて、押圧力を検出する。チャージアンプは、検出方向の押圧に対して正の電圧を出力する。

この構成では、反転増幅回路を必要としないので、センサモジュールをより簡素な構成で実現できる。

また、この発明のセンサモジュールでは、対数増幅回路は温度補償用素子を備えることが好ましい。

この構成では、温度に影響されなることなく、押圧力を精確に検出することができる。

また、この発明のセンサモジュールは、対数増幅回路に与える基準電位を用いて、前記対数増幅回路の出力電圧の較正を行う較正手段を、備えることが好ましい。

この構成では、対数増幅回路で行う増幅処理に利用する基準電位を用いるので、対数増幅回路の較正を容易に行うことができる。

また、この発明の押圧検出装置は、上述のセンサモジュールを備える。押圧検出装置は、圧電素子、チャージアンプ、対数増幅回路、および、対数増幅回路の組を複数組と、複数の圧電素子が離間して配置された検出用部材と、を備える。演算部は、対数増幅回路の出力電圧をアナログデジタル変換し、少なくとも一対の組の対数増幅回路の出力電圧の比を用いて押圧位置を検出する。

この構成では、押圧位置と出力電圧の比の対数とが線形であることをそのまま利用できる。したがって、演算部で複雑な処理を行うことなく、簡素な演算で押圧位置を検出することができる。

この発明によれば、電荷によって検出される所望の物理量を広いダイナミックレンジで検出することができる。

本発明の第１の実施形態に係るセンサモジュールの構成を示すブロック図である。本発明の第１の実施形態に係る押圧検出装置における圧電素子の配置を示す平面図である。本発明の第１の実施形態に係るセンサモジュールのチャージアンプの回路図である。本発明の第１の実施形態に係るセンサモジュールの増幅回路の回路図である。本発明の第１の実施形態に係るセンサモジュールの対数増幅回路の回路図である。本発明の第１の実施形態に係るセンサモジュールの各部の波形を示す図である。本発明の第１の実施形態に係る押圧検出装置における押圧位置と出力電圧比との関係を示すグラフである。本発明の第２の実施形態に係るセンサモジュールのチャージアンプの回路図である。本発明の第３の実施形態に係るセンサモジュールの一部を示すブロック図である。本発明の実施形態に係るセンサモジュールの他の態様からなる増幅回路の回路図である。

本発明の第１の実施形態に係るセンサモジュールおよび押圧検出装置について、図を参照して説明する。なお、本実施形態では、押圧力を電圧に変換して検出するセンサモジュールを例に説明するが、他の物理量を電圧に変換して検出するセンサモジュールに適用できる。特に物理量の変化によって電荷量が変化し、当該電荷量の変化を電圧に変換して検出するセンサモジュールへの適用が特に有効である。

図１は、本発明の第１の実施形態に係るセンサモジュールの構成を示すブロック図である。図２は、本発明の第１の実施形態に係る押圧検出装置における圧電素子の配置を示す平面図である。

センサモジュール１は、圧電素子１０１，１０２，１０３，１０４、および、検出回路１０を備える。検出回路１０は、チャージアンプ２１，２２，２３，２４、増幅回路３１，３２，３３，３４、対数増幅回路４１，４２，４３，４４、および、演算部５０を備える。

圧電素子１０１−１０４は、押圧力に応じた電荷量を発生する。検出回路１０は、圧電素子１０１−１０４で発生した電荷量を電圧に変換して、当該電圧から押圧力および押圧位置を検出する。

圧電素子１０１−１０４は、例えば、圧電性フィルムと、圧電性フィルムに形成された検出用導体とを備える。圧電性フィルムは、互いに対向する第１主面と第２主面を備える矩形状の平膜からなる。検出用導体は、圧電性フィルムの第１主面と第２主面に配置されている。

圧電性フィルムは、一軸延伸されたＬ型ポリ乳酸（ＰＬＬＡ）によって形成されている。ＰＬＬＡは、キラル高分子であり、主鎖が螺旋構造を有する。ＰＬＬＡは、一軸延伸等により分子が配向されると、圧電性を生じる。一軸延伸されたＰＬＬＡの圧電定数は、高分子中で非常に高い部類に属する。なお延伸倍率は３〜８倍程度が好適である。延伸後に熱処理を施すことにより、ポリ乳酸の延びきり鎖結晶の結晶化が促進され圧電定数が向上する。尚、二軸延伸した場合はそれぞれの軸の延伸倍率を異ならせることによって一軸延伸と同様の効果を得ることができる。

また、ＰＬＬＡは、延伸等による分子の配向処理で圧電性を生じ、ＰＶＤＦ等の他のポリマーや圧電セラミックスのように、ポーリング処理を行う必要がない。すなわち、強誘電体に属さないＰＬＬＡの圧電性は、ＰＶＤＦやＰＺＴ等の強誘電体のようにイオンの分極によって発現するものではなく、分子の特徴的な構造である螺旋構造に由来するものである。このため、ＰＬＬＡには、他の強誘電性の圧電体で生じる焦電性が生じない。さらに、ＰＶＤＦ等は経時的に圧電定数の変動が見られ、場合によっては圧電定数が著しく低下する場合があるが、ＰＬＬＡの圧電定数は経時的に極めて安定している。

また、ＰＬＬＡは比誘電率が約２．５と非常に低いため、ｄを圧電定数とし、ε^Ｔを誘電率とすると、圧電出力定数（＝圧電ｇ定数、ｇ＝ｄ／ε^Ｔ）が大きな値となる。

ここで、誘電率ε_３３ ^Ｔ＝１３×ε_０，圧電定数ｄ_３１＝２５ｐＣ／ＮのＰＶＤＦの圧電ｇ定数は、上述の式から、ｇ_３１＝０．２１７２Ｖｍ／Ｎとなる。一方、圧電定数ｄ_１４＝１０ｐＣ／ＮであるＰＬＬＡの圧電ｇ定数をｇ_３１に換算して求めると、ｄ_１４＝２×ｄ_３１であるので、ｄ_３１＝５ｐＣ／Ｎとなり、圧電ｇ定数は、ｇ_３１＝０．２２５８Ｖｍ／Ｎとなる。したがって、圧電定数ｄ_１４＝１０ｐＣ／ＮのＰＬＬＡで、ＰＶＤＦと同様の押し込み量の検出感度を十分に得ることができる。そして、本願発明の発明者らは、ｄ_１４＝１５〜２０ｐＣ／ＮのＰＬＬＡを実験的に得ており、当該ＰＬＬＡを用いることで、さらに非常に高感度に押圧力を検出することが可能になる。

検出用導体は、ＩＴＯ、ＺｎＯ、ポリチオフェンを主成分とする有機電極、ポリアニリンを主成分とする有機電極、銀ナノワイヤ電極のいずれかを用いるのが好適である。これらの材料を用いることで、透光性の高い電極を形成できる。尚、透明性が必要とされない場合には銀ペーストにより形成された電極や、蒸着やスパッタ、あるいはメッキなどにより形成された金属系の電極を用いることもできる。

図２に示すように、圧電素子１０１−１０４は、圧電素子１０１−１０４は、検出用部材１１０に貼り付けられている。より具体的には、検出用部材１１０は、所定の剛性を有する平板である。検出用部材１１０の表面が押圧検出面である。圧電素子１０１−１０４は、長尺形状である。圧電素子１０１−１０４の圧電フィルムをＰＬＬＡで形成する場合、一軸延伸方向は、長尺方向に対して略４５°であることが好ましい。

圧電素子１０１−１０４は、検出用部材１１０を平面視した外周に沿って配置されている。圧電素子１０１は、検出用部材１１０を平面視した一辺に沿って、この一辺の近傍に配置されている。圧電素子１０２は、検出用部材１１０における圧電素子１０１が配置された辺と平行で対向する辺に沿って、この辺の近傍に配置されている。圧電素子１０１，１０２の長尺方向は、これらの圧電素子１０１，１０２の配列方向（図２におけるＹ軸方向）に対して直交している。

圧電素子１０３は、検出用部材１１０を平面視して、圧電素子１０１，１０２が配置される辺に直交する一辺に沿って、この一辺の近傍に配置されている。圧電素子１０４は、検出用部材１１０における圧電素子１０３が配置された辺と平行で対向する辺に沿って、この辺の近傍に配置されている。圧電素子１０３，１０４の長尺方向は、これらの圧電素子１０３，１０４の配列方向（Ｘ軸方向）に対して直交している。

検出用部材１１０の表面（押圧検出面）が押圧されると、圧電素子１０１−１０４の圧電性フィルムに電荷が発生する。この電荷量は、押圧力、押圧速度、および押圧位置に依存する。この電荷は、それぞれの圧電素子１０１−１０４の検出用導体を介して検出回路１０のチャージアンプ２１−２４でそれぞれ電圧に変換される。

図３は、本発明の第１の実施形態に係るセンサモジュールのチャージアンプの回路図である。チャージアンプ２１−２４は同じ回路構成である。したがって、チャージアンプ２１を例に説明する。

チャージアンプ２１は、オペアンプＵ２１、抵抗Ｒ２１、コンデンサＣ２１を備える。オペアンプＵ２１の反転入力端子は圧電素子１０１の一方の検出用導体に接続されている。なお、圧電素子１０１の他方の検出用導体は、グランド電位等、一定の電位に接続されている。

オペアンプＵ２１の非反転入力端子は、基準電位Ｖ_ＳＴＤに接続されている。なお、以下の（式１）から（式６）の中の電圧値は、すべて基準電位Ｖ_ＳＴＤに対する相対電圧を表している。オペアンプＵ２１の出力端子は、抵抗Ｒ２１およびコンデンサＣ２１の並列回路を介して、オペアンプＵ２１の反転入力端子に接続されている（フィードバック接続されている）。この際、圧電素子１０１からオペアンプＵ２１を視たインピーダンスは、抵抗Ｒ２１およびコンデンサＣ２１によって構成されるフィードバック回路のインピーダンスと比較して十分に小さい。

このような構成によって、チャージアンプ２１は、圧電素子１０１で発生する電荷量ＱＣ２１を電圧Ｖｏｕｔ２１に変換する。チャージアンプ２１の出力電圧Ｖｏｕｔ２１は、次の式で得られる。次式におけるＣは、コンデンサＣ２１のキャパシタンスであり、次式におけるＲは抵抗Ｒ２１の純抵抗である。また、Ｑは、圧電素子１０１で発生した電荷量ＱＣ２１を示す。また、電荷量Ｑの変化の周波数をｆとする。

Ｖｏｕｔ２１＝−Ｑ／Ｃ［ｆ≫１／（２πＣＲ）］ −（式１）
Ｖｏｕｔ２１＝−Ｒ（ｄＱ／ｄｔ）［ｆ≪１／（２πＣＲ）］ −（式２）
一般に、操作者が検出用部材１１０を押して、圧電素子１０１から発生する電荷の周波数は、一桁から二桁程度の低周波数である。したがって、本実施形態に係るセンサモジュール１の利用状況では、チャージアンプ２１の出力電圧Ｖｏｕｔ２１は（式２）に基づいて決定される。すなわち、チャージアンプ２１の出力電圧Ｖｏｕｔ２１は、電荷量の時間微分に比例する。また、押圧力と電荷量とは線形の関係である。

したがって、押圧力を検出する場合、出力電圧の時間変化を継続的に取得する必要がある。また、（式２）に示すように、チャージアンプ２１の出力電圧Ｖｏｕｔ２１は、電荷量の変化速度に比例するため、出力電圧Ｖｏｕｔ２１は、操作者の押圧動作に依存し、その検出には広いダイナミックレンジが必要である。

なお、コンデンサＣ２１のキャパシタンス、抵抗Ｒ２１の純抵抗を大きくすれば、（式１）に基づいて押圧力を検出できるが、回路動作が緩慢になり、起動後の安定化まで時間が掛かってしまう。したがって、（式２）によって出力電圧Ｖｏｕｔ２１が得られる領域でチャージアンプ２１を利用する方が、センサモジュール１としての検出感度や出力の安定性の観点から好ましい。

チャージアンプ２１の出力電圧Ｖｏｕｔ２１は増幅回路３１に入力される。チャージアンプ２２の出力電圧Ｖｏｕｔ２２は増幅回路３２に入力される。チャージアンプ２３の出力電圧Ｖｏｕｔ２３は増幅回路３３に入力される。チャージアンプ２４の出力電圧Ｖｏｕｔ２４は増幅回路３４に入力される。

増幅回路３１，３２，３３，３４は、反転増幅回路である。図４は、本発明の第１の実施形態に係るセンサモジュールの増幅回路の回路図である。増幅回路３１−３４は同じ回路構成である。したがって、増幅回路３１を例に説明する。

増幅回路３１は、オペアンプＵ３１、抵抗Ｒ３１１，Ｒ３１２を備える。オペアンプＵ３１の反転入力端子には、抵抗Ｒ３１１が接続されている。抵抗Ｒ３１１は、チャージアンプ２１の出力端子に接続されている。オペアンプＵ３１の非反転入力端子は、基準電位Ｖ_ＳＴＤに接続されている。オペアンプＵ３１の出力端子は、抵抗Ｒ３１２を介してオペアンプＵ３１の反転入力端子に接続されている。抵抗Ｒ３１１の純抵抗と抵抗Ｒ３１２の純抵抗の比（Ｒ３１２／Ｒ３１１）によって、増幅率が設定される。

増幅回路３１は、入力電圧Ｖｉｎ３１（チャージアンプ２１の出力電圧Ｖｏｕｔ２１）を増幅して、出力電圧Ｖｏｕｔ３１を出力する。出力電圧Ｖｏｕｔ３１の極性は、入力電圧Ｖｉｎ３１の極性に対して反転している。

すなわち、増幅回路３１の出力電圧Ｖｏｕｔ３１は、入力電圧Ｖｉｎ３１として、
Ｖｏｕｔ３１＝−（Ｒ３１２／Ｒ３１１）Ｖｉｎ３１ −（式３）
となる。

増幅回路３１の出力電圧Ｖｏｕｔ３１は対数増幅回路４１に入力される。増幅回路３２の出力電圧Ｖｏｕｔ３２は対数増幅回路４２に入力される。増幅回路３３の出力電圧Ｖｏｕｔ３３は対数増幅回路４３に入力される。増幅回路３４の出力電圧Ｖｏｕｔ３４は対数増幅回路４４に入力される。

図５は、本発明の第１の実施形態に係るセンサモジュールの対数増幅回路の回路図である。対数増幅回路４１−４４は同じ回路構成である。したがって、対数増幅回路４１を例に説明する。

対数増幅回路４１は、オペアンプＵ４１，Ｕ４２、トランジスタＱ４１，Ｑ４２、抵抗Ｒ４１１，Ｒ４１２，Ｒ４１２，Ｒ４１４，Ｒ４１５、および、コンデンサＣ４１，Ｃ４２を備える。

オペアンプＵ４１の反転入力端子は、抵抗Ｒ４１１に接続されている。抵抗Ｒ４１１は、増幅回路３１の出力端子に接続されている。したがって、増幅回路３１の出力電圧Ｖｏｕｔ３１は、対数増幅回路４１の入力電圧Ｖｉｎ４１である。

オペアンプＵ４１の非反転入力端子は、基準電位Ｖ_ＳＴＤに接続されている。オペアンプＵ４１の出力端子は、抵抗Ｒ４１５を介してトランジスタＱ４２のベースに接続されている。オペアンプＵ４１の出力端子は、コンデンサＣ４１を介して、オペアンプＵ４１の反転入力端子に接続されている。

オペアンプＵ４２の反転入力端子は、抵抗Ｒ４１２に接続されている。抵抗Ｒ４１２は、リファレンス電位Ｖ_ＲＥＦに接続されている。オペアンプＵ４２の非反転入力端子は、基準電位Ｖ_ＳＴＤに接続されている。なお、リファレンス電位Ｖ_ＲＥＦを駆動電圧Ｖ_ＤＤとすることによって、リファレンス電位Ｖ_ＲＥＦ用に新たな電圧発生用回路を追加しなくても、簡便にリファレンス電位Ｖ_ＲＥＦを得ることができる。

オペアンプＵ４２の出力端子は、コンデンサＣ４２を介して、オペアンプＵ４２の入力端子に接続されている。オペアンプＵ４２は、抵抗Ｒ４１３を介して、トランジスタＱ４１のエミッタとトランジスタＱ４２のエミッタとの接続点に接続されている。

トランジスタＱ４１のコレクタは、オペアンプＵ４１の反転入力端子に接続されている。トランジスタＱ４２のコレクタは、オペアンプＵ４２の反転入力端子に接続されている。

トランジスタＱ４１のベースは、基準電位に接続されている。トランジスタＱ４２のベースは、抵抗Ｒ４１４を介して基準電位に接続されている。

オペアンプＵ４１の出力端子の電圧は、対数増幅回路４１の出力電圧Ｖｏｕｔ４１である。

対数増幅回路４１の出力電圧Ｖｏｕｔ４１は、入力電圧Ｖｉｎ４１として、
Ｖｏｕｔ４１＝−（ｎｋＴ（Ｒ４１５＋Ｒ４１４）／（ｑ・Ｒ４１４））・ｌｏｇ_１０（Ｒ４１２・Ｖｉｎ４１／Ｒ４１１・Ｖ_ＲＥＦ） −（式４）
となる。なお、ｎはエミッション係数、ｋはボルツマン定数、ｑは電子の電荷量である。

このような構成からなるセンサモジュール１０では、検出用部材１１０が押圧されると、センサモジュール１０の各部で図６に示す電荷量の波形、電圧波形が得られる。図６は、本発明の第１の実施形態に係るセンサモジュールの各部の波形を示す図である。

押圧力が生じると、チャージアンプ２１に入力される電荷量が正の値となる。電荷量の変化は、押圧力の変化と同じである。例えば、押圧力が生じて増加すると、電荷量も増加する。押圧力が一定であれば、電荷量も変化せず一定である。押圧力が低下すると、電荷量が低下する。

電荷量が増加すると、増加量および増加速度に応じて、チャージアンプ２１の出力電圧Ｖｏｕｔ２が基準電位Ｖ_ＳＴＤから低下する。チャージアンプ２１の出力電圧Ｖｏｕｔ２の低下量は、電荷量に依存し、ひいては、押圧力に依存する。チャージアンプ２１の出力電圧Ｖｏｕｔ２は、押圧力が一定になるのにしたがって、基準電位Ｖ_ＳＴＤに戻る。

一方。電荷量が低下すると、低下量および低下速度に応じて、チャージアンプ２１の出力電圧Ｖｏｕｔ２が基準電位Ｖ_ＳＴＤから上昇する。チャージアンプ２１の出力電圧Ｖｏｕｔ２は、検出用部材１１０への押圧力が開放されるのにしたがって、基準電位Ｖ_ＳＴＤに戻る。

増幅回路３１は、チャージアンプ２１の出力電圧Ｖｏｕｔ２を増幅して、極性を反転させる。したがって、電荷量が増加する期間では、増幅回路３１の出力電圧Ｖｏｕｔ３は、基準電位Ｖ_ＳＴＤから上昇する。増幅回路３１の出力電圧Ｖｏｕｔ３の増加量の絶対値は、チャージアンプ２１の出力電圧Ｖｏｕｔ２の低下量の絶対値よりも大きい。電荷量が低下する期間では、増幅回路３１の出力電圧Ｖｏｕｔ３は、基準電位Ｖ_ＳＴＤから低下する。増幅回路３１の出力電圧Ｖｏｕｔ３の低下量の絶対値は、チャージアンプ２１の出力電圧Ｖｏｕｔ２の増加量の絶対値よりも大きい。

対数増幅回路４１の出力電圧Ｖｏｕｔ４は、検出用部材１１０に押圧力が加わっていない状態では、駆動電圧Ｖ_ＤＤと略同じである。駆動電圧Ｖ_ＤＤは、対数増幅回路４１を構成するオペアンプＵ４１，Ｕ４２に印加する駆動用の電圧である。

対数増幅回路４１の出力電圧Ｖｏｕｔ４は、増幅回路３１の出力電圧Ｖｏｕｔ３の増加にしたがって、駆動電圧Ｖ_ＤＤから基準電圧Ｖ_ＳＴＤ近くまで低下する。対数増幅回路４１の出力電圧Ｖｏｕｔ４は、押圧力の変化がなくなると駆動電圧Ｖ_ＤＤに向かって上昇し、押圧力が低下すると駆動電圧Ｖ_ＤＤとなる。

演算部５０は、対数増幅回路４１、４２，４３，４４の出力電圧をデジタルサンプリングして、各圧電素子１０１−１０４に対する検出値として取得する。演算部５０は、検出値の大きさに基づいて押圧力を算出する。

このような構成とすることによって、検出用部材１１０への操作者の押圧の有無と押圧力とを検出することができる。そして、各圧電素子１０１−１０４の出力電圧に対して対数増幅が行われているので、押圧力の検出に対するダイナミックレンジを広くすることができる。

また、本実施形態の構成を用いることによって、押圧力が加わっていない状態から押圧力が加わるタイミングを検出することができる。これにより、押圧操作に応じて殆どタイムラグ無しで押圧があったことを検出することができる。

なお、本実施形態では、増幅回路（反転増幅回路）を１段備える態様を示したが、複数段備える態様としてもよい。この場合、複数段の各段には、反転増幅回路も非反転増幅回路のいずれも含まれていてよいが、必ず反転転増幅回路は奇数段含まれているようにする。一方、非反転増幅回路の段数は制限がなく、非反転増幅回路は含まれていなくてもよい。以上により、複数段からなる増幅回路全体としては、反転増幅するようにする。

また、本実施形態の対数増幅回路４１における抵抗Ｒ４１５をサーミスタとすることによって、温度補償を行うことができる。これにより、対数増幅回路４１の出力電圧Ｖｏｕｔ４１の温度依存性を抑圧することができる。したがって、配置環境に影響されることなく、押圧の有無および押圧力を検出することができる。

さらに、本実施形態の構成を用いることによって、押圧位置を検出することができる。

図７は、本発明の第１の実施形態に係る押圧検出装置における押圧位置と出力電圧比との関係を示すグラフである。図７において、縦軸は、圧電素子１０１の出力電荷量に応じた電圧Ｖ１０１と、圧電素子１０２の出力電荷量に応じた電圧Ｖ１０２との比の常用対数（底を１０とする対数）を示す。横軸は、検出用部材１１０のＹ軸方向の中心からの距離を示す。Ｙ軸の値が正になるのは、図２におけるＹ軸方向の中心から圧電素子１０１側である。Ｙ軸の値が負となるのは、図２におけるＹ軸方向の中心から圧電素子１０２側である。

図７に示すように、Ｙ軸方向に沿った所定の領域では、Ｙ軸方向に沿った位置と、電圧Ｖ１０１と電圧Ｖ１０２との比の常用対数とは線形である。

ここで、演算部５０では、対数増幅回路４１の出力電圧Ｖｏｕｔ４１と、対数増幅回路４２の出力電圧Ｖｏｕｔ４２が入力される。出力電圧Ｖｏｕｔ４１は、電圧Ｖ１０１の常用対数に比例し、出力電圧Ｖｏｕｔ４２は、電圧Ｖ１０２の常用対数に比例する。したがって、演算部５０は、出力電圧Ｖｏｕｔ４１と出力電圧Ｖｏｕｔ４２との差（Ｖｏｕｔ４１−Ｖｏｕｔ４２）を算出することで、電圧Ｖ１０１と電圧Ｖ１０２との比の常用対数と線形の関係にある値を得ることができる。電圧Ｖ１０１と電圧Ｖ１０２との比の常用対数とＹ軸の位置は線形であるので、演算部５０は、出力電圧Ｖｏｕｔ４１と出力電圧Ｖｏｕｔ４２との差（Ｖｏｕｔ４１−Ｖｏｕｔ４２）を算出することで、検出用部材１１０におけるＹ軸の位置を検出することができる。

なお、演算部５０は、対数増幅回路４３の出力電圧Ｖｏｕｔ４３と対数増幅回路４４の出力電圧Ｖｏｕｔ４４との差（Ｖｏｕｔ４３−Ｖｏｕｔ４４）を算出することによって、Ｙ軸方向の位置と同様に、Ｘ軸方向の位置を算出することができる。

このように、本実施形態の構成を用いることによって、押圧位置を検出することができる。この際、演算部５０は、対数増幅回路４１−４４の出力電圧の差分演算を行えばよい。したがって、簡素な演算によって押圧位置を検出することができる。

次に、本発明の第２の実施形態に係るセンサモジュールおよび押圧検出装置について、図を参照して説明する。図８は、本発明の第２の実施形態に係るセンサモジュールのチャージアンプの回路図である。

チャージアンプ２１Ａは、非反転入力端子が圧電素子１０１に接続されている。非反転入力端子は、コンデンサＣ２１Ａと抵抗Ｒ２１Ａの並列回路を介して、基準電位Ｖ_ＳＴＤに接続されている。出力端子は、反転入力端子に接続されている。

このチャージアンプでは、
Ｖｏｕｔ２１＝Ｑ／Ｃ［ｆ］ −（式５）
Ｖｏｕｔ２１＝Ｒ（ｄＱ／ｄｔ）［ｆ≪１／（２πＣＲ）］ −（式６）
となり、（式５）と（式６）は、それぞれ（式１）と（式２）に対して右辺の符号が逆となる。したがって、この構成によって、チャージアンプ２１Ａは、圧電素子１０１に対する押圧によって正の出力電圧Ｖｏｕｔ２１Ａを出力する。

この場合、チャージアンプと対数増幅回路との間の増幅回路は、非反転増幅回路を用いる。この際、増幅回路は複数段備える態様としてもよい。この複数段の各段において、反転増幅回路と非反転増幅回路のいずれを用いてもよいが、この複数段に含まれている反転増幅回路は偶数段であるか、含まないかのいずれかとする。一方、非反転増幅回路の段数は制限がなく、非反転増幅回路は含まれていなくてもよい。以上により、複数段からなる増幅回路全体としては、非反転増幅するようにする。

このような構成であっても、第１の実施形態と同様に、ダイナミックレンジが広いセンサモジュールを実現できる。また、押圧の有無、押圧力、および押圧位置を精確に検出できる押圧検出装置を実現できる。

次に、本発明の第３の実施形態に係るセンサモジュールおよび押圧検出装置について、図を参照して説明する。図９は、本発明の第３の実施形態に係るセンサモジュールの一部を示すブロック図である。

本実施形形態に係るセンサモジュールは、１つの圧電素子に対する増幅回路と対数増幅回路との間にスイッチ回路を備えた点で、第１の実施形態に係るセンサモジュールと異なる。他の圧電素子に対する回路は同じである。

増幅回路３１の出力端子と対数増幅回路４１の入力端子との間には、スイッチ回路６０が接続されている。スイッチ回路６０は、対数増幅回路４１の入力端子を、増幅回路３１の出力端子または対数増幅回路４１に与えるリファレンス電位Ｖ_ＲＥＦに選択的に接続している。演算部５０は、押圧力を検出する場合、対数増幅回路４１の入力端子を増幅回路３１の出力端子に接続する。さらに、対数増幅回路４１の抵抗Ｒ４１１と抵抗Ｒ４１２には同じ抵抗値の抵抗器を使用する。演算部５０は、較正を行う場合、スイッチ回路６０を制御して、対数増幅回路４１の入力端子をリファレンス電位Ｖ_ＲＥＦに接続する。このように接続された場合（式４）のＶｉｎ４１＝Ｖ_ＲＥＦとなる。Ｖｉｎ４１=Ｖ_ＲＥＦとＲ４１１＝Ｒ４１２を（式４）に代入するとＶｏｕｔ４１＝０となる。前述の通り、（式４）中の電圧値はすべて基準電位Ｖ_ＳＴＤに対する相対値であるので、Ｖｏｕｔ４１＝０はＶｏｕｔ４１の電圧と基準電位Ｖ_ＳＴＤが等しいことを意味する。Ｖｏｕｔ４１が基準電位Ｖ_ＳＴＤに等しくなることにより演算部で基準電位Ｖ_ＳＴＤの較正が可能となる。

このような較正を行うことによって、グランド電位でない基準電位Ｖ_ＳＴＤのばらつきを較正することができる。したがって、押圧力および押圧位置を高精度に検出することができる。なお、グランド電位を基準電位とすることでばらつきは解消されるが、負電圧を発生しなければならず、回路が煩雑化してしまう。したがって、本実施形態の構成を用いることによって、回路を簡素化しながら、押圧力および押圧位置を高精度に検出することができる。

なお、この較正を行うために、増幅回路の１つをレール・ツー・レール（ＲａｉｌｔｏＲａｉｌ）オペアンプにしてもよい。レール・ツー・レール（ＲａｉｌｔｏＲａｉｌ）オペアンプを用いて、当該オペアンプの最大出力電圧を発生させることによって、対数増幅回路に駆動電圧Ｖ_ＤＤを入力させることができる。この場合、対数増幅回路４１のリファレンス電位Ｖ_ＲＥＦを駆動電位Ｖ_ＤＤとしておけば、前記と同様に、基準電位Ｖ_ＳＴＤのばらつきを較正することができる。なお、最大出力電圧の発生方法としては、例えば、圧電素子に対して大きな押圧力を加えて、この時の出力電圧を記憶しておけばよい。

なお、上述の各実施形態では、増幅回路３１をオペアンプによって構成する態様を示したが、トランジスタと抵抗との組み合わせによって増幅回路を構成してもよい。図１０は、本発明の実施形態に係るセンサモジュールの他の態様からなる増幅回路の回路図である。

図１０に示すように、増幅回路３１Ａは、ｎｐｎ型のトランジスタＱ３１Ａ、抵抗Ｒ３１１Ａ，Ｒ３１２Ａ，Ｒ３１３Ａ，Ｒ３１４Ａ、および、コンデンサＣ３１１Ａ，Ｃ３１２Ａを備える。トランジスタＱ３１Ａのベースには、コンデンサＣ１１Ａを介して、入力電圧Ｖｉｎ３１Ａが印加される。トランジスタＱ３１Ａのベースは、抵抗Ｒ３１１Ａを介して駆動電位Ｖ_ＤＤに接続されており、抵抗Ｒ３１２Ａを介して基準電位Ｖ_ＳＴＤに接続されている。トランジスタＱ３１Ａのエミッタは、抵抗Ｒ３１４Ａを介して基準電位Ｖ_ＳＴＤに接続されている。トランジスタＱ３１Ａのコレクタは、抵抗Ｒ３１３Ａを介して駆動電圧電位Ｖ_ＤＤに接続されている。トランジスタＱ３１Ａのコレクタは、キャパシタ３１２Ａを介して後段に接続される。すなわち、トランジスタＱ３１Ａのコレクタ電位が出力電圧Ｖｏｕｔ３１Ａとなる。

このような構成とすることによって、出力電圧Ｖｏｕｔ３１Ａは、次式で表すことができる。なお、次式において、Ｇは正の実数である。

Ｖｏｕｔ３１Ａ＝−Ｇ・Ｖｉｎ３１Ａ −（式７）
このように、図１０の回路構成を用いても反転増幅回路を形成することができる。

また、上述の各構成において、チャージアンプからの出力電圧が押圧検出に対して十分な高さを有している場合、増幅回路の増幅率は１以下（等倍や減衰）でもよく、チャージアンプからの出力電圧が検出方向の押圧に対して正の電圧を出力する場合には、増幅回路を省略してもよい。

１：センサモジュール
１０：検出回路
２１，２２，２３，２４：チャージアンプ
３１，３２，３３，３４，３１Ａ：増幅回路
４１，４２，４３，４４：対数増幅回路
５０：演算部
６０：スイッチ回路
１０１，１０２，１０３，１０４：圧電素子
１１０：検出用部材
Ｃ２１，Ｃ２１Ａ，Ｃ４１，Ｃ４２，Ｃ３１２Ａ，Ｃ３１２Ｂ：コンデンサ
Ｒ２１，Ｒ２１Ａ，Ｒ３１１，Ｒ３１２，Ｒ３１１Ａ，Ｒ３１２Ａ，Ｒ３１３Ａ，Ｒ３１４Ａ，Ｒ４１１，Ｒ４１２，Ｒ４１３，Ｒ４１４：抵抗
Ｒ４１５：抵抗（サーミスタ）
Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ３１Ａ：トランジスタ
Ｕ２１，Ｕ３１，Ｕ４１，Ｕ４２：オペアンプ

この発明の押圧検出装置は、センサモジュールを備える。センサモジュールは、圧電素子、チャージアンプ、増幅回路、対数増幅回路、および、演算部を備える。圧電素子は、押圧力に応じた電荷量を発生する。チャージアンプは、電荷量を電圧に変換する。増幅回路は、チャージアンプの出力電圧を増幅する。対数増幅回路は、増幅回路の出力電圧を入力電圧とする。演算部は、対数増幅回路の出力電圧を用いて、押圧力を検出する。また、この発明の押圧検出装置は、さらに、圧電素子、チャージアンプ、増幅回路、および、対数増幅回路の組を複数組と、複数の圧電素子が離間して配置された検出用部材と、を備える。演算部は、対数増幅回路の出力電圧をアナログデジタル変換し、少なくとも一対の組の対数増幅回路の出力電圧の差を用いて押圧位置を検出する。

この構成では、押圧力に対するダイナミックレンジが広くなる。また、この構成では、押圧位置と出力電圧の比の対数とが線形であることをそのまま利用できる。したがって、演算部で複雑な処理を行うことなく、簡素な演算で押圧位置を検出することができる。

また、この発明の押圧検出装置では、次のいずれかの構成であることが好ましい。チャージアンプは検出方向への押圧に対して負の電圧を出力し、増幅回路は反転増幅回路である。チャージアンプは検出方向の押圧に対して正の電圧を出力し、増幅回路は非反転増幅回路である。

また、この発明の押圧検出装置は次の構成であってもよい。押圧検出装置はセンサモジュールを備える。センサモジュールは、圧電素子、チャージアンプ、対数増幅回路、および、演算部を備える。圧電素子は、押圧力に応じた電荷量を発生する。チャージアンプは、電荷量を電圧に変換する。対数増幅回路は、チャージアンプの出力電圧を入力電圧として対数増幅をする。演算部は、対数増幅回路の出力電圧を用いて、押圧力を検出する。チャージアンプは、検出方向の押圧に対して正の電圧を出力する。また、この発明の押圧検出装置は、さらに、圧電素子、チャージアンプ、増幅回路、および、対数増幅回路の組を複数組と、複数の圧電素子が離間して配置された検出用部材と、を備える。演算部は、対数増幅回路の出力電圧をアナログデジタル変換し、少なくとも一対の組の対数増幅回路の出力電圧の差を用いて押圧位置を検出する。

この構成では、反転増幅回路を必要としないので、押圧検出装置をより簡素な構成で実現できる。

また、この発明の押圧検出装置では、対数増幅回路は温度補償用素子を備えることが好ましい。

また、この発明の押圧検出装置は、対数増幅回路に与える基準電位を用いて、前記対数増幅回路の出力電圧の較正を行う較正手段を、備えることが好ましい。

Claims

押圧力に応じた電荷量を発生する圧電素子と、
前記電荷量を電圧に変換するチャージアンプと、
前記チャージアンプの出力電圧を増幅する増幅回路と、
前記増幅回路の出力電圧を入力電圧とする対数増幅回路と、
前記対数増幅回路の出力電圧を用いて、前記押圧力を検出する演算部と、
を備える、センサモジュール。
前記チャージアンプは、検出方向への押圧に対して負の電圧を出力し、
前記増幅回路は、反転増幅をする、
請求項１に記載のセンサモジュール。
前記チャージアンプは、検出方向の押圧に対して正の電圧を出力し、
前記増幅回路は、非反転増幅をする、
請求項１に記載のセンサモジュール。
押圧力に応じた電荷量を発生する圧電素子と、
前記電荷量を電圧に変換するチャージアンプと、
前記チャージアンプの出力電圧を入力電圧とする対数増幅回路と、
前記対数増幅回路の出力電圧を用いて、前記押圧力を検出する演算部と、
を備え、
前記チャージアンプは、検出方向の押圧に対して正の電圧を出力する、センサモジュール。
前記対数増幅回路は、温度補償用素子を備える、
請求項１乃至請求項４のいずれかに記載のセンサモジュール。
前記対数増幅回路に与えるリファレンス電位を用いて、前記対数増幅回路の出力電圧の較正を行う較正手段を、備える、
請求項１乃至請求項５のいずれかに記載のセンサモジュール。
請求項１乃至請求項６のいずれかに記載のセンサモジュールを備え、
前記圧電素子、前記チャージアンプ、前記対数増幅回路、および、前記対数増幅回路の組を複数組と、
複数の圧電素子が離間して配置された検出用部材を備え、
前記演算部は、
前記対数増幅回路の出力電圧をアナログデジタル変換し、少なくとも一対の組の前記対数増幅回路の出力電圧の比を用いて押圧位置を検出する、
押圧検出装置。