JPWO2013190806A1 - Automatic gain control device, automatic gain control method, and automatic gain control program - Google Patents

Automatic gain control device, automatic gain control method, and automatic gain control program Download PDF

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Abstract

自動利得制御装置1は、所定信号に対して復調又は変調を行う際に自動利得制御を行う。自動利得制御装置1は、所定信号のC/N推定値を算出する推定値算出手段2と、所定信号の所定区間における振幅のピーク値に基づいて第1信号を生成する信号生成手段3と、推定値算出手段2により算出されたC/N推定値と信号生成手段3により生成された第1信号とに基づいて自動利得制御の動作閾値を変更する動作閾値変更手段4と、動作閾値変更手段4により変更された動作閾値と所定信号とを比較して自動利得制御におけるゲインの制御を行う利得制御手段5と、を備える。The automatic gain control device 1 performs automatic gain control when demodulating or modulating a predetermined signal. The automatic gain control device 1 includes an estimated value calculating unit 2 that calculates a C / N estimated value of a predetermined signal, a signal generating unit 3 that generates a first signal based on an amplitude peak value in a predetermined section of the predetermined signal, An operation threshold value changing means 4 for changing the operation threshold value of the automatic gain control based on the C / N estimated value calculated by the estimated value calculating means 2 and the first signal generated by the signal generating means 3; And a gain control means 5 that controls the gain in the automatic gain control by comparing the operation threshold changed by 4 with a predetermined signal.

Description

本発明は、例えば、所定信号に対して復調又は変調を行う際に自動利得制御を行う自動利得制御装置、自動利得制御方法、及び自動利得制御プログラムに関するものである。   The present invention relates to an automatic gain control device, an automatic gain control method, and an automatic gain control program that perform automatic gain control when demodulating or modulating a predetermined signal, for example.

無線装置などの受信信号の復調回路において、自動的にゲインを制御する自動利得制御(AGC:Automatic Gain Control)が知られている(例えば、特許文献1及び2参照)。このようなAGCにおいて、例えば、QAM(Quadrature Amplitude Modulation)変調方式を適用して、そのAGC制御のAGC動作閾値を、上限値(A/D(analog/digital)変喚器をフルレンジで使用している状態)に設定することがある。この場合、QAM変調波形は定包絡線でないため、A/D変喚器内部、または、A/D変換器以降のデジタル部において、受信信号波形のピークレベルが飽和し、波形歪みが発生することがある。   2. Description of the Related Art Automatic gain control (AGC) that automatically controls gain is known in a demodulation circuit for a received signal such as a wireless device (see, for example, Patent Documents 1 and 2). In such an AGC, for example, a QAM (Quadrature Amplitude Modulation) modulation method is applied, and the AGC operation threshold value of the AGC control is set using an upper limit (A / D (analog / digital) transducer) in a full range. May be set). In this case, since the QAM modulation waveform is not a constant envelope, the peak level of the received signal waveform is saturated in the A / D converter or in the digital part after the A / D converter, and waveform distortion occurs. There is.

したがって、AGC動作閾値は、上限値に対してある程度マージンを確保する必要が生じる。ここで、QAM信号の変調多値数が大きくなる程、ピークファクタ(変調信号の平均電力に対するピーク電力の比率)が増大する。このため、上限値に対するマージンをより大きく確保する必要が生じる。しかしながら、マージンを確保し過ぎるとA/D変喚器の入力信号レベルが低下し、S/N(signal-to-noise ratio)劣化を引き起こすこととなる。このように、AGC動作閾値を設定する際には、波形歪みとS/Nのバランスを考慮する必要がある。   Therefore, the AGC operation threshold needs to secure a certain margin with respect to the upper limit value. Here, the peak factor (the ratio of the peak power to the average power of the modulated signal) increases as the modulation multi-level number of the QAM signal increases. For this reason, it is necessary to secure a larger margin for the upper limit value. However, if a margin is secured too much, the input signal level of the A / D converter will be lowered, causing S / N (signal-to-noise ratio) degradation. Thus, when setting the AGC operation threshold, it is necessary to consider the balance between waveform distortion and S / N.

また、QAM信号のピークファクタが増大する要因は上述の変調多値数だけではない。特に、隣接チャネル信号が存在する環境下においては、受信信号(希望信号)に加えて、BPF(Band Pass Filter)やLPF(Low Pass Filter)などで除去しきれない隣接信号がA/D変喚器に混入する。このため、A/D変喚器の入力におけるQAM信号のピークファクタが増大してしまうこととなる。特に、幹線系の無線通信装置などは、チャネル配置が密集しているため、隣接チャネルに配置された非希望信号(隣接信号)の影響は避けられない。さらに、無線通信装置に送信電力制御を適用する場合、隣接信号の受信電力が希望信号の受信電力を超えることが想定される。   Further, the factor that increases the peak factor of the QAM signal is not limited to the above-described modulation multilevel number. In particular, in an environment where adjacent channel signals exist, adjacent signals that cannot be removed by BPF (Band Pass Filter), LPF (Low Pass Filter), etc. in addition to received signals (desired signals) are A / D converted. Mix in the vessel. For this reason, the peak factor of the QAM signal at the input of the A / D converter increases. In particular, since the channel arrangement of trunk-line wireless communication devices and the like is dense, the influence of undesired signals (adjacent signals) arranged in adjacent channels is unavoidable. Furthermore, when applying transmission power control to a wireless communication apparatus, it is assumed that the reception power of the adjacent signal exceeds the reception power of the desired signal.

例えば、希望信号の通信品質は良好だが、隣接信号の通信品質が極度に劣化しているとき、隣接チャネルの受端側は同チャネルの送端側に対して送信電力を増加させるように指示する。その一方で、通信品質が良好な希望信号の無線チャネルにおいては、受端側は送端側へ送信電力を変化させないよう指示する。このような条件下では、隣接信号の受信電力が希望信号の受信電力を上回る可能性がある。当然、隣接信号の受信電力が大きくなる程、A/D変喚器の入力信号のピークファクタは増大し、波形歪みを起こし易くなる。以上より、希望信号のAGC動作閾値を設定する際には、この信号の変調多値数に加え、隣接干渉の影響(特に、隣接信号の受信電力が希望信号の受信電力を上回るような最悪ケース)まで想定しなければならない。   For example, when the communication quality of the desired signal is good but the communication quality of the adjacent signal is extremely deteriorated, the receiving end side of the adjacent channel instructs the transmitting end side of the same channel to increase the transmission power. . On the other hand, in the radio channel of the desired signal with good communication quality, the receiving end side instructs the transmitting end side not to change the transmission power. Under such conditions, the reception power of the adjacent signal may exceed the reception power of the desired signal. Naturally, as the reception power of the adjacent signal increases, the peak factor of the input signal of the A / D converter increases and waveform distortion is likely to occur. From the above, when setting the AGC operation threshold of the desired signal, in addition to the modulation multi-level number of this signal, the influence of adjacent interference (especially the worst case where the received power of the adjacent signal exceeds the received power of the desired signal) ) Must be assumed.

特表2006−516866号公報JP-T-2006-516866 特開昭63−177630号公報JP-A 63-177630

そこで、関連する自動利得制御装置においては、AGC動作閾値を、その上限値に対するマージンを確保するために、極めて小さい値に設定している。この場合、隣接干渉が生じない場合、または、隣接干渉の影響が小さい場合においても、最悪ケースの隣接干渉を想定したAGC動作閾値が適用される。このため、常にA/D変喚器の入力の振幅レベルを絞った状態(すなわち、希望信号のS/Nが低い状態)で、無線通信装置などを運用しなければならない問題が生じている。   Therefore, in the related automatic gain control device, the AGC operation threshold value is set to an extremely small value in order to secure a margin for the upper limit value. In this case, even when adjacent interference does not occur or when the influence of adjacent interference is small, the AGC operation threshold assuming the worst case adjacent interference is applied. For this reason, there is a problem that the radio communication apparatus or the like must be operated in a state where the amplitude level of the input of the A / D converter is always reduced (that is, the S / N of the desired signal is low).

本発明は、このような問題点を解決するためになされたものであり、受信信号のS/N劣化を抑制しつつ、隣接干渉に伴う波形歪みを防止できる自動利得制御装置、自動利得制御方法、及び自動利得制御プログラムを提供することを主たる目的とする。   The present invention has been made to solve such problems, and an automatic gain control apparatus and an automatic gain control method capable of preventing waveform distortion associated with adjacent interference while suppressing S / N deterioration of a received signal. And an automatic gain control program.

上記目的を達成するための本発明の一態様は、所定信号に対して復調又は変調を行う際に自動利得制御を行う自動利得制御装置であって、前記所定信号のC/N推定値を算出する推定値算出手段と、前記所定信号の所定区間における振幅のピーク値に基づいて、第1信号を生成する信号生成手段と、前記推定値算出手段により算出されたC/N推定値と、前記信号生成手段により生成された前記第1信号と、に基づいて、前記自動利得制御の動作閾値を変更する動作閾値変更手段と、前記動作閾値変更手段により変更された動作閾値と所定信号とを比較して、前記自動利得制御におけるゲインの制御を行う利得制御手段と、を備える、ことを特徴とする自動利得制御装置である。
また、上記目的を達成するための本発明の一態様は、所定信号に対して復調又は変調を行う際に自動利得制御を行う自動利得制御方法であって、前記所定信号のC/N推定値を算出するステップと、前記所定信号の所定区間における振幅のピーク値に基づいて、第1信号を生成するステップと、前記算出されたC/N推定値と、前記生成された前記第1信号と、に基づいて、前記自動利得制御の動作閾値を変更するステップと、前記変更された動作閾値と所定信号とを比較して、前記自動利得制御におけるゲインの制御を行うステップと、を含む、ことを特徴とする自動利得制御方法であってもよい。
さらに、上記目的を達成するための本発明の一態様は、所定信号に対して復調又は変調を行う際に自動利得制御を行う自動利得制御プログラムであって、前記所定信号のC/N推定値を算出する処理と、前記所定信号の所定区間における振幅のピーク値に基づいて、第1信号を生成する処理と、前記算出されたC/N推定値と、前記生成された前記第1信号と、に基づいて、前記自動利得制御の動作閾値を変更する処理と、前記変更された動作閾値と所定信号とを比較して、前記自動利得制御におけるゲインの制御を行う処理と、をコンピュータに実行させる、ことを特徴とする自動利得制御プログラムであってもよい。
An aspect of the present invention for achieving the above object is an automatic gain control apparatus that performs automatic gain control when demodulating or modulating a predetermined signal, and calculates a C / N estimated value of the predetermined signal. An estimated value calculating means, a signal generating means for generating a first signal based on an amplitude peak value in a predetermined section of the predetermined signal, a C / N estimated value calculated by the estimated value calculating means, Based on the first signal generated by the signal generating means, the operation threshold changing means for changing the operation threshold of the automatic gain control, and the operation threshold changed by the operation threshold changing means and the predetermined signal are compared. An automatic gain control device comprising: gain control means for controlling gain in the automatic gain control.
Another aspect of the present invention for achieving the above object is an automatic gain control method for performing automatic gain control when demodulating or modulating a predetermined signal, wherein the C / N estimated value of the predetermined signal is Calculating a first signal based on an amplitude peak value in a predetermined section of the predetermined signal, the calculated C / N estimated value, and the generated first signal, And a step of changing an operation threshold value of the automatic gain control, and a step of controlling the gain in the automatic gain control by comparing the changed operation threshold value with a predetermined signal. An automatic gain control method characterized by:
Furthermore, one aspect of the present invention for achieving the above object is an automatic gain control program for performing automatic gain control when demodulating or modulating a predetermined signal, wherein the C / N estimated value of the predetermined signal is , A process of generating a first signal based on an amplitude peak value in a predetermined section of the predetermined signal, the calculated C / N estimated value, and the generated first signal Based on the above, the computer executes processing for changing the operation threshold value of the automatic gain control and processing for controlling the gain in the automatic gain control by comparing the changed operation threshold value with a predetermined signal. An automatic gain control program characterized by the above.

本発明によれば、受信信号のS/N劣化を抑制しつつ、隣接干渉に伴う波形歪みを防止できる自動利得制御装置、自動利得制御方法、及び自動利得制御プログラムを提供することができる。   According to the present invention, it is possible to provide an automatic gain control device, an automatic gain control method, and an automatic gain control program capable of preventing waveform distortion caused by adjacent interference while suppressing S / N deterioration of a received signal.

本発明の一実施の形態に係る自動利得制御装置の機能ブロック図である。It is a functional block diagram of the automatic gain control apparatus which concerns on one embodiment of this invention. 本発明の実施の形態1に係る自動利得制御装置の概略的なシステム構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the schematic system configuration | structure of the automatic gain control apparatus which concerns on Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態1に係る振幅歪み予測器の概略的なシステム構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the schematic system configuration | structure of the amplitude distortion predictor which concerns on Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態1に係るAGCREF制御器の概略的なシステム構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the schematic system configuration | structure of the AGCREF controller which concerns on Embodiment 1 of this invention. 隣接信号無しの時のA/D変喚器の入力信号における、経過時間と振幅との関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between elapsed time and an amplitude in the input signal of an A / D converter when there is no adjacent signal. 隣接信号無しの時のA/D変喚器の入力信号における、周波数と振幅との関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between a frequency and an amplitude in the input signal of an A / D converter when there is no adjacent signal. 隣接信号有りの時のA/D変喚器の入力信号における、経過時間と振幅との関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between elapsed time and an amplitude in the input signal of an A / D converter when there exists an adjacent signal. 隣接信号有りの時のA/D変喚器の入力信号における、周波数と振幅との関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between a frequency and an amplitude in the input signal of an A / D converter when there is an adjacent signal. 図6Aに示す状態から隣接信号が増大した時のA/D変喚器の入力信号における、経過時間と振幅との関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between the elapsed time and the amplitude in the input signal of an A / D converter when the adjacent signal increases from the state shown in FIG. 6A. 図6Aに示す状態から隣接信号が増大した時のA/D変喚器の入力信号における、周波数と振幅との関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between the frequency and amplitude in the input signal of an A / D converter when an adjacent signal increases from the state shown to FIG. 6A. AGC動作閾値補正後のA/D変換器の入力信号における、経過時間と振幅との関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between elapsed time and an amplitude in the input signal of the A / D converter after AGC operation | movement threshold value correction | amendment. AGC動作閾値補正後のA/D変換器の入力信号における、周波数と振幅との関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between a frequency and an amplitude in the input signal of the A / D converter after AGC operation | movement threshold value correction | amendment. 図8Aに示す状態に対して隣接信号レベルが低下した時の、A/D変換器の入力信号における、経過時間と振幅との関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between elapsed time and an amplitude in the input signal of an A / D converter when an adjacent signal level falls with respect to the state shown to FIG. 8A. 図8Bに示す状態に対して隣接信号レベルが低下した時の、A/D変換器の入力信号における、周波数と振幅との関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between the frequency and amplitude in the input signal of an A / D converter when an adjacent signal level falls with respect to the state shown to FIG. 8B. AGC動作閾値をその初期設定値に戻したときの、A/D変換器の入力信号における、経過時間と振幅との関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between the elapsed time and the amplitude in the input signal of an A / D converter when an AGC operation | movement threshold value is returned to the initial setting value. AGC動作閾値をその初期設定値に戻したときの、A/D変換器の入力信号における、周波数と振幅との関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between the frequency and amplitude in the input signal of an A / D converter when an AGC operation | movement threshold value is returned to the initial setting value. 本発明の実施の形態2に係る自動利得制御装置の概略的なシステム構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the schematic system configuration | structure of the automatic gain control apparatus which concerns on Embodiment 2 of this invention. 本発明の実施の形態2に係るAGCREF制御器の外略的なシステム構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the approximate system structure of the AGCREF controller which concerns on Embodiment 2 of this invention. 本発明の実施の形態2に係る振幅歪み予測器の概略的なシステム構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the schematic system configuration | structure of the amplitude distortion predictor which concerns on Embodiment 2 of this invention.

以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
図1は、本発明の一実施の形態に係る自動利得制御装置の機能ブロック図である。本実施の形態に係る自動利得制御装置1は、所定信号に対して復調又は変調を行う際に自動利得制御を行うものである。自動利得制御装置1は、所定信号のC/N推定値を算出する推定値算出手段2と、所定信号の所定区間における振幅のピーク値に基づいて第1信号を生成する信号生成手段3と、推定値算出手段2により算出されたC/N推定値と信号生成手段3により生成された第1信号とに基づいて自動利得制御の動作閾値を変更する動作閾値変更手段4と、動作閾値変更手段4により変更された動作閾値と所定信号とを比較して自動利得制御におけるゲインの制御を行う利得制御手段5と、を備えている。これにより、隣接干渉がない場合を想定して自動利得制御の動作閾値の初期設定値を決め、隣接干渉の度合いに応じて自動利得制御の動作閾値を適切に変更する。したがって、受信信号のS/N劣化を抑制しつつ、隣接干渉に伴う波形歪みを防止できる。
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
FIG. 1 is a functional block diagram of an automatic gain control apparatus according to an embodiment of the present invention. The automatic gain control device 1 according to the present embodiment performs automatic gain control when demodulating or modulating a predetermined signal. The automatic gain control device 1 includes an estimated value calculating unit 2 that calculates a C / N estimated value of a predetermined signal, a signal generating unit 3 that generates a first signal based on an amplitude peak value in a predetermined section of the predetermined signal, An operation threshold value changing means 4 for changing the operation threshold value of the automatic gain control based on the C / N estimated value calculated by the estimated value calculating means 2 and the first signal generated by the signal generating means 3; And gain control means 5 that controls the gain in the automatic gain control by comparing the operation threshold changed by 4 with a predetermined signal. As a result, assuming that there is no adjacent interference, an initial setting value of the operation threshold for automatic gain control is determined, and the operation threshold for automatic gain control is appropriately changed according to the degree of adjacent interference. Therefore, it is possible to prevent waveform distortion caused by adjacent interference while suppressing S / N deterioration of the received signal.

実施の形態1.
本発明の実施の形態1に係る自動利得制御装置10は、例えば、自動利得制御を行う多値のQAM(Quadrature Amplitude Modulation)信号の復調回路において、受信信号(希望信号)に対する隣接信号(非希望信号)の干渉度合いに応じて、自動利得制御の動作閾値を適宜制御するものである。これにより、隣接信号干渉に伴って生じる受信信号のピークファクタ増加に起因する波形歪みを未然に防止しつつ、受信信号のレベル低下によるS/N(signal-to-noise ratio:信号電力に対する雑音電力比)劣化を最小限に抑えることができる。
Embodiment 1 FIG.
The automatic gain control apparatus 10 according to the first embodiment of the present invention is, for example, a multi-level QAM (Quadrature Amplitude Modulation) signal demodulating circuit that performs automatic gain control. The operation threshold value of automatic gain control is appropriately controlled in accordance with the degree of signal) interference. As a result, the S / N (signal-to-noise ratio: noise power relative to the signal power) due to a decrease in the level of the received signal, while preventing waveform distortion due to an increase in the peak factor of the received signal caused by adjacent signal interference. Ratio) degradation can be minimized.

図2は、本発明の実施の形態1に係る自動利得制御装置の概略的なシステム構成を示すブロック図である。本実施の形態1に係る自動利得制御装置10は、BPF11と、パワーアンプ12と、AVGA13と、直交復調器14と、局部発振器15と、一対のLPF16a、16bと、一対のA/D変換器17a、17bと、一対のROF18a、18bと、線形等化器19と、AGC制御回路21と、振幅歪み予測器30と、C/N推定器32と、AGCREF制御器34と、を備えている。   FIG. 2 is a block diagram showing a schematic system configuration of the automatic gain control apparatus according to Embodiment 1 of the present invention. The automatic gain control apparatus 10 according to the first embodiment includes a BPF 11, a power amplifier 12, an AVGA 13, a quadrature demodulator 14, a local oscillator 15, a pair of LPFs 16a and 16b, and a pair of A / D converters. 17a, 17b, a pair of ROFs 18a, 18b, a linear equalizer 19, an AGC control circuit 21, an amplitude distortion predictor 30, a C / N estimator 32, and an AGCREF controller 34. .

なお、自動利得制御装置10は、例えば、制御処理、演算処理等と行うCPU(Central Processing Unit)、CPUによって実行される制御プログラム、演算プログラム等が記憶されたROM(Read Only Memory)、処理データ等を一時的に記憶するRAM(Random Access Memory)等からなるマイクロコンピュータを、中心にしてハードウェア構成されている。CPU、ROM、及びRAMは、データバスなどを介して相互に接続されている。   The automatic gain control device 10 includes, for example, a CPU (Central Processing Unit) that performs control processing, arithmetic processing, and the like, a ROM (Read Only Memory) that stores a control program executed by the CPU, an arithmetic program, and processing data. And the like. The microcomputer is composed mainly of a microcomputer comprising a RAM (Random Access Memory) or the like for temporarily storing the memory. The CPU, ROM, and RAM are connected to each other via a data bus or the like.

BPF(Band Pass Filter)11は、第1フィルタ手段の一具体例であり、IF(中間周波数)帯の受信信号(所定信号の一具体例)のうち所定周波数帯の受信信号を透過させ、パワーアンプ12に対して出力する。   A BPF (Band Pass Filter) 11 is a specific example of the first filter means, and transmits a reception signal in a predetermined frequency band among reception signals in the IF (intermediate frequency) band (a specific example of a predetermined signal). Output to the amplifier 12.

パワーアンプ12は、増幅手段の一具体例であり、BPF11から出力された受信信号を増幅し、AVGA13に対して出力する。   The power amplifier 12 is a specific example of an amplifying unit, amplifies the reception signal output from the BPF 11, and outputs the amplified signal to the AVGA 13.

AVGA(Analog Voltage Gain Control Amplifier)13は、ゲイン変更手段の一具体例であり、AGC制御回路21により供給されるAGC制御電圧に従って、内蔵アンプのゲインを可変させる。これにより、受信信号の入力レベルが変動した場合でもその出力レベルを一定に保つことができる。AVGA13は、IF(Intermediate Frequency:中間周波数)信号を直交復調器14に対して出力する。   An AVGA (Analog Voltage Gain Control Amplifier) 13 is a specific example of the gain changing means, and varies the gain of the built-in amplifier according to the AGC control voltage supplied from the AGC control circuit 21. Thereby, even when the input level of the received signal fluctuates, the output level can be kept constant. The AVGA 13 outputs an IF (Intermediate Frequency) signal to the quadrature demodulator 14.

直交復調器14は、直交復調手段の一具体例であり、局部発振器15から出力される基準信号を用いて、AVGA13から受信したIF信号をBB(Base Band:ベースバンド)信号に変換し、Pch(同相成分)、及びQch(直交成分)に分離する。直交復調器14は、分離したBB信号を、LPF16a、16bに夫々出力する。   The quadrature demodulator 14 is a specific example of the quadrature demodulating means. The reference signal output from the local oscillator 15 is used to convert the IF signal received from the AVGA 13 into a BB (Base Band) signal, and Pch. (In-phase component) and Qch (quadrature component). The quadrature demodulator 14 outputs the separated BB signal to the LPFs 16a and 16b, respectively.

さらに、直交復調器14は、上記機能に加えて、キャリア同期機能やクロック同期機能等を有している。キャリア同期機能は、局部発振器15から出力される信号の周波数を、受信信号の周波数に同期させる機能である。また、クロック同期機能は、A/D変換器17a、17bにおいて、アナログディジタル変換に用いるサンプリングクロック位相を、最適位置へ同期させる機能である。なお、これら機能は、周知技術であるため詳細な説明は割愛する。   Further, the quadrature demodulator 14 has a carrier synchronization function, a clock synchronization function, and the like in addition to the above functions. The carrier synchronization function is a function of synchronizing the frequency of the signal output from the local oscillator 15 with the frequency of the received signal. The clock synchronization function is a function for synchronizing the sampling clock phase used for analog-digital conversion to the optimum position in the A / D converters 17a and 17b. Since these functions are well-known techniques, detailed description thereof is omitted.

局部発振器(Lo)15は、所定周波数で基準信号を生成し、生成した基準信号を直交復調器14に対して出力する。   The local oscillator (Lo) 15 generates a reference signal at a predetermined frequency, and outputs the generated reference signal to the quadrature demodulator 14.

各LPF(Low Pass Filter)16a、16bは、第2フィルタ手段の一具体例であり、直交復調器14から出力されたBB信号のうち所定周波数以下の信号を夫々透過させ、各A/D変換器17a、17bに対して出力する。   Each LPF (Low Pass Filter) 16a, 16b is a specific example of the second filter means. Each of the BB signals output from the quadrature demodulator 14 transmits a signal having a predetermined frequency or less to transmit each A / D conversion. To the devices 17a and 17b.

各A/D(analog/digital)変換器17a、17bは、A/D変換手段の一具体例であり、LPF16a、16bから出力されたアナログ信号をデジタル信号に夫々変換する。各A/D変換器17a、17bは、デジタル変換した同相成分のDi信号及び直交成分のDq信号を、夫々、ROF18a、18bに出力する。同時に、各A/D変換器17a、17bは、デジタル変換したDi信号及びDq信号を、AGC制御回路21及び振幅歪み予測器30に対して出力する。   Each A / D (analog / digital) converter 17a, 17b is a specific example of the A / D conversion means, and converts the analog signals output from the LPFs 16a, 16b into digital signals, respectively. The A / D converters 17a and 17b output the digitally converted in-phase component Di signal and quadrature component Dq signal to the ROFs 18a and 18b, respectively. At the same time, the A / D converters 17 a and 17 b output the digitally converted Di signal and Dq signal to the AGC control circuit 21 and the amplitude distortion predictor 30.

各ROF(Root Cosine Roll Off Filter)18a、18bは、第3フィルタ手段の一具体例であり、A/D変換器17a、17bから出力されるDi信号及びDq信号の周波数帯域幅を制限するルートコサインロールオフフィルタ処理を夫々行い、処理したDi信号及びDq信号を線形等化器19に対して出力する。   Each ROF (Root Cosine Roll Off Filter) 18a, 18b is a specific example of the third filter means, and is a route that limits the frequency bandwidth of the Di signal and Dq signal output from the A / D converters 17a, 17b. The cosine roll-off filter process is performed, and the processed Di signal and Dq signal are output to the linear equalizer 19.

線形等化器(EQL:Linear Equalizer)19は、線形等化手段の一具体例であり、各ROF18a、18bから出力される信号に対して線形等化処理を行い、線形等化処理した信号を、夫々、C/N推定器32に対して出力する。   A linear equalizer (EQL: Linear Equalizer) 19 is a specific example of linear equalization means, which performs linear equalization processing on signals output from the ROFs 18a and 18b, , Respectively, to the C / N estimator 32.

AGC(Automatic Gain Control)制御回路21は、利得制御手段の一具体例であり、自動利得制御を行う。AGC制御回路21は、各A/D変換器17a、17bから出力されたDi信号及びDq信号の2乗和を計算して、瞬時電力P=(Di+Dq)を算出する。そして、AGC制御回路21は、AGCREF制御器34から出力される自動利得制御の動作閾値(以下、AGC動作閾値と称す)と、上記算出した瞬時電力Pと、を比較する。さらに、AGC制御回路21は、AGC動作閾値(AGCREF)と瞬時電力Pとの比較結果を平滑化した後、AGC制御電圧としてAVGA13に対して出力する。AVGA13は、AGC制御回路21から出力されたAGC制御電圧に従って内蔵アンプのゲインを可変させる。AVGA13は、受信信号の入力レベルが変動した状況下においても、A/D変換器17a、17bの入力信号の平均電力が常にAGC動作閾値と同等になるように、内蔵アンプのゲインを制御する。なお、説明の便宜上、A/D変換器17a、17bの入力におけるアナログ信号の振幅レベルは、A/D変換後のDi信号及びDq信号における振幅レベルと同等とする。An AGC (Automatic Gain Control) control circuit 21 is a specific example of gain control means, and performs automatic gain control. The AGC control circuit 21 calculates the instantaneous power P = (Di 2 + Dq 2 ) by calculating the square sum of the Di signal and the Dq signal output from each A / D converter 17a, 17b. The AGC control circuit 21 compares the automatic gain control operation threshold (hereinafter referred to as the AGC operation threshold) output from the AGCREF controller 34 with the calculated instantaneous power P. Further, the AGC control circuit 21 smoothes the comparison result between the AGC operation threshold (AGCREF) and the instantaneous power P, and then outputs the result to the AVGA 13 as an AGC control voltage. The AVGA 13 varies the gain of the built-in amplifier according to the AGC control voltage output from the AGC control circuit 21. The AVGA 13 controls the gain of the built-in amplifier so that the average power of the input signals of the A / D converters 17a and 17b is always equal to the AGC operation threshold even under a situation where the input level of the received signal fluctuates. For convenience of explanation, it is assumed that the amplitude level of the analog signal at the input of the A / D converters 17a and 17b is equal to the amplitude level of the Di signal and Dq signal after A / D conversion.

振幅歪み予測器30は、信号生成手段の一具体例であり、AGC動作閾値を変更するための警報信号を生成する。図3は、本実施の形態1に係る振幅歪み予測器の概略的なシステム構成を示すブロック図である。本実施の形態1に係る振幅歪み予測器30は、振幅ピーク検出器103と、ALM生成器104と、ALM解除閾値生成器105と、を有している。   The amplitude distortion predictor 30 is a specific example of signal generation means, and generates an alarm signal for changing the AGC operation threshold. FIG. 3 is a block diagram showing a schematic system configuration of the amplitude distortion predictor according to the first embodiment. The amplitude distortion predictor 30 according to the first embodiment includes an amplitude peak detector 103, an ALM generator 104, and an ALM cancellation threshold value generator 105.

振幅ピーク検出器103は、振幅ピーク検出部の一具体例であり、A/D変換器17a、17bから出力されたDi信号及びDq信号を用いて、振幅値(Di+Dq1/2を計算する。そして、振幅ピーク検出器103は、所要の監視区間において、計算した振幅値のピーク値を検出し、ALM生成器104に対して出力する。The amplitude peak detector 103 is a specific example of the amplitude peak detection unit, and uses the Di signal and the Dq signal output from the A / D converters 17a and 17b, and the amplitude value (Di 2 + Dq 2 ) 1/2 Calculate Then, the amplitude peak detector 103 detects the peak value of the calculated amplitude value in a required monitoring section, and outputs it to the ALM generator 104.

ALM解除閾値生成器105は、予めパラメータとして設定されるALM発動閾値β(第1閾値の一具体例)およびC/N初期値CN_0に加えて、C/N推定器32から得られるC/N推定値CNを用いて、ALM解除閾値β'(第1閾値よりも小さい第2閾値の一具体例)を算出し、ALM生成器104に出力する。   The ALM cancellation threshold value generator 105 generates C / N obtained from the C / N estimator 32 in addition to the ALM activation threshold value β (one specific example of the first threshold value) and the C / N initial value CN_0 set in advance as parameters. Using the estimated value CN, an ALM cancellation threshold value β ′ (one specific example of a second threshold value smaller than the first threshold value) is calculated and output to the ALM generator 104.

ALM生成器104は、第1信号生成部の一具体例であり、振幅ピーク検出器103から出力される振幅ピーク値を、ALM発動閾値βまたはALM解除閾値β'と、比較することで警報信号(第1信号の一具体例)を生成する。ALM生成器104は、生成した警報信号をAGCREF制御器34に出力する。   The ALM generator 104 is a specific example of the first signal generation unit, and compares the amplitude peak value output from the amplitude peak detector 103 with the ALM activation threshold value β or the ALM release threshold value β ′ to generate an alarm signal. (One specific example of the first signal) is generated. The ALM generator 104 outputs the generated alarm signal to the AGCREF controller 34.

ALM生成器104は、振幅ピーク値とALM発動閾値βとを比較して、警報信号の極性を変更する。例えば、ALM生成器104は、振幅ピーク値がALM発動閾値βを超えると、警報信号の極性を'L'の状態から'H'の状態に変更する。一方、ALM生成器104は、所要の監視区間(所定期間)において振幅ピーク値がALM解除閾値β'よりも小さい状態が継続すると。警報信号の極性を'H'の状態から'L'の状態に変更する。   The ALM generator 104 compares the amplitude peak value with the ALM activation threshold value β, and changes the polarity of the alarm signal. For example, when the amplitude peak value exceeds the ALM activation threshold value β, the ALM generator 104 changes the polarity of the alarm signal from the “L” state to the “H” state. On the other hand, it is assumed that the ALM generator 104 continues to have a state where the amplitude peak value is smaller than the ALM cancellation threshold value β ′ in a required monitoring section (predetermined period). The polarity of the alarm signal is changed from the “H” state to the “L” state.

なお、警報信号の極性が'L'の状態は、第1の状態の一具体例であり、例えば、波形歪みが小さく、ALM未発動の状態を示している。一方、警報信号の極性が'H'の状態は、第2の状態の一具体例であり、例えば、波形歪みが大きく、ALM発動の状態を示している。   The state in which the polarity of the alarm signal is “L” is a specific example of the first state, and indicates, for example, a state in which waveform distortion is small and ALM is not activated. On the other hand, the state in which the polarity of the alarm signal is “H” is a specific example of the second state, and, for example, the waveform distortion is large and indicates the state of ALM activation.

なお、ALM発動閾値βは、例えば、デジタル部で許容できる振幅上限値に対して少し低めに設定されている。また、当該自動利得制御装置10の起動時における警報信号の初期状態は、'L' (ALM未発動)の状態に設定されている。   For example, the ALM activation threshold value β is set slightly lower than the amplitude upper limit value that can be accepted by the digital unit. Further, the initial state of the alarm signal when the automatic gain control device 10 is started is set to a state of “L” (ALM not activated).

C/N推定器32は、推定値算出手段の一具体例であり、線形等化器19から出力されたデジタル信号を判定し、その判定結果に基づいてC/N推定値CNを算出する。そして、C/N推定器32は、算出したC/N推定値CNを、振幅歪み予測器30及びAGFREF制御器34に出力する。なお、上記C/N推定器32によるC/N推定方法に関しては既知の技術であるため、詳細な説明は省略する。   The C / N estimator 32 is a specific example of the estimated value calculating means, and determines the digital signal output from the linear equalizer 19 and calculates the C / N estimated value CN based on the determination result. Then, the C / N estimator 32 outputs the calculated C / N estimated value CN to the amplitude distortion predictor 30 and the AGFREF controller 34. Since the C / N estimation method by the C / N estimator 32 is a known technique, detailed description thereof is omitted.

AGCREF制御器34は、動作閾値変更手段の一具体例であり、振幅歪み予測器30からの警報信号と、C/N推定器32からのC/N推定値CNと、に基づいてAGC動作閾値の変更を行う。図4は、本実施の形態1に係るAGCREF制御器の概略的なシステム構成を示すブロック図である。本実施の形態に係るAGCREF制御器34は、AGCREF補正係数算出器202と、AGCREF補正器204と、を有している。   The AGCREF controller 34 is a specific example of the operation threshold value changing means, and is based on the alarm signal from the amplitude distortion predictor 30 and the C / N estimated value CN from the C / N estimator 32. Make changes. FIG. 4 is a block diagram showing a schematic system configuration of the AGCREF controller according to the first embodiment. The AGCREF controller 34 according to the present embodiment includes an AGCREF correction coefficient calculator 202 and an AGCREF corrector 204.

AGCREF補正係数算出器202は、補正係数算出部の一具体例であり、予めパラメータとして設定されるCN初期値CN_0と、C/N推定器32から出力されるC/N推定値CNと、を用いて、AGCREF補正係数αを算出する。AGCREF補正係数算出器202は、算出したAGCREF補正係数αをAGCREF補正器204に出力する。   The AGCREF correction coefficient calculator 202 is a specific example of a correction coefficient calculator, and includes a CN initial value CN_0 set in advance as a parameter and a C / N estimated value CN output from the C / N estimator 32. To calculate the AGCREF correction coefficient α. The AGCREF correction coefficient calculator 202 outputs the calculated AGCREF correction coefficient α to the AGCREF corrector 204.

AGCREF補正器204は、補正部の一具体例であり、振幅歪み予測器30から出力される警報信号と、予めパラメータとして設定されるAGC動作閾値AGCREF_0と、AGCREF補正係数算出器202から出力されるAGCREF補正係数αと、を用いて、AGC動作閾値を適宜補正する。AGCREF補正器204は、補正したAGC動作閾値をAGC制御回路21に出力する。   The AGCREF corrector 204 is a specific example of a correction unit, and outputs an alarm signal output from the amplitude distortion predictor 30, an AGC operation threshold AGCREF_0 set as a parameter in advance, and an AGCREF correction coefficient calculator 202. The AGC operation threshold is corrected as appropriate using the AGCREF correction coefficient α. The AGCREF corrector 204 outputs the corrected AGC operation threshold value to the AGC control circuit 21.

次に、図1を用いて、初期設定パラメータであるC/N値CN_0とAGC動作閾値AGCREF_0の決定方法について、詳細に説明する。ここで、変調方式としては、多値QAMを想定する。   Next, a method for determining the C / N value CN_0 and the AGC operation threshold value AGCREF_0, which are initial setting parameters, will be described in detail with reference to FIG. Here, multi-level QAM is assumed as a modulation method.

例えば、事前評価用装置を用いて、隣接信号が無い環境下で、ユーザがAGC動作閾値を最適な値に調整する。なお、AGC動作閾値を大きくし過ぎると、A/D変換器17a、17bの入力におけるQAM信号の振幅が増大する。このため、その振幅値がA/D変換器17a、17b内部、およびデジタル部の振幅上限値を超え、振幅歪みよるBER(ビット誤り率)劣化が発生する。一方で、AGC動作閾値を小さくし過ぎると、A/D変換器17a、17bの入力におけるQAM信号の平均電力が低下し、S/N劣化が生じる。   For example, the user adjusts the AGC operation threshold value to an optimal value in an environment where there is no adjacent signal by using a prior evaluation device. If the AGC operation threshold is increased too much, the amplitude of the QAM signal at the inputs of the A / D converters 17a and 17b increases. For this reason, the amplitude value exceeds the amplitude upper limit value in the A / D converters 17a and 17b and the digital part, and BER (bit error rate) deterioration due to amplitude distortion occurs. On the other hand, if the AGC operation threshold is made too small, the average power of the QAM signal at the inputs of the A / D converters 17a and 17b is reduced, and S / N degradation occurs.

したがって、AGC動作閾値は、例えば、歪みによるBER劣化が生じない範囲内で極力高め(最大値)に調整しておき、このように最適調整されたAGC動作閾値をAGCREF_0とする。そして、AGC動作閾値をAGCREF_0に設定した状態で、C/N推定値を取得し、得られた値をCN初期値CN_0とする。   Therefore, for example, the AGC operation threshold is adjusted to be as high as possible (maximum value) within a range where BER deterioration due to distortion does not occur, and the AGC operation threshold optimally adjusted in this way is set to AGCREF_0. Then, in the state where the AGC operation threshold is set to AGCREF_0, the C / N estimated value is acquired, and the obtained value is set as the CN initial value CN_0.

次に、本実施の形態に係る自動利得制御装置の具体的な動作について説明する。なお、IF帯の受信信号(希望信号)10、および、希望信号の隣接チャネルに存在する非希望信号(隣接信号)に対して、多値QAM変調が施されているものとする。   Next, a specific operation of the automatic gain control device according to the present embodiment will be described. It is assumed that multi-level QAM modulation is performed on the IF band received signal (desired signal) 10 and the undesired signal (adjacent signal) existing in the adjacent channel of the desired signal.

図5Aは、隣接信号無しの時のA/D変喚器の入力信号(以下、受信希望信号と称す)における、経過時間と振幅との関係を示す図である。図5Bは、隣接信号無しの時のA/D変喚器の入力信号における、周波数と振幅との関係を示す図である。   FIG. 5A is a diagram showing a relationship between elapsed time and amplitude in an input signal (hereinafter referred to as a reception desired signal) of an A / D converter when there is no adjacent signal. FIG. 5B is a diagram illustrating a relationship between frequency and amplitude in the input signal of the A / D converter when there is no adjacent signal.

図5Bに示す周波数特性において、受信希望信号は、BB帯にダウンコンバートされた帯域を含む信号であり、スペクトラム頭頂部の振幅レベルはA[dB]となっている。一方、図5Aに示す時間特性において、信号のピーク値がALM発動閾値βを超えていない。このため、振幅歪み予測器30は、警報信号を'L'(ALM未発動)の状態に維持して、AGCREF制御器34に出力する。AGCREF制御器34内部のAGCREF補正器204は、振幅歪み予測器30から出力された警報信号が'L'の状態であるため、AGC動作閾値を初期値AGCREF_0のままとし、AGC制御回路21に出力する。   In the frequency characteristics shown in FIG. 5B, the reception desired signal is a signal including a band down-converted to the BB band, and the amplitude level at the top of the spectrum is A [dB]. On the other hand, in the time characteristic shown in FIG. 5A, the peak value of the signal does not exceed the ALM activation threshold value β. For this reason, the amplitude distortion predictor 30 maintains the alarm signal in a state of “L” (ALM not activated) and outputs it to the AGCREF controller 34. The AGCREF corrector 204 in the AGCREF controller 34 keeps the AGC operation threshold value at the initial value AGCREF_0 and outputs it to the AGC control circuit 21 because the alarm signal output from the amplitude distortion predictor 30 is in the “L” state. To do.

図6Aは、隣接信号有りの時のA/D変喚器の入力信号における、経過時間と振幅との関係を示す図である。図6Bは、隣接信号有りの時のA/D変喚器の入力信号における、周波数と振幅との関係を示す図である。   FIG. 6A is a diagram illustrating a relationship between elapsed time and amplitude in the input signal of the A / D converter when there is an adjacent signal. FIG. 6B is a diagram showing a relationship between frequency and amplitude in the input signal of the A / D converter when there is an adjacent signal.

図6Bに示す周波数特性において、A/D変換器17a、17bの入力信号には、受信希望信号に加え、BPF11およびLPF16a、16bで除去しきれずに到達した隣接信号が含まれる。このとき、AGC制御回路21は、受信希望信号に上記隣接信号を含んだ信号に基づいて、A/D変換器17a、17bの入力レベルを一定にするように、AVGA13のゲインを制御する。このため、受信希望信号の平均電力は、隣接信号が加わった分だけ低下している。   In the frequency characteristics shown in FIG. 6B, the input signals of the A / D converters 17a and 17b include adjacent signals that have arrived without being removed by the BPF 11 and the LPFs 16a and 16b, in addition to the desired reception signals. At this time, the AGC control circuit 21 controls the gain of the AVGA 13 so as to make the input levels of the A / D converters 17a and 17b constant based on a signal including the adjacent signal as a reception desired signal. For this reason, the average power of the desired reception signal is reduced by the amount of addition of the adjacent signal.

図6Bの斜線部分Sに示すように、受信希望信号の帯域内に隣接信号の一部が干渉している。従って、隣接信号有りの時は、AGC制御によるA/D変換部17a、17bの入力レベル低下と隣接信号からの干渉により、受信希望信号のS/Nが劣化する。このため、C/N推定器32から得られるC/N推定値CNは低下する。   As indicated by the hatched portion S in FIG. 6B, a part of the adjacent signal interferes within the band of the desired reception signal. Therefore, when there is an adjacent signal, the S / N of the desired reception signal deteriorates due to a decrease in the input level of the A / D converters 17a and 17b by AGC control and interference from the adjacent signal. For this reason, the C / N estimated value CN obtained from the C / N estimator 32 decreases.

一方、図6Aに示すように、受信希望信号に隣接信号を加えたA/D変換部17a、17bへの入力信号(受信信号)の時間特性において、隣接信号が加わった影響で振幅ピーク値が増大している。しかしながら、その振幅ピーク値は、ALM発動閾値βを超えてない。このため、振幅歪み予測器30は警報信号を'L'(ALM未発動)の状態として、AGCREF制御器34に出力する。AGCREF制御器34内部のAGCREF補正器204では、振幅歪み予測器30から出力された警報信号が'L'の状態であるため、AGC動作閾値をその初期設定値AGCREF_0のままとし、AGC制御回路21に出力する。   On the other hand, as shown in FIG. 6A, in the time characteristics of the input signals (received signals) to the A / D converters 17a and 17b obtained by adding the adjacent signal to the reception desired signal, the amplitude peak value is affected by the addition of the adjacent signal. It is increasing. However, the amplitude peak value does not exceed the ALM activation threshold value β. For this reason, the amplitude distortion predictor 30 outputs an alarm signal to the AGCREF controller 34 as a state of “L” (ALM not activated). In the AGCREF corrector 204 in the AGCREF controller 34, since the alarm signal output from the amplitude distortion predictor 30 is in the “L” state, the AGC operation threshold is kept at its initial setting value AGCREF_0, and the AGC control circuit 21 Output to.

図7Aは、図6Aに示す状態から隣接信号が増大した時のA/D変喚器の入力信号における、経過時間と振幅との関係を示す図である。図7Bは、図6Aに示す状態から隣接信号が増大した時のA/D変喚器の入力信号における、周波数と振幅との関係を示す図である。   FIG. 7A is a diagram showing a relationship between elapsed time and amplitude in the input signal of the A / D converter when the adjacent signal increases from the state shown in FIG. 6A. FIG. 7B is a diagram showing a relationship between frequency and amplitude in the input signal of the A / D converter when the adjacent signal increases from the state shown in FIG. 6A.

図7Bに示す周波数特性において、隣接信号レベルの増大に伴い、受信希望信号のスペクトラム頭頂部における振幅レベルがA'[dB]まで低下し、かつ、隣接信号から受信希望信号への干渉量S(斜線部分)も増加している。よって、C/N推定値CNは更に低下する。   In the frequency characteristics shown in FIG. 7B, the amplitude level at the top of the spectrum of the desired reception signal decreases to A ′ [dB] as the adjacent signal level increases, and the interference amount S ( The shaded area is also increasing. Therefore, the C / N estimated value CN further decreases.

一方、図7Aに示す時間特性においても、隣接信号の受信レベルの増加に伴って、信号の振幅ピーク値が増加し、ALM発動閾値βを超える。このとき、振幅歪み予測器 30は、警報信号の極性を'L'の状態から'H'の状態に変更し、AGCREF制御器34へ出力する。   On the other hand, also in the time characteristics shown in FIG. 7A, the amplitude peak value of the signal increases as the reception level of the adjacent signal increases, and exceeds the ALM activation threshold value β. At this time, the amplitude distortion predictor 30 changes the polarity of the alarm signal from the “L” state to the “H” state and outputs it to the AGCREF controller 34.

AGCREF制御器34内部のAGCREF補正係数算出器202は、初期設定値CN_0の真値[CN_0]と、C/N推定値CNの真値[CN]と、に基づいて、下記式を用いてAGCREF補正係数αを算出し、AGCREF補正器204に出力する。
AGCREF補正係数α=[CN]/[CN_0]
The AGCREF correction coefficient calculator 202 in the AGCREF controller 34 uses the following formula based on the true value [CN_0] of the initial set value CN_0 and the true value [CN] of the C / N estimated value CN. A correction coefficient α is calculated and output to the AGCREF corrector 204.
AGCREF correction coefficient α = [CN] / [CN — 0]

AGCREF補正器204は、警報信号の極性が'L'の状態から'H'の状態へ変更されると、下記式のように、AGC動作閾値(現時点で初期値AGCREF_0が設定)にAGCREF補正係数αを乗算する。これにより、AGC動作閾値は低下する。
AGC動作閾値=AGCREF_0・α
= AGCREF_0・[CN]/[CN_0] (0≦α≦1)
When the polarity of the alarm signal is changed from the “L” state to the “H” state, the AGCREF corrector 204 sets the AGCREF correction coefficient to the AGC operation threshold (initial value AGCREF_0 is currently set) as shown in the following equation. Multiply by α. As a result, the AGC operation threshold decreases.
AGC operation threshold = AGCREF_0 · α
= AGCREF_0 ・ [CN] / [CN_0] (0 ≦ α ≦ 1)

上記式において、CN初期値CN_0は、例えば、事前評価用装置を用いて、隣接干渉が無い環境下で取得されたC/N推定値である。このため、当該自動利得制御装置10の実運用時においても、隣接干渉が無いときは、C/N推定値CNが初期設定値CN_0とほぼ一致するので、AGCREF補正係数αは'1'に近い値になる。一方、隣接干渉が有る時は、C/N推定値CNが隣接信号の受信レベル増加に伴って低下し、その低下に応じてAGCREF補正係数αも'1'から減少する。従って、AGC動作閾値を、その初期設定値AGCREF_0に対して、隣接信号の受信レベルに応じた減衰率(AGCREF補正係数)αで減衰させることができる。   In the above formula, the CN initial value CN_0 is a C / N estimated value obtained in an environment without adjacent interference using, for example, a prior evaluation device. For this reason, even when the automatic gain control apparatus 10 is actually used, when there is no adjacent interference, the C / N estimation value CN substantially matches the initial setting value CN_0, and therefore the AGCREF correction coefficient α is close to “1”. Value. On the other hand, when there is adjacent interference, the C / N estimated value CN decreases as the reception level of the adjacent signal increases, and the AGCREF correction coefficient α also decreases from “1” in accordance with the decrease. Therefore, the AGC operation threshold can be attenuated with respect to the initial setting value AGCREF_0 by an attenuation rate (AGCREF correction coefficient) α corresponding to the reception level of the adjacent signal.

図8Aは、AGC動作閾値補正後のA/D変換器の入力信号における、経過時間と振幅との関係を示す図である。図8Bは、AGC動作閾値補正後のA/D変換器の入力信号における、周波数と振幅との関係を示す図である。   FIG. 8A is a diagram showing a relationship between elapsed time and amplitude in the input signal of the A / D converter after AGC operation threshold correction. FIG. 8B is a diagram illustrating a relationship between frequency and amplitude in the input signal of the A / D converter after the AGC operation threshold correction.

AGC動作閾値の低下に伴い、AGC制御回路21は、受信信号レベルを更に絞る方向にAVGA13のゲインを制御する。これにより、図8Bに示す周波数特性において、受信希望信号のスペクトラム頭頂部における振幅レベルは、A'[dB]から更に低下し、S/Nが僅かに劣化する。しかしながら、図8Bに示す受信信号の時間特性において、振幅ピーク値がALM発動閾値βを下回る程度に減少するため、波形歪みの発生を抑制できる。   As the AGC operation threshold decreases, the AGC control circuit 21 controls the gain of the AVGA 13 so as to further reduce the reception signal level. As a result, in the frequency characteristics shown in FIG. 8B, the amplitude level at the peak of the spectrum of the desired signal to be received further decreases from A ′ [dB], and the S / N is slightly deteriorated. However, in the time characteristic of the received signal shown in FIG. 8B, the amplitude peak value decreases to a level lower than the ALM activation threshold value β, so that the occurrence of waveform distortion can be suppressed.

また、図8Bに示すように、受信信号の振幅ピーク値はALM解除閾値β'を下回ってない。このため、振幅歪み予測器30は、警報信号を'H'(ALM発動)の状態のまま保持する。ここで、ALM解除閾値生成器105は、下記式を用いてALM解除閾値β'を生成する。
β'=β・[CN]/[CN_0]
=β・α(0≦α≦1)
Further, as shown in FIG. 8B, the amplitude peak value of the received signal does not fall below the ALM cancellation threshold value β ′. For this reason, the amplitude distortion predictor 30 holds the alarm signal in the state of “H” (ALM activation). Here, the ALM cancellation threshold value generator 105 generates the ALM cancellation threshold value β ′ using the following equation.
β ′ = β · [CN] / [CN_0]
= β ・ α (0 ≦ α ≦ 1)

ただし、上記式において、CN_0の真値を[CN_0]とし、CNの真値を[CN]とし、ALM発動閾値βは初期設定されている。上記式に示す如く、ALM解除閾値β'は、ALM発動閾値βに対して、AGC動作閾値と同一のAGCREF補正係数(減衰率)αを乗算して算出される。   However, in the above equation, the true value of CN_0 is [CN_0], the true value of CN is [CN], and the ALM activation threshold value β is initially set. As shown in the above equation, the ALM release threshold value β ′ is calculated by multiplying the ALM activation threshold value β by the same AGCREF correction coefficient (attenuation rate) α as the AGC operation threshold value.

これにより、ALM発動閾値βのALM解除閾値β'に対する増加率は、AGCREF補正係数αで補正されたAGC動作閾値をその初期設定値AGCREF_0に戻したときにおける、A/D変換器17a、17bの入力信号の平均レベル増加率と同等になる。従って、所要の監視区間において、受信信号の振幅ピーク値が継続してALM解除閾値β'を下回った場合は、AGC動作閾値をその初期設定値AGCREF_0に戻す。これにより、A/D変換器17a、17bへの入力信号の平均レベルを増加させても、その信号の振幅ピーク値がALM発動閾値βを超える可能性は極めて低いと判断できる。   As a result, the increase rate of the ALM activation threshold value β with respect to the ALM release threshold value β ′ is determined by the A / D converters 17a and 17b when the AGC operation threshold value corrected by the AGCREF correction coefficient α is returned to the initial setting value AGCREF_0. It becomes equal to the average level increase rate of the input signal. Therefore, when the amplitude peak value of the received signal continuously falls below the ALM release threshold value β ′ in the required monitoring section, the AGC operation threshold value is returned to its initial setting value AGCREF — 0. Thereby, even if the average level of the input signals to the A / D converters 17a and 17b is increased, it can be determined that the possibility that the amplitude peak value of the signals exceeds the ALM activation threshold value β is extremely low.

図9Aは、図8Aに示す状態に対して隣接信号レベルが低下した時の、A/D変換器の入力信号における、経過時間と振幅との関係を示す図である。図9Bは、図8Bに示す状態に対して隣接信号レベルが低下した時の、A/D変換器の入力信号における、周波数と振幅との関係を示す図である。   FIG. 9A is a diagram showing the relationship between the elapsed time and the amplitude in the input signal of the A / D converter when the adjacent signal level is lowered with respect to the state shown in FIG. 8A. FIG. 9B is a diagram showing the relationship between the frequency and the amplitude in the input signal of the A / D converter when the adjacent signal level is lowered with respect to the state shown in FIG. 8B.

図9Bに示す周波数特性において、隣接信号のレベルが低下し、隣接信号から受信希望信号への干渉量も減少傾向にあるため、C/N推定値CNは増加する。一方、図9Aに示す受信信号の時間特性においても、振幅ピーク値が、隣接信号の受信レベル減少に伴って減少し、ALM解除閾値β'を下回っている。   In the frequency characteristics shown in FIG. 9B, the level of the adjacent signal decreases, and the amount of interference from the adjacent signal to the desired reception signal also tends to decrease, so the C / N estimated value CN increases. On the other hand, also in the time characteristic of the received signal shown in FIG. 9A, the amplitude peak value decreases as the reception level of the adjacent signal decreases, and is below the ALM release threshold β ′.

振幅歪み予測器30は、所要の監視区間において、受信希望信号の振幅ピーク値がALM解除閾値β'を下回る状態が継続する場合、警報信号の極性を'H'の状態から'L'の状態に変更する。AGCREF制御器34内部のAGCREF補正器204は、振幅歪み予測器30から出力される警報信号の極性が'H'の状態から'L'の状態へ変わった時点で、AGC動作閾値をその初期設定値AGCREF_0に戻す。   The amplitude distortion predictor 30 changes the polarity of the alarm signal from the “H” state to the “L” state when the state in which the amplitude peak value of the desired signal to be received falls below the ALM release threshold value β in the required monitoring section. Change to The AGCREF corrector 204 in the AGCREF controller 34 initializes the AGC operation threshold when the polarity of the alarm signal output from the amplitude distortion predictor 30 changes from the “H” state to the “L” state. Return to the value AGCREF_0.

図10Aは、AGC動作閾値をその初期設定値に戻したときの、A/D変換器の入力信号における、経過時間と振幅との関係を示す図である。図10Bは、AGC動作閾値をその初期設定値に戻したときの、A/D変換器の入力信号における、周波数と振幅との関係を示す図である。   FIG. 10A is a diagram showing a relationship between elapsed time and amplitude in the input signal of the A / D converter when the AGC operation threshold is returned to the initial setting value. FIG. 10B is a diagram illustrating a relationship between frequency and amplitude in the input signal of the A / D converter when the AGC operation threshold is returned to the initial setting value.

図10Bに示す周波数特性において、受信希望信号のスペクトラム頭頂部における振幅レベルが上昇し、S/Nが改善していることが分かる。一方、図10Aに示す受信信号の時間特性においては、振幅レベルが増加しているが、その振幅ピーク値が、ALM発動閾値βを超えていないため、波形歪みの発生が抑制できている。   In the frequency characteristics shown in FIG. 10B, it can be seen that the amplitude level at the top of the spectrum of the desired signal to be received is increased and the S / N is improved. On the other hand, in the time characteristic of the received signal shown in FIG. 10A, the amplitude level increases, but the amplitude peak value does not exceed the ALM activation threshold value β, so that the occurrence of waveform distortion can be suppressed.

以上、本実施の形態に係る自動利得制御装置10において、隣接干渉がない場合を想定してAGC動作閾値の初期設定値を決め、隣接干渉の度合いに応じてAGC動作閾値を適切に変更する。すなわち、隣接干渉の影響が大きい場合において、AGC動作閾値を低下させる。一方、隣接干渉がない場合、あるいは、隣接干渉の影響が小さい場合において、AGC動作閾値を初期設定値に戻す。これにより、受信信号のS/N劣化を最小限に抑えつつ、隣接干渉に伴う希望信号のピークレベル増加に起因する波形歪みを防止することが可能になる。   As described above, in automatic gain control apparatus 10 according to the present embodiment, the initial setting value of the AGC operation threshold is determined on the assumption that there is no adjacent interference, and the AGC operation threshold is appropriately changed according to the degree of adjacent interference. That is, when the influence of adjacent interference is large, the AGC operation threshold is lowered. On the other hand, when there is no adjacent interference or when the influence of adjacent interference is small, the AGC operation threshold is returned to the initial setting value. This makes it possible to prevent waveform distortion caused by an increase in the peak level of the desired signal due to adjacent interference while minimizing the S / N degradation of the received signal.

実施の形態2.
図11は、本発明の実施の形態2に係る自動利得制御装置の概略的なシステム構成を示すブロック図である。本実施の形態2に係る自動利得制御装置20は、上記実施の形態1に係る自動利得制御装置10の構成からC/N推定器32を除去した簡易な構成となっている。
Embodiment 2. FIG.
FIG. 11 is a block diagram showing a schematic system configuration of the automatic gain control apparatus according to the second embodiment of the present invention. The automatic gain control device 20 according to the second embodiment has a simple configuration in which the C / N estimator 32 is removed from the configuration of the automatic gain control device 10 according to the first embodiment.

図12は、本発明の実施の形態2に係るAGCREF制御器の外略的なシステム構成を示すブロック図である。本実施の形態2に係るAGCREF制御器22は、上記実施の形態1に係るAGCREF制御器34の構成からAGCREF補正係数算出器202を除去した構成となっている。   FIG. 12 is a block diagram showing a schematic system configuration of the AGCREF controller according to Embodiment 2 of the present invention. The AGCREF controller 22 according to the second embodiment has a configuration in which the AGCREF correction coefficient calculator 202 is removed from the configuration of the AGCREF controller 34 according to the first embodiment.

図13は、本発明の実施の形態2に係る振幅歪み予測器の概略的なシステム構成を示すブロック図である。本実施の形態2に係る振幅歪み予測器23は、上記実施の形態1に係る振幅歪み予測器30の構成からALM解除閾値生成器105を除去した構成となっている。   FIG. 13 is a block diagram showing a schematic system configuration of the amplitude distortion predictor according to Embodiment 2 of the present invention. The amplitude distortion predictor 23 according to the second embodiment has a configuration in which the ALM cancellation threshold value generator 105 is removed from the configuration of the amplitude distortion predictor 30 according to the first embodiment.

AGCREF補正器204に設定されるAGCREF_0及びAGCREF_minは、初期設定パラメータであり、事前評価用装置などにより決定される。例えば、AGCREF_0は、隣接信号が無い環境下において、事前評価用装置を用いて最適調整されたAGC動作閾値である。一方、AGCREF_minは、当該自動利得制御装置20の実運用時に想定される最大の隣接信号を加えた環境下において、事前評価用装置を用いて最適調整されたAGC動作閾値である(AGCREF_0>AGCREF_min)。ALM解除閾値β'は、初期設定されるALM発動閾値βを用いて下記式より算出される。β'=β・AGCREF_min/AGCREF_0   AGCREF_0 and AGCREF_min set in the AGCREF corrector 204 are initial setting parameters, and are determined by a device for preliminary evaluation or the like. For example, AGCREF_0 is an AGC operation threshold value that is optimally adjusted using an apparatus for prior evaluation in an environment where there is no adjacent signal. On the other hand, AGCREF_min is an AGC operation threshold value that is optimally adjusted using the prior evaluation device in an environment in which the maximum adjacent signal assumed in actual operation of the automatic gain control device 20 is added (AGCREF_0> AGCREF_min). . The ALM release threshold value β ′ is calculated from the following equation using the ALM activation threshold value β that is initially set. β ′ = β · AGCREF_min / AGCREF_0

なお、本実施の形態2において、他の構成は上記実施の形態1と略同一であることから、同一部分に同一符号を付して詳細な説明は省略する。   In addition, in this Embodiment 2, since another structure is substantially the same as the said Embodiment 1, the same code | symbol is attached | subjected to the same part and detailed description is abbreviate | omitted.

振幅ピーク検出器103は、A/D変換器17a、17bから出力されるDi信号及びDq信号を用いて、振幅値(Di+Dq1/2を計算する。そして、振幅ピーク検出器103は、所要の監視区間において、振幅値のピーク値を検出し、検出した振幅ピーク値をALM生成器104に対して出力する。The amplitude peak detector 103 calculates an amplitude value (Di 2 + Dq 2 ) 1/2 using the Di signal and the Dq signal output from the A / D converters 17a and 17b. Then, the amplitude peak detector 103 detects the peak value of the amplitude value in the required monitoring section, and outputs the detected amplitude peak value to the ALM generator 104.

ALM生成器104は、その出力である警報信号の極性の初期状態を'L'(ALM未発動)の状態とする。そして、ALM生成器104は、振幅ピーク検出器103から出力された振幅ピーク値とALM発動閾値βとを比較し、振幅ピーク値がALM発動閾値βを超えると警報信号の極性を'L'の状態から'H'の状態に変更する。   The ALM generator 104 sets the initial state of the polarity of the alarm signal that is the output to a state of “L” (ALM not activated). Then, the ALM generator 104 compares the amplitude peak value output from the amplitude peak detector 103 with the ALM activation threshold value β. When the amplitude peak value exceeds the ALM activation threshold value β, the polarity of the alarm signal is set to “L”. Change from state to 'H' state.

一方、警報信号が'H'(ALM発動)のとき、ALM生成器104は、振幅ピーク検出器103から出力された振幅ピーク値とALM解除閾値β'とを比較し、振幅ピーク値が所要の監視区間において継続してALM解除閾値β'を下回る場合に、警報信号の極性を'H'の状態から'L'に変更する。   On the other hand, when the alarm signal is “H” (ALM activation), the ALM generator 104 compares the amplitude peak value output from the amplitude peak detector 103 with the ALM release threshold β, and the amplitude peak value is the required value. When continuously falling below the ALM release threshold β in the monitoring section, the polarity of the alarm signal is changed from the “H” state to “L”.

AGCREF制御器22内部のAGCREF補正器204は、当該自動利得制御装置20の起動時において、AGC動作閾値の初期設定値をAGCREF_0とし、AGC制御回路21に出力する。AGCREF補正器204は、振幅歪み予測器23から出力される警報信号が'L'の状態から'H'の状態へ変わったとき、隣接干渉の影響が大きいと判断する。そして、AGCREF補正器204は、AGC動作閾値をAGCREF_minに切り替えて、A/D変換器17a、17bの入力レベルを減少させる。これにより、希望信号の波形歪みを防止することができる。   The AGCREF corrector 204 in the AGCREF controller 22 sets the initial setting value of the AGC operation threshold value to AGCREF_0 and outputs it to the AGC control circuit 21 when the automatic gain control device 20 is activated. The AGCREF corrector 204 determines that the influence of adjacent interference is large when the alarm signal output from the amplitude distortion predictor 23 changes from the “L” state to the “H” state. Then, the AGCREF corrector 204 switches the AGC operation threshold value to AGCREF_min and decreases the input levels of the A / D converters 17a and 17b. Thereby, waveform distortion of the desired signal can be prevented.

一方、AGCREF補正器204は、振幅歪み予測器23から出力される警報信号が'H'の状態から'L'の状態へ変わったとき、隣接干渉が無い、または、隣接干渉の影響が小さいと判断する。そして、AGCREF補正器204は、AGC動作閾値を初期設定値AGCREF_0に戻し、A/D変換器17a、17bの入力レベルを増加させる。これにより、希望信号のS/Nを初期状態とほぼ同程度に回復させることができる。   On the other hand, when the alarm signal output from the amplitude distortion predictor 23 changes from the “H” state to the “L” state, the AGCREF corrector 204 has no adjacent interference or the influence of the adjacent interference is small. to decide. Then, the AGCREF corrector 204 returns the AGC operation threshold value to the initial setting value AGCREF_0, and increases the input levels of the A / D converters 17a and 17b. Thereby, the S / N of the desired signal can be recovered to almost the same level as the initial state.

なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。なお、上記実施の形態において、復調回路に適用する場合について説明したが、これに限らず、変調回路に適用することも可能である。   Note that the present invention is not limited to the above-described embodiment, and can be changed as appropriate without departing from the spirit of the present invention. In the above embodiment, the case where the present invention is applied to the demodulation circuit has been described. However, the present invention is not limited to this, and the present invention can also be applied to the modulation circuit.

また、本発明は、上記自動利得制御装置10、20が実行する処理を、CPUにコンピュータプログラムを実行させることにより実現することも可能である。   The present invention can also realize the processing executed by the automatic gain control devices 10 and 20 by causing a CPU to execute a computer program.

プログラムは、様々なタイプの非一時的なコンピュータ可読媒体(non-transitory computer readable medium)を用いて格納され、コンピュータに供給することができる。非一時的なコンピュータ可読媒体は、様々なタイプの実体のある記録媒体(tangible storage medium)を含む。非一時的なコンピュータ可読媒体の例は、磁気記録媒体(例えばフレキシブルディスク、磁気テープ、ハードディスクドライブ)、光磁気記録媒体(例えば光磁気ディスク)、CD−ROM(Read Only Memory)、CD−R、CD−R/W、半導体メモリ(例えば、マスクROM、PROM(Programmable ROM)、EPROM(Erasable PROM)、フラッシュROM、RAM(random access memory))を含む。   The program may be stored using various types of non-transitory computer readable media and supplied to a computer. Non-transitory computer readable media include various types of tangible storage media. Examples of non-transitory computer-readable media include magnetic recording media (for example, flexible disks, magnetic tapes, hard disk drives), magneto-optical recording media (for example, magneto-optical disks), CD-ROMs (Read Only Memory), CD-Rs, CD-R / W and semiconductor memory (for example, mask ROM, PROM (Programmable ROM), EPROM (Erasable PROM), flash ROM, RAM (random access memory)) are included.

また、プログラムは、様々なタイプの一時的なコンピュータ可読媒体(transitory computer readable medium)によってコンピュータに供給されてもよい。一時的なコンピュータ可読媒体の例は、電気信号、光信号、及び電磁波を含む。一時的なコンピュータ可読媒体は、電線及び光ファイバ等の有線通信路、又は無線通信路を介して、プログラムをコンピュータに供給できる。   The program may also be supplied to the computer by various types of transitory computer readable media. Examples of transitory computer readable media include electrical signals, optical signals, and electromagnetic waves. The temporary computer-readable medium can supply the program to the computer via a wired communication path such as an electric wire and an optical fiber, or a wireless communication path.

上記実施の形態の一部又は全部は、以下の付記のようにも記載されうるが、以下には限られない。   A part or all of the above embodiment can be described as in the following supplementary notes, but is not limited thereto.

(付記1)
所定信号に対して復調又は変調を行う際に自動利得制御を行う自動利得制御装置であって、
前記所定信号のC/N推定値を算出する推定値算出手段と、
前記所定信号の所定区間における振幅のピーク値に基づいて、第1信号を生成する信号生成手段と、
前記推定値算出手段により算出されたC/N推定値と、前記信号生成手段により生成された前記第1信号と、に基づいて、前記自動利得制御の動作閾値を変更する動作閾値変更手段と、
前記動作閾値変更手段により変更された動作閾値と所定信号とを比較して、前記自動利得制御におけるゲインの制御を行う利得制御手段と、
を備える、ことを特徴とする自動利得制御装置。
(付記2)
(付記1)記載の自動利得制御装置であって、
前記信号生成手段は、前記所定信号の所定区間における振幅のピーク値を検出する振幅ピーク検出部と、前記振幅ピーク検出部により検出された振幅のピーク値と、第1閾値又は該第1閾値より小さい第2閾値とを比較して前記第1信号を生成する第1信号生成部と、を有し、
前記動作閾値変更手段は、前記推定値算出手段により算出されたC/N推定値と、前記信号生成手段により生成された前記第1信号の極性と、に基づいて、前記自動利得制御の動作閾値を変更する、ことを特徴とする自動利得制御装置。
(付記3)
(付記2)記載の自動利得制御装置であって、
前記第1信号生成部は、
前記振幅ピーク検出部により検出された振幅のピーク値が前記第1閾値を超えると、前記第1信号の極性を波形歪みが小さいことを示す第1の状態から波形歪みが大きいことを示す第2の状態に変更し、
所定期間において、前記振幅ピーク検出部により検出された振幅のピーク値が前記第2閾値よりも小さい状態が継続すると、前記第1信号の極性を前記第2の状態から前記第1の状態に変更する、ことを特徴とする自動利得制御装置。
(付記4)
(付記1)乃至(付記3)のうちいずれか記載の自動利得制御装置であって、
前記動作閾値変更手段は、
予め設定された前記C/N推定値の初期値と、前記推定値算出手段により算出されたC/N推定値と、に基づいて補正係数を算出する補正係数算出部と、
前記信号生成手段により生成された前記第1信号と、予め設定された前記動作閾値の初期値と、前記補正係数算出部により算出された補正係数と、を用いて前記動作閾値を補正する補正部と、
を有する、ことを特徴とする自動利得制御装置。
(付記5)
(付記4)記載の自動利得制御装置であって、
前記動作閾値の初期値は、波形歪みによるBER劣化が生じない範囲内で最大値に設定されており、該設定時における前記C/N推定値を前記C/N推定値の初期値に設定されている、ことを特徴とする自動利得制御装置。
(付記6)
(付記1)乃至(付記5)のうちいずれか記載の自動利得制御装置であって、
前記動作閾値の初期設定値は、前記所定信号の隣接干渉がない状態に基いて設定されており、
前記動作閾値変更手段は、前記隣接干渉の影響が大きい場合において、前記動作閾値を初期設定値から低下させ、前記隣接干渉がない場合、又は前記隣接干渉の影響が小さい場合において、前記動作閾値を前記初期設定値に戻す、ことを特徴とする自動利得制御装置。
(付記7)
(付記6)記載の自動利得制御装置であって、
前記動作閾値変更手段は、前記動作閾値を前記初期設定値に対して、前記所定信号に対する隣接信号の受信レベルに応じた減衰率で減衰させる、ことを特徴とする自動利得制御装置。
(付記8)
(付記3)記載の自動利得制御装置であって、
前記所定信号に対する隣接信号が無いとき、
前記第1信号生成部は、前記第1信号の極性を前記第1の状態に維持して、前記動作閾値変更手段に出力し、
前記動作閾値変更手段は、前記第1信号生成部から出力された前記第1の状態の第1信号に応じて、前記動作閾値を初期設定値に維持し前記利得制御手段に出力する、ことを特徴とする自動利得制御装置。
(付記9)
(付記3)記載の自動利得制御装置であって、
前記所定信号に対する隣接信号レベルが所定値以上に増加すると、
前記第1信号生成部は、前記第1信号の極性を前記第1の状態から第2の状態に変更して、前記動作閾値変更手段に出力し、
前記動作閾値変更手段は、前記第1信号生成部から出力された前記第2の状態の第1信号に応じて、前記動作閾値に補正係数を乗算して該動作閾値を低下させ前記利得制御手段に出力する、ことを特徴とする自動利得制御装置。
(付記10)
(付記1)乃至(付記9)のうちいずれか記載の自動利得制御装置であって、
前記所定信号は受信信号であり、
前記受信信号のうち所定周波数の受信信号を透過させる第1フィルタ手段と、
前記第1フィルタ手段により透過された受信信号を増幅する増幅手段と、
前記利得制御手段から出力される制御信号に従ってゲインを可変させ、中間周波数信号を出力するゲイン変更手段と、
前記ゲイン変更手段から出力された中間周波数信号をベースバンド信号に変換し、同相成分のDi信号と直交成分のDq信号とに分離する直交復調手段と、
前記直交復調手段により分離されたDi信号及びDq信号のうち所定周波数の受信信号を透過させる一対の第2フィルタ手段と、
前記各第2フィルタ手段により透過されたアナログ信号をデジタル信号に変換する一対のA/D変換手段と、
前記各A/D変換手段により変換されたデジタル信号に対してルートコサインロールオフフィルタ処理を行う一対の第3フィルタ手段と、
前記各第3フィルタ手段によりルートコサインロールオフフィルタ処理された信号に対して線形等化処理を行う線形等化手段と、
を更に備える、ことを特徴とする自動利得制御装置。
(付記11)
所定信号に対して復調又は変調を行う際に自動利得制御を行う自動利得制御方法であって、
前記所定信号のC/N推定値を算出するステップと、
前記所定信号の所定区間における振幅のピーク値に基づいて、第1信号を生成するステップと、
前記算出されたC/N推定値と、前記生成された前記第1信号と、に基づいて、前記自動利得制御の動作閾値を変更するステップと、
前記変更された動作閾値と所定信号とを比較して、前記自動利得制御におけるゲインの制御を行うステップと、
を含む、ことを特徴とする自動利得制御方法。
(付記12)
所定信号に対して復調又は変調を行う際に自動利得制御を行う自動利得制御プログラムであって、
前記所定信号のC/N推定値を算出する処理と、
前記所定信号の所定区間における振幅のピーク値に基づいて、第1信号を生成する処理と、
前記算出されたC/N推定値と、前記生成された前記第1信号と、に基づいて、前記自動利得制御の動作閾値を変更する処理と、
前記変更された動作閾値と所定信号とを比較して、前記自動利得制御におけるゲインの制御を行う処理と、
をコンピュータに実行させる、ことを特徴とする自動利得制御プログラム。
(Appendix 1)
An automatic gain control device that performs automatic gain control when demodulating or modulating a predetermined signal,
Estimated value calculating means for calculating a C / N estimated value of the predetermined signal;
Signal generating means for generating a first signal based on an amplitude peak value in a predetermined section of the predetermined signal;
An operating threshold value changing means for changing an operating threshold value of the automatic gain control based on the C / N estimated value calculated by the estimated value calculating means and the first signal generated by the signal generating means;
A gain control means for controlling the gain in the automatic gain control by comparing the operation threshold changed by the operation threshold changing means with a predetermined signal;
An automatic gain control device comprising:
(Appendix 2)
(Appendix 1) The automatic gain control device according to (1),
The signal generation means includes an amplitude peak detection unit that detects an amplitude peak value in a predetermined section of the predetermined signal, an amplitude peak value detected by the amplitude peak detection unit, and a first threshold value or the first threshold value. A first signal generator that generates a first signal by comparing with a small second threshold;
The operation threshold value changing means is based on the C / N estimated value calculated by the estimated value calculating means and the polarity of the first signal generated by the signal generating means. An automatic gain control device characterized by changing the value.
(Appendix 3)
(Supplementary Note 2) The automatic gain control apparatus according to (Appendix 2),
The first signal generator is
When the peak amplitude value detected by the amplitude peak detector exceeds the first threshold, the polarity of the first signal indicates that the waveform distortion is large from the first state indicating that the waveform distortion is small. To the state of
When a state in which the peak value of the amplitude detected by the amplitude peak detection unit is smaller than the second threshold value continues for a predetermined period, the polarity of the first signal is changed from the second state to the first state. An automatic gain control device characterized by:
(Appendix 4)
The automatic gain control device according to any one of (Appendix 1) to (Appendix 3),
The operation threshold value changing means includes
A correction coefficient calculation unit that calculates a correction coefficient based on a preset initial value of the C / N estimated value and a C / N estimated value calculated by the estimated value calculating unit;
A correction unit that corrects the operation threshold using the first signal generated by the signal generation unit, a preset initial value of the operation threshold, and a correction coefficient calculated by the correction coefficient calculation unit. When,
An automatic gain control device comprising:
(Appendix 5)
(Supplementary Note 4) The automatic gain control apparatus according to (Appendix 4),
The initial value of the operation threshold is set to the maximum value within a range where BER deterioration due to waveform distortion does not occur, and the C / N estimated value at the time of setting is set to the initial value of the C / N estimated value. An automatic gain control device characterized by that.
(Appendix 6)
The automatic gain control device according to any one of (Appendix 1) to (Appendix 5),
The initial setting value of the operation threshold is set based on a state where there is no adjacent interference of the predetermined signal,
The operation threshold value changing means lowers the operation threshold value from an initial setting value when the influence of the adjacent interference is large, and sets the operation threshold value when there is no adjacent interference or when the influence of the adjacent interference is small. An automatic gain control device that returns to the initial set value.
(Appendix 7)
(Supplementary note 6) The automatic gain control apparatus according to (Appendix 6),
The automatic gain control device, wherein the operation threshold value changing unit attenuates the operation threshold value with respect to the initial set value at an attenuation rate corresponding to a reception level of an adjacent signal with respect to the predetermined signal.
(Appendix 8)
(Supplementary Note 3) The automatic gain control device according to (Appendix 3),
When there is no adjacent signal to the predetermined signal,
The first signal generation unit maintains the polarity of the first signal in the first state and outputs the first signal to the operation threshold value changing unit;
The operation threshold changing means maintains the operation threshold at an initial set value according to the first signal in the first state output from the first signal generation unit, and outputs to the gain control means. An automatic gain control device.
(Appendix 9)
(Supplementary Note 3) The automatic gain control device according to (Appendix 3),
When the adjacent signal level with respect to the predetermined signal increases to a predetermined value or more,
The first signal generation unit changes the polarity of the first signal from the first state to the second state, and outputs the first signal to the operation threshold value changing unit.
The operation threshold value changing unit reduces the operation threshold value by multiplying the operation threshold value by a correction coefficient in accordance with the first signal in the second state output from the first signal generation unit. An automatic gain control device characterized by:
(Appendix 10)
The automatic gain control device according to any one of (Appendix 1) to (Appendix 9),
The predetermined signal is a received signal;
First filter means for transmitting a reception signal of a predetermined frequency among the reception signals;
Amplifying means for amplifying the received signal transmitted by the first filter means;
Gain changing means for varying the gain according to the control signal output from the gain control means, and outputting an intermediate frequency signal;
A quadrature demodulating means for converting the intermediate frequency signal output from the gain changing means into a baseband signal and separating the signal into a in-phase component Di signal and a quadrature component Dq signal;
A pair of second filter means for transmitting a reception signal of a predetermined frequency among the Di signal and the Dq signal separated by the orthogonal demodulation means;
A pair of A / D conversion means for converting the analog signal transmitted by each of the second filter means into a digital signal;
A pair of third filter means for performing root cosine roll-off filter processing on the digital signal converted by each of the A / D conversion means;
Linear equalization means for performing linear equalization processing on the signal subjected to the root cosine roll-off filter processing by each third filter means;
An automatic gain control device further comprising:
(Appendix 11)
An automatic gain control method for performing automatic gain control when demodulating or modulating a predetermined signal,
Calculating a C / N estimate of the predetermined signal;
Generating a first signal based on an amplitude peak value in a predetermined section of the predetermined signal;
Changing an operation threshold value of the automatic gain control based on the calculated C / N estimated value and the generated first signal;
Comparing the changed operating threshold value with a predetermined signal and performing gain control in the automatic gain control;
An automatic gain control method comprising:
(Appendix 12)
An automatic gain control program for performing automatic gain control when demodulating or modulating a predetermined signal,
Processing for calculating a C / N estimated value of the predetermined signal;
A process of generating a first signal based on an amplitude peak value in a predetermined section of the predetermined signal;
A process of changing an operation threshold value of the automatic gain control based on the calculated C / N estimated value and the generated first signal;
A process of comparing the changed operating threshold with a predetermined signal and performing gain control in the automatic gain control;
An automatic gain control program for causing a computer to execute.

この出願は、2012年6月21日に出願された日本出願2012−139617を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。   This application claims the priority on the basis of Japanese application 2012-139617 for which it applied on June 21, 2012, and takes in those the indications of all here.

本発明は、例えば、多値QAM変調を用いたデジタル無線通信システム全般に適用可能である。   The present invention is applicable to, for example, all digital wireless communication systems using multilevel QAM modulation.

1、10、20 自動利得制御装置
2 推定値算出手段
3 信号生成手段
4 動作閾値変更手段
5 利得制御手段
11 BPF
12 パワーアンプ
13 AVGA
14 直交復調器
15 局部発振器
16a、16b LPF
17a、17b A/D変換器
18a、18b ROF
19 線形等化器
21 AGC制御回路
30 振幅歪み予測器
32 C/N推定器
34 AGCREF制御器
103 振幅ピーク検出器
104 ALM生成器
105 ALM解除閾値生成器
202 AGCREF補正係数算出器
204 AGCREF補正器
1, 10, 20 Automatic gain control device 2 Estimated value calculating means 3 Signal generating means 4 Operation threshold changing means 5 Gain control means 11 BPF
12 Power amplifier 13 AVGA
14 Quadrature demodulator 15 Local oscillator 16a, 16b LPF
17a, 17b A / D converter 18a, 18b ROF
DESCRIPTION OF SYMBOLS 19 Linear equalizer 21 AGC control circuit 30 Amplitude distortion predictor 32 C / N estimator 34 AGCREF controller 103 Amplitude peak detector 104 ALM generator 105 ALM cancellation | release threshold value generator 202 AGCREF correction coefficient calculator 204 AGCREF corrector

Claims (10)

所定信号に対して復調又は変調を行う際に自動利得制御を行う自動利得制御装置であって、
前記所定信号のC/N推定値を算出する推定値算出手段と、
前記所定信号の所定区間における振幅のピーク値に基づいて、第1信号を生成する信号生成手段と、
前記推定値算出手段により算出されたC/N推定値と、前記信号生成手段により生成された前記第1信号と、に基づいて、前記自動利得制御の動作閾値を変更する動作閾値変更手段と、
前記動作閾値変更手段により変更された動作閾値と所定信号とを比較して、前記自動利得制御におけるゲインの制御を行う利得制御手段と、
を備える、ことを特徴とする自動利得制御装置。
An automatic gain control device that performs automatic gain control when demodulating or modulating a predetermined signal,
Estimated value calculating means for calculating a C / N estimated value of the predetermined signal;
Signal generating means for generating a first signal based on an amplitude peak value in a predetermined section of the predetermined signal;
An operating threshold value changing means for changing an operating threshold value of the automatic gain control based on the C / N estimated value calculated by the estimated value calculating means and the first signal generated by the signal generating means;
A gain control means for controlling the gain in the automatic gain control by comparing the operation threshold changed by the operation threshold changing means with a predetermined signal;
An automatic gain control device comprising:
請求項1記載の自動利得制御装置であって、
前記信号生成手段は、前記所定信号の所定区間における振幅のピーク値を検出する振幅ピーク検出部と、前記振幅ピーク検出部により検出された振幅のピーク値と、第1閾値又は該第1閾値より小さい第2閾値とを比較して前記第1信号を生成する第1信号生成部と、を有し、
前記動作閾値変更手段は、前記推定値算出手段により算出されたC/N推定値と、前記信号生成手段により生成された前記第1信号の極性と、に基づいて、前記自動利得制御の動作閾値を変更する、ことを特徴とする自動利得制御装置。
The automatic gain control device according to claim 1,
The signal generation means includes an amplitude peak detection unit that detects an amplitude peak value in a predetermined section of the predetermined signal, an amplitude peak value detected by the amplitude peak detection unit, and a first threshold value or the first threshold value. A first signal generator that generates a first signal by comparing with a small second threshold;
The operation threshold value changing means is based on the C / N estimated value calculated by the estimated value calculating means and the polarity of the first signal generated by the signal generating means. An automatic gain control device characterized by changing the value.
請求項2記載の自動利得制御装置であって、
前記第1信号生成部は、
前記振幅ピーク検出部により検出された振幅のピーク値が前記第1閾値を超えると、前記第1信号の極性を波形歪みが小さいことを示す第1の状態から波形歪みが大きいことを示す第2の状態に変更し、
所定期間において、前記振幅ピーク検出部により検出された振幅のピーク値が前記第2閾値よりも小さい状態が継続すると、前記第1信号の極性を前記第2の状態から前記第1の状態に変更する、ことを特徴とする自動利得制御装置。
The automatic gain control device according to claim 2,
The first signal generator is
When the peak amplitude value detected by the amplitude peak detector exceeds the first threshold, the polarity of the first signal indicates that the waveform distortion is large from the first state indicating that the waveform distortion is small. To the state of
When a state in which the peak value of the amplitude detected by the amplitude peak detection unit is smaller than the second threshold value continues for a predetermined period, the polarity of the first signal is changed from the second state to the first state. An automatic gain control device characterized by:
請求項1乃至3のうちいずれか1項記載の自動利得制御装置であって、
前記動作閾値変更手段は、
予め設定された前記C/N推定値の初期値と、前記推定値算出手段により算出されたC/N推定値と、に基づいて補正係数を算出する補正係数算出部と、
前記信号生成手段により生成された前記第1信号と、予め設定された前記動作閾値の初期値と、前記補正係数算出部により算出された補正係数と、を用いて前記動作閾値を補正する補正部と、
を有する、ことを特徴とする自動利得制御装置。
The automatic gain control device according to any one of claims 1 to 3,
The operation threshold value changing means includes
A correction coefficient calculation unit that calculates a correction coefficient based on a preset initial value of the C / N estimated value and a C / N estimated value calculated by the estimated value calculating unit;
A correction unit that corrects the operation threshold using the first signal generated by the signal generation unit, a preset initial value of the operation threshold, and a correction coefficient calculated by the correction coefficient calculation unit. When,
An automatic gain control device comprising:
請求項4記載の自動利得制御装置であって、
前記動作閾値の初期値は、波形歪みによるBER劣化が生じない範囲内で最大値に設定されており、該設定時における前記C/N推定値を前記C/N推定値の初期値に設定されている、ことを特徴とする自動利得制御装置。
The automatic gain control device according to claim 4, wherein
The initial value of the operation threshold is set to the maximum value within a range where BER deterioration due to waveform distortion does not occur, and the C / N estimated value at the time of setting is set to the initial value of the C / N estimated value. An automatic gain control device characterized by that.
請求項1乃至5のうちいずれか1項記載の自動利得制御装置であって、
前記動作閾値の初期設定値は、前記所定信号の隣接干渉がない状態に基いて設定されており、
前記動作閾値変更手段は、前記隣接干渉の影響が大きい場合において、前記動作閾値を初期設定値から低下させ、前記隣接干渉がない場合、又は前記隣接干渉の影響が小さい場合において、前記動作閾値を前記初期設定値に戻す、ことを特徴とする自動利得制御装置。
An automatic gain control device according to any one of claims 1 to 5,
The initial setting value of the operation threshold is set based on a state where there is no adjacent interference of the predetermined signal,
The operation threshold value changing means lowers the operation threshold value from an initial setting value when the influence of the adjacent interference is large, and sets the operation threshold value when there is no adjacent interference or when the influence of the adjacent interference is small. An automatic gain control device that returns to the initial set value.
請求項6記載の自動利得制御装置であって、
前記動作閾値変更手段は、前記動作閾値を前記初期設定値に対して、前記所定信号に対する隣接信号の受信レベルに応じた減衰率で減衰させる、ことを特徴とする自動利得制御装置。
The automatic gain control device according to claim 6,
The automatic gain control device, wherein the operation threshold value changing unit attenuates the operation threshold value with respect to the initial set value at an attenuation rate corresponding to a reception level of an adjacent signal with respect to the predetermined signal.
請求項3記載の自動利得制御装置であって、
前記所定信号に対する隣接信号レベルが所定値以上に増加すると、
前記第1信号生成部は、前記第1信号の極性を前記第1の状態から第2の状態に変更して、前記動作閾値変更手段に出力し、
前記動作閾値変更手段は、前記第1信号生成部から出力された前記第2の状態の第1信号に応じて、前記動作閾値に補正係数を乗算して該動作閾値を低下させ前記利得制御手段に出力する、ことを特徴とする自動利得制御装置。
The automatic gain control device according to claim 3,
When the adjacent signal level with respect to the predetermined signal increases to a predetermined value or more,
The first signal generation unit changes the polarity of the first signal from the first state to the second state, and outputs the first signal to the operation threshold value changing unit.
The operation threshold value changing unit reduces the operation threshold value by multiplying the operation threshold value by a correction coefficient in accordance with the first signal in the second state output from the first signal generation unit. An automatic gain control device characterized by:
所定信号に対して復調又は変調を行う際に自動利得制御を行う自動利得制御方法であって、
前記所定信号のC/N推定値を算出し、
前記所定信号の所定区間における振幅のピーク値に基づいて、第1信号を生成し、
前記算出されたC/N推定値と、前記生成された前記第1信号と、に基づいて、前記自動利得制御の動作閾値を変更し、
前記変更された動作閾値と所定信号とを比較して、前記自動利得制御におけるゲインの制御を行う、
ことを特徴とする自動利得制御方法。
An automatic gain control method for performing automatic gain control when demodulating or modulating a predetermined signal,
Calculating a C / N estimate of the predetermined signal;
Generating a first signal based on a peak value of an amplitude in a predetermined section of the predetermined signal;
Based on the calculated C / N estimated value and the generated first signal, the operation threshold of the automatic gain control is changed,
Comparing the changed operation threshold value with a predetermined signal, and performing gain control in the automatic gain control,
And an automatic gain control method.
所定信号に対して復調又は変調を行う際に自動利得制御を行う自動利得制御プログラムを格納するコンピュータ可読媒体であって、
前記所定信号のC/N推定値を算出する処理と、
前記所定信号の所定区間における振幅のピーク値に基づいて、第1信号を生成する処理と、
前記算出されたC/N推定値と、前記生成された前記第1信号と、に基づいて、前記自動利得制御の動作閾値を変更する処理と、
前記変更された動作閾値と所定信号とを比較して、前記自動利得制御におけるゲインの制御を行う処理と、
をコンピュータに実行させる自動利得制御プログラムを格納するコンピュータ可読媒体。
A computer readable medium storing an automatic gain control program for performing automatic gain control when demodulating or modulating a predetermined signal,
Processing for calculating a C / N estimated value of the predetermined signal;
A process of generating a first signal based on an amplitude peak value in a predetermined section of the predetermined signal;
A process of changing an operation threshold value of the automatic gain control based on the calculated C / N estimated value and the generated first signal;
A process of comparing the changed operating threshold with a predetermined signal and performing gain control in the automatic gain control;
A computer-readable medium for storing an automatic gain control program for causing a computer to execute.
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