JPWO2003065498A1 - High frequency circuit module and wireless communication device - Google Patents

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俊 今井
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Abstract

セルラー電話機等に組み込まれる高周波回路モジュールであり、高周波回路モジュールの出力信号を検出する方向性結合器にカップリング機能の他にインピーダンス変換機能を持たせたものである。高周波送信信号を増幅する少なくとも初段及び最終段を含む複数個の増幅段による増幅系を複数有し、上記各増幅系の最終段の出力を検出する相互に独立した方向性結合器を有する高周波回路モジュールであって、上記方向性結合器は上記各増幅系の最終段のインピーダンス整合回路部分に設けられ、上記方向性結合器の主線路の線路幅と、上記制御端子へ供給されるべき制御信号を形成する信号を出力するところの上記方向性結合器の副線路の線路幅は、相互に異なる幅になっている。A high-frequency circuit module incorporated in a cellular telephone or the like, in which a directional coupler that detects an output signal of a high-frequency circuit module is provided with an impedance conversion function in addition to a coupling function. A high-frequency circuit having a plurality of amplification systems by a plurality of amplification stages including at least a first stage and a final stage for amplifying a high-frequency transmission signal, and having mutually independent directional couplers for detecting the output of the final stage of each amplification system The directional coupler is provided in the impedance matching circuit portion of the final stage of each amplification system, and the line width of the main line of the directional coupler and the control signal to be supplied to the control terminal The line widths of the sub-lines of the directional coupler that outputs the signal forming the line are different from each other.

Description

技術分野
本発明は高周波回路モジュール及びその高周波回路モジュールを組み込んだ無線通信機に関し、特に高周波電力増幅器（パワーアンプ）の出力を高精度に制御して安定した出力で通信する無線通信技術に適用して有効な技術に関する。
背景技術
自動車電話，携帯電話機等の無線通信機（移動通信機）の送信機の送信側出力段には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やＧａＡｓ−ＭＥＳ（Ｍｅｔａｌ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）ＦＥＴ等を多段に組み込んだ増幅器が組み込まれている。
一般に、携帯電話機では使用環境に合わせて基地局からのパワーコントロール信号によって周囲環境に適応するように出力を変えて通話を行い、他の携帯電話機との間で混信を生じさせないようなシステムが構築されている。
例えば、デジタル携帯電話システムでは他との混信を避けるため、携帯端末（携帯電話機）に発信パワーを交信に必要な最小限の出力となるように基地局からパワーコントロール信号が送られている。ＭＯＳＦＥＴ等のＦＥＴを用いた高周波パワーアンプを使用している端末内部では基地局からのパワーコントロール信号によりベースバンド部のマイクロコンピュータ（マイコン）から高周波パワーアンプの出力をモニターして、高周波パワーアンプの制御端子に印加するパワー制御信号（Ｖａｐｃ）を変化させて出力（パワー）を調整している。
高周波電力増幅器（高周波パワーアンプ）については、日経ＢＰ社発行「日経エレクトロニクス」１９９７年１月２７日号、Ｐ１１５〜Ｐ１２６に記載されている。この文献には、北米の９００ＭＨｚ帯のセルラー方式携帯電話の標準方式や欧州のＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）方式について記載されている。
また、日立評論社発行「日立評論」Ｖｏｌ．７９，Ｎｏ．１１（１９９７）、Ｐ６３〜Ｐ６８には「ディジタルセルラ規格“ＧＳＭ／ＥＧＳＭ”用高周波部アナログ信号処理ＩＣ」について記載されている。この文献には方向性結合器によるパワー検出信号によってパワーアンプモジュールを制御するブロック図が開示されている。
方向性結合器（カプラー）については、例えば、総合電子出版社、「マイクロ波回路の基礎とその応用」、１９９７年７月１０日、Ｐ１９１〜Ｐ１９３に記載されている。この文献には分布結合形方向性結合器（カプラー）について記載されている。
一方、工業調査会発行「電子材料」１９９９年４月号、Ｐ９１〜Ｐ９５には、１６０８型移動体通信用セラミック積層ローパスフィルタおよび方向性結合器について記載されている。これらローパスフィルタおよび方向性結合器は単体部品となっている。
他方、特表平８−５０５７５１号公報には、セルラー電話における増幅器の最終段の出力整合部にカプラーを組み込んだ技術が開示されている。この文献に記載されている技術は以下のとおりである。即ち、送信機出力信号が流れる伝送ライン（順方向経路伝送ライン）に一部の箇所に沿って延在する伝送ライン（結合経路伝送ライン）には、複数のダイオード，インダクタ，抵抗，容量で構成される電力検出回路が組み込まれ、結合経路伝送ラインに発生する送信機出力信号の反射信号を消滅させるとともに、電力検出信号が温度の変化と共に変化しないようにする構成となっている。この電力検出回路には、２個のホットキャリアダイオード、３個のインダクタ、７個の抵抗及び３個の容量が使用されている。また、カプラーは２０ｄＢでの結合で、挿入損失はほぼ０．１ｄＢ低減する構成になっている。
また、特願２０００−３２５７６７号には、誘電体基板の中段または表面と中段に誘電体層を介して一部が所定の長さで重なるように配置される第１線路及び第２線路を有する方向性結合器が開示されている。この方向性結合器は、重なって配置される第１線路の線路幅と第２線路の線路幅は異なる構造となり、パワー検出が高精度に行える構成になっている。
セルラー電話システムでは、他との混信を避けるため、基地局から携帯端末（携帯電話機）に発信パワーを交信に必要な最小限の出力となるようにコントロール信号（パワーコントロール信号）が送られる。このコントロール信号に基づいて動作するＡＰＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路によって、送信側出力段の高周波パワーアンプは、その出力が制御され、通話に必要な出力となるようにゲート電圧が制御される。このため、パワーアンプ部のパワーを検出する回路を必要としている。
高周波電力増幅器の出力を検出するために方向性結合器が使用されるが、単体の方向性結合器を外付け部品として組み込む方法はコストが高くなる。
また、方向性結合器として、高周波パワーアンプを形成する誘電体基板にλ／４線路を形成するマイクロストリップライン構成やストリップライン構成が採用されている。この構造は、前記各文献からも分かるように、▲１▼送信経路となる主線路に沿って、検出用線路となる副線路を所定の長さ並列に配置される構造または重なる構造、▲２▼主線路に副線路を蛇行させるように重ね合わせる構造等が知られている。
しかし、従来のこの種の方向性結合器では、特性インピーダンスが所定ｄＢでの結合（例えば、２０ｄＢ）であったり、５０Ω整合を取った後段での結合である。この結果、整合回路部分と方向性結合器をそれぞれ独立した領域として形成されるため、高周波回路モジュールが大型化してしまう。
一方、前記特表平８−５０５７５１号公報に記載の技術は、順方向経路伝送ラインは直線であったり、Ｕ字状である。また、この順方向経路伝送ラインに重なる結合経路伝送ラインは、曲がりくねった形状（蛇行）であったり、二股に分岐し再び結合するパターンとなる。従って、これらの組み合わせによるカプラーは、その面積が大きくなる。また、カプラーによるインピーダンス変化で生じる反射を、副線路のインダクタ，容量，抵抗による整合回路（電力検出回路）で打ち消す構成になっている。しかし、この電力検出回路は多数の電子部品で構成するため製造コストが高くなる。
そこで、本発明者は、特性インピーダンスの整合部分にカプラーを設け、このカプラーにカップリング機能（検波機能）とインピーダンス変換機能（整合機能）を共に有する構成とすることによって高周波回路モジュールの小型化が達成できることに気がつき本発明をなした。
本発明の目的は、出力検出を行う方向性結合器を有する高周波回路モジュールの小型化を達成することにある。
本発明の他の目的は、出力を高精度に検出できる方向性結合器を有する高周波回路モジュールを提供することにある。
本発明の他の目的は、マイクロストリップラインやストリップラインに副線路を配置して方向性結合器を構成する配線基板における配線基板の小型化を図ることにある。
本発明の他の目的は、出力を高精度にモニターして安定した通信を行うことができる無線通信機を提供することにある。
本発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面からあきらかになるであろう。
発明の開示
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記のとおりである。
（１）高周波送信信号を増幅する少なくとも初段及び最終段を含む複数個の増幅段による増幅系を複数有し、上記各増幅系の最終段の出力を検出する相互に独立した方向性結合器を有し、上記各方向性結合器のパワー検出信号とパワーコントロール信号を受け、上記各増幅系の各増幅段にパワー制御信号を供給する出力制御回路とを有する高周波回路モジュールであって、上記方向性結合器は上記各増幅系の最終段のインピーダンス整合回路部分に設けられ、上記方向性結合器の主線路の線路幅と、上記制御端子へ供給されるべき制御信号を形成する信号を出力するところの上記方向性結合器の副線路の線路幅は、相互に異なる幅になっていることを特徴とする。
上記方向性結合器の上記主線路の信号入力部分のインピーダンス値は上記主線路の信号出力部分のインピーダンス値よりも小さく、上記方向性結合器の上記主線路の信号入力部分のインピーダンス値と、上記主線路の信号出力部分のインピーダンス値の差は１０Ω前後以内であり、上記主線路の信号出力部分のインピーダンス値は５０Ωよりも１Ωに満たない僅かに小さな値になっている。
上記方向性結合器は、上記増幅系等が設けられる誘電体基板の表面（主線路）と中層（副線路）に誘電体を介して重なるように配置される主線路と副線路で形成され、上記主線路と副線路のうち、細い線路（副線路）はその両側縁が太い線路（主線路）の両側縁の内側に位置している。
前記（１）の手段によれば、（ａ）高周波回路モジュールの出力端子の特性インピーダンスを、例えば、５０Ωとする場合、このインピーダンス値に揃えるための整合回路部分（例えば、マイクロストリップライン）に方向性結合器（カプラー）を組み込んだ構成になり、従来のようにインピーダンス整合部分の後に方向性結合器を配置する構成に比較してマイクロストリップラインを形成する配線基板の面積を小さくすることができる。この結果、高周波回路モジュールの小型化が達成できる。
（ｂ）高周波回路モジュール内への方向性結合器の一体化と、一体化した高周波回路モジュールの小型化によって、この高周波回路モジュールを組み込んだ無線通信機の組み立て部品数の低減から無線通信機の小型化及びコスト低減が達成できる。
（ｃ）上記（ａ）により、整合回路及びカプラーでの伝送損失量を小さくできることから、高周波回路モジュールの高出力・高効率化が達成できるとともに、この高周波回路モジュールを組み込んだ無線通信機の高出力・高効率化及び安定した通信が達成できる。
（ｄ）カプラーの主線路の信号入力部分のインピーダンス値は、主線路の信号出力部分のインピーダンス値よりも小さく、カプラーの主線路の信号入力部分のインピーダンス値と、主線路の信号出力部分のインピーダンス値の差は１０Ω前後以内と小さくなり、かつ主線路の信号出力部分のインピーダンス値は５０Ωよりも１Ωに満たない僅かに小さな値になっていることから、インピーダンス変換に伴う高周波信号の伝送損失量の抑制並びにパワー検出の高精度化が図られ、主線路を伝送する高周波出力信号と、カプラー副線路を伝送するパワー検出信号の安定化が達成できる。
（ｅ）副線路の両側縁は主線路の両側縁から外側にはみだすことなく内側に位置していることから、副線路の線路幅全域は確実に主線路に対面できることになり、高精度なパワー検出が行えるようになる。従って、この高周波回路モジュールを組み込んだ無線通信機では安定した通信が行える。
（ｆ）従来の高周波回路モジュールの整合回路部分を殆ど変更することなく、主線路及び副線路のインピーダンスを最適設計することにより、所望のカプラー特性を有する小型・低損失カプラーを提供することができる。
発明を実施するための最良の形態
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。なお、発明の実施の形態を説明するための全図において、同一機能を有するものは同一符号を付け、その繰り返しの説明は省略する。
（実施形態１）
図１乃至図１１は本発明の一実施形態（実施形態１）である高周波回路モジュール（高周波電力増幅器）に係わる図である。高周波回路モジュールとは、本明細書では少なくとも高周波電力増幅器（高周波パワーアンプ：ＰＡ）を含むモジュールである。本実施形態１では高周波回路モジュールに方向性結合器（カプラー）が組み込まれている。
図１（ａ）は高周波回路モジュールにおける一部のインピーダンス整合部分及び方向性結合器を含む一部の回路図である。図１（ａ）は高周波回路モジュール（高周波電力増幅器：ＰＡ）の出力端子であるドレイン端子（ＰＡｄｒａｉｎ）から出力端子（ＰＡｏｕｔ）に至る整合回路を含む回路を示す。ＰＡｄｒａｉｎはインダクタＬ及び容量Ｃを介して電源電圧Ｖｄｄに接続されるとともに、伝送線路Ｌ３，Ｌ２，Ｌ１、容量Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３、抵抗Ｒを介してＰＡｏｕｔに接続されている。
また、ＰＡｏｕｔに最も近い伝送線路Ｌ１には方向性結合器（カプラー）５が設けられている。即ちＬ１が主線路３となり、この主線路３に誘電体を介して重なる副線路４によってカプラー５が形成されている。即ち、本実施形態１では、整合回路の一部がカプラー５を構成することになる。この構成は後述する他の実施形態でも同様である。
カプラー５は、図３（ａ）乃至（ｄ）のいずれかの構成によって構成されている。図３は本発明において採用可能なカプラー構造例を模式的に示すものである。
高周波回路モジュールの本体部分を構成する配線基板は、複数の誘電体板（例えば、セラミック板）を積層して焼結して一体とした構造になっている。各誘電体板は、その表面または表裏面にパターニングした導体層が設けられるとともに、導体が充填された孔（スルーホール）を有している。従って、上下の導体層は所定箇所のスルーホールを介して電気的に接続され、配線基板の表面や内部にはそれぞれ配線が形成される構造になっている。
図３（ａ）〜（ｄ）は表面に所定パターンの導体層２を有する３枚の誘電体板１を重ね合わせて形成された配線基板１０を模式的に示した一部の断面図である。
図３（ａ），（ｂ）は配線基板１０の下面にグランド（ＧＮＤ）を有するマイクロストリップライン構成のカプラー５である。図３（ａ）は配線基板１０の表面の主線路３の幅に対して配線基板１０内に設けられる副線路４の幅が狭くなった例であり、図３（ｂ）は配線基板１０の表面の主線路３の幅に対して配線基板１０内に設けられる副線路４の幅が広くなった例である。細い線路は太い線路の縁から外側に外れることがないように、例えば、両線路の中心線が一致して重なるような設計となっている。これにより、カップリングが確実・高精度になり、カップリング特性が向上する。
図３（ｃ），（ｄ）は配線基板１０の上下面にグランド（ＧＮＤ）を有するストリップライン構成のカプラー５である。図３（ｃ）は配線基板１０内の上層の主線路３の幅に対して配線基板１０内の下層の副線路４の幅が狭くなった例であり、図３（ｄ）は配線基板１０内の上層の主線路３の幅に対して配線基板１０内の下層の副線路４の幅が広くなった例である。細い線路は太い線路の縁から外側に外れることがないように、例えば、両線路の中心線が一致して重なるような設計となっている。これにより、カップリングが確実・高精度になり、カップリング特性が向上する。
本発明は、図３（ａ）乃至（ｄ）に示すいずれの構成のカプラー５に対しても適用可能である。本実施形態１ではストリップライン構成において、送信経路となる主線路に副線路を誘電体層を介して重ねるように配置してカプラーを構成した例（ストリップライン構成カプラー）について説明する。
図１（ａ）は高周波回路モジュールにおける一部のインピーダンス整合部分及び方向性結合器を含む一部の回路図であり、図１（ｂ）はＰＡｏｕｔからＰＡｄｒａｉｎに至るインピーダンス軌跡を示す模式図である。高周波回路モジュールの出力端子のインピーダンス値は５０Ωであり、伝送線路Ｌ１、即ちカプラー５を構成する主線路３の入力側の位置（Ｚｂ）から出力端子を見たインピーダンス値は４０Ω程度となり、主線路３の出力側の位置（Ｚａ）から出力端子を見たインピーダンス値は５０Ω弱となる。
このように、インピーダンス値が高周波回路モジュールの出力端子の５０Ωに近いインピーダンス領域にカプラー５を配置することによって、インピーダンス変換に伴う高周波信号の伝送損失量が抑制でき、主線路を伝送する高周波出力信号と、カプラー副線路を伝送するパワー検出信号の安定化を図ることができる。
整合回路の一部を利用してカプラー５を形成する構造となることから、整合回路とカプラーを別々に形成する場合に比較して面積が小さくなり、配線基板１０の小型化が達成できる。
また、後に詳述するが、整合回路の一部を利用してカプラー５を形成する構造となることから、損失が低減される。
図２は整合回路のラインインピーダンスの違いによる図１のインピーダンス軌跡との違いを示すための模式図である。この軌跡から整合回路に用いる伝送線路のインピーダンスは、１０Ω程度の低いものより３０Ω程度のものが整合を取り易く、より適したインピーダンスであることが分かる。
つぎに、図４乃至図６を参照しながら、より具体的な例について説明する。この例では、高周波回路モジュール２０として、図４に示すように高周波電力増幅器（ＰＡ）と、方向性結合器（カプラー）５を一体化した例について説明する。図４は無線通信機の一部を示すブロック図であり、高周波信号処理ＩＣ（ＲＦｌｉｎｅａｒ）２６からアンテナ（Ａｎｔｅｎｎａ）３１までの部分を示す。
アンテナ３１は送信受信切換スイッチ３０に接続され、この送信受信切換スイッチ３０と高周波信号処理ＩＣ２６との間には送信系回路と受信系回路が設けられている。
送信系回路は、高周波信号処理ＩＣ２６に接続される高周波回路モジュール２０、高周波回路モジュール２０に接続され送信受信切換スイッチ３０のａ端子３０ａに接続されるフィルター（Ｆｉｌｔｅｒ）２９、高周波信号処理ＩＣ２６に接続されるＣＰＵ２７、ＣＰＵ２７及び高周波回路モジュール２０に接続されるＡＰＣ回路２８とを有する。
受信系回路は、送信受信切換スイッチ３０のｂ端子３０ｂに接続されるコンデンサＣ、このコンデンサに接続される受信端子、この受信端子に接続されるフィルター（Ｆｉｌｔｅｒ）３２、このフィルター３２に接続され高周波信号処理ＩＣ２６に接続される低雑音アンプ（ＬＮＡ）３３を有する。
送信受信切換スイッチ３０は、切換端子ｃｏｎｔｒｏｌに入力される信号によってａ端子３０ａまたはｂ端子３０ｂがオン・オフ状態に切り替わる。
高周波回路モジュール２０は、その外観は図示しないが、配線基板１０（図６参照）の上面にキャップが重ねられ、外観的には偏平な矩形体構造になっている。また、配線基板の下面から側面に亘って外部電極端子がそれぞれ設けられ、表面実装型となっている。
外部電極端子は、図４〜図６に示すように、入力端子Ｐｉｎ，出力端子Ｐｏｕｔ，制御端子Ｖａｐｃ，パワー検出端子ＶｄｅｔＯＵＴ，参照電位端子Ｖｒｅｆ，電源電位端子Ｖｄｄ，基準電位端子ＧＮＤを有する。
高周波電力増幅器（ＰＡ）２５には、入力端子Ｐｉｎから信号が供給され、出力が出力端子Ｐｏｕｔに出力される。ＰＡ２５の出力側の整合回路（ＭＮ：Ｍａｔｃｈｉｎｇ Ｎｅｔｗｏｒｋ）３４にはカプラー５が組み込まれている。即ち、前述のように、ＰＡ２５の最終段のドレイン端子に接続される整合回路を構成する主線路３に対して、副線路４が誘電体を介して重なるように配置されてカプラー５が形成される。この副線路４の一端はパワー検出端子ＶｄｅｔＯＵＴに接続され、他端は抵抗Ｒを介して基準電位端子ＧＮＤに接続されている。
高周波信号処理ＩＣ２６から高周波送信信号と制御信号が送り出され、高周波送信信号は高周波回路モジュール２０の入力端子Ｐｉｎに供給され、制御信号はＣＰＵ２７に供給される。ＣＰＵ２７から出力されるパワーコントロール信号はＡＰＣ回路（ＡＰＣ）２８に供給される。
ＡＰＣ回路２８は上記パワーコントロール信号とパワー検出端子からのパワー検出信号を受け、制御端子Ｖａｐｃに制御信号を供給する。この制御信号はＰＡ２５の各増幅段に供給され、信号の増幅がなされる。
送信時には切換端子ｃｏｎｔｒｏｌからの切換信号によって送信受信切換スイッチ３０のａ端子３０ａがオンの状態になり、アンテナ３１から電波が放射される。受信時には送信受信切換スイッチ３０のｂ端子３０ｂがオンの状態になり、アンテナ３１で受信した受信信号が高周波信号処理ＩＣ２６に運ばれる。
図５は高周波回路モジュール２０の等価回路図である。図５の等価回路で示すように、入力端子Ｐｉｎと出力端子Ｐｏｕｔ間には、複数のトランジスタ（たとえば電界効果トランジスタ）が順次従属接続されて多段構成の増幅系（増幅段）を構成している。本例では、従属接続されるトランジスタは、特に限定はされないが、初段トランジスタ（初段増幅段）Ｑ１と、最終段トランジスタ（最終段増幅段）Ｑ２とする２段構成になっている。最終段増幅段の出力線路部分には主線路（カプラー主線路）３及び副線路（カプラー副線路）４によって方向性結合器５が形成されている。
制御端子Ｖａｐｃは各トランジスタＱ１，Ｑ２のゲート電極（第１の端子）に分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３を介して接続されている。電源電位端子Ｖｄｄは、バイアスコンデンサＣ９によって電位を確保される状態で各トランジスタＱ１，Ｑ２のドレイン電極（第２の端子）にそれぞれ接続されている。
方向性結合器５の副線路４の一端は抵抗Ｒ５を介して参照電位端子Ｖｒｅｆに接続されるとともに、ダイオードＤ１を介してパワー検出端子ＶｄｅｔＯＵＴに接続されている。回路中、整合回路や電位確保のため、各所にコンデンサＣ１〜Ｃ９や抵抗Ｒ４が組み込まれている。また、図５において示す長方形部分は伝送線路を示すものである。
図６（ａ）は配線基板１０の平面図であり、配線を構成する導体層２や、上下の導体層２を電気的に接続するスルーホールに充填された導体６（図中黒丸部分）のレイアウトパターンや各電子部品の搭載状態を示す図である。トランジスタＱ１，Ｑ２の各電極はワイヤ７を介して所定の導体層２に電気的に接続されている。図中点々を施した部分はＧＮＤ配線である。
送信経路となる主線路３の幅は、検出用線路となる副線路４よりも広くなっている。また、副線路４の両側縁は主線路３の両側縁から外側にはみだすことなく内側に位置している。これにより、確実に出力電圧の検出が可能になる。なお、細い線路が主線路であり、太い線路が副線路であるカプラー構成であってもよい。
また、図６（ａ）では、カプラー部分はマイクロストリップライン構成になっているが、図６（ｂ）に示すようにストリップライン構成のものであっても良い。
つぎに、カップリングについて説明する。先ず、図７及び図８を参照しながらストリップライン（Ｓｔｒｉｐ ｌｉｎｅ）とカップリングストリップライン（Ｃｏｕｐｌｅｄ Ｓｔｒｉｐ ｌｉｎｅ）について説明する。
図７（ａ）は送信経路となる主線路３のみを有するストリップライン構造（ａ）であり、カップリング構造とはなっていない構造である。即ち、複数枚の誘電体板を重ねて形成された誘電体１ａの表裏面にグランド（ＧＮＤ）を有し、中層に主線路３を有する構造である。
ここで、主線路３の幅をＷとし、主線路３と上層のＧＮＤとの距離をｂ１とし、主線路３と下層のＧＮＤとの距離をｂ２とする。一例として、Ｗ＝０．４ｍｍ、ｂ１＝ｂ２＝０．１５ｍｍ、線路長Ｌは３ｍｍとし、誘電体１ａの誘電率εは９．１である。また、主線路３や副線路４を構成する導体層は銅をベースとした低抵抗導体材で形成され、その厚さは１０μｍ程度である。
図７（ｂ）は送信経路となる主線路３と、検波機能を構成する副線路４を誘電体１ａの中層に所定距離離して重ねるようにしたカプラー５を構成するカップリングストリップライン構造（ｂ）であり、本発明に係わる構造である。
ここで、主線路３の幅をＷ１とし、副線路４の幅をＷ２とし、主線路３と上層のＧＮＤとの距離をｔ１とし、副線路４と下層のＧＮＤとの距離をｔ３とし、主線路３と副線路４との間隔をｔ２とする。一例として、Ｗ１＝０．４ｍｍ、Ｗ２＝０．２ｍｍ、ｔ１＝ｔ２＝ｔ３＝０．１５ｍｍ、線路長Ｌは３ｍｍとし、誘電体１ａの誘電率εは９．１である。
このような条件のもとにシミュレーション解析した結果を、図８（ａ）〜（ｃ）に示す。
図８（ａ），（ｂ）は、ストリップライン構造（ａ）とカップリングストリップライン構造（ｂ）の反射特性の実数部（Ｍａｇ）と虚数部（Ｐｈａｓｅ）とを比較した図であり、図８（ｃ）は伝送特性の比較（Ｓ２１）である。横軸は周波数（ＧＨｚ）である。ここで、Ｓ２１は５０Ω系で見た場合の線路損失量である。
主線路３下に副線路４を付加してカプラー５を構成し、副線路４のインピーダンスを最適調整（Ｗ２，ｔ２，ｔ３を変化）することにより、周波数が４ＧＨｚ程度以下で従来のストリップライン部を変えることなく、所望のカップラー特性を持った低損失カプラーを実現できる。
即ち、図７（ａ）に示す従来のストリップライン構造（ａ）において、Ｗ＝０．４ｍｍ、ｂ１＝ｂ２＝０．１５ｍｍ、線路長Ｌは３ｍｍとした構造に対応させて、図７（ｂ）に示す本発明によるカップリングストリップライン構造（ｂ）において、Ｗ２＝０．２ｍｍ、ｔ２＝ｔ３＝０．１５ｍｍとすると、反射特性の実数部（Ｍａｇ）と虚数部（Ｐｈａｓｅ）は、図８（ａ），（ｂ）に示すような特性を示し、伝送特性は図８（ｃ）に示すような特性を示す。そして、使用態様によっても異なるが、例えば、周波数が４ＧＨｚ以下ではストリップライン構造（ａ）と遜色なく使用できる。
つぎに、ストリップライン構成のカプラー特性について説明する。図９（ａ）は図７（ｂ）と略同じ図であるが、便宜上副線路４の幅を主線路３の幅と同じ幅で描いてある。ここでは、ｔ１，ｔ２，ｔ３を固定し、いずれも０．１５ｍｍとし、周波数９００ＭＨｚで−２０ｄＢのカップリング量を持った状態において、主線路３の幅Ｗ１を０．２ｍｍ、０．４ｍｍ、０．６ｍｍと変化させた場合での副線路４の幅Ｗ２の違いによる特性をそれぞれシミュレーション解析した。
図９（ｂ）は副線路４の幅Ｗ２に違いによる主線路インピーダンスＺ１（Ω）の変化を示す。図１０は前記の条件のもと副線路幅Ｗ２と線路長Ｌ（ｍｍ）との相関を示す特性図である。図１１は前記の条件のもと副線路幅Ｗ２と主線路損失量Ｓ２１（ｄＢ）との相関を示す特性図である。
主線路の幅（インピーダンス）に対し、ある副線路の幅（インピーダンス）にて線路長、線路損失量が最小となる最適値が存在する。また線路長が最小となる主線路３の幅Ｗ１のものが線路損失量も最小とはならず、線路長と線路損失量にはトレードオフの関係が見られる。図９（ｂ），図１０，図１１における矢印で示す領域ｕが、図９（ａ）に示す条件において、実用に値する数値域である。
これらのグラフから、主線路３の幅Ｗ１を０．２ｍｍとした場合、副線路４の幅Ｗ２は０．２〜０．５ｍｍ程度に最適値があると考えられ、使用態様によって副線路４の幅Ｗ２は０．２〜０．５ｍｍ程度が使用できる。
本実施形態１の高周波回路モジュール及びその高周波回路モジュールを組み込んだ無線通信機においては、以下の効果を有する。
（１）高周波回路モジュール２０の出力端子の特性インピーダンスを、例えば、５０Ωとする場合、このインピーダンス値に揃えるための整合回路部分（例えば、ストリップライン）に方向性結合器（カプラー）５を組み込んだ構成になり、従来のようにインピーダンス整合部分の後に方向性結合器を配置する構成に比較してストリップラインを形成する配線基板１０の面積を小さくすることができる。この結果、高周波回路モジュール２０の小型化が達成できる。
（２）高周波回路モジュール２０内へのカプラー５の一体化と、カプラー５を一体化した高周波回路モジュール２０の小型化によって、この高周波回路モジュール２０を組み込んだ無線通信機の組み立て部品数の低減から無線通信機の小型化及びコスト低減が達成できる。
（３）上記（１）により、整合回路及びカプラーでの伝送損失量を小さくできることから、高周波回路モジュール２０の高出力・高効率化が達成できるとともに、この高周波回路モジュール２０を組み込んだ無線通信機の高出力・高効率化及び安定した通信が達成できる。
（４）カプラー５の主線路３の信号入力部分のインピーダンス値は、主線路３の信号出力部分のインピーダンス値よりも小さく、カプラー５の主線路３の信号入力部分のインピーダンス値と、主線路３の信号出力部分のインピーダンス値の差は１０Ω前後以内と小さくなり、かつ主線路３の信号出力部分のインピーダンス値は５０Ωよりも１Ωに満たない僅かに小さな値になっていることから、インピーダンス変換に伴う高周波信号の伝送損失量の抑制並びにパワー検出の高精度化が図られ、主線路を伝送する高周波出力信号と、カプラー副線路を伝送するパワー検出信号の安定化が達成できる。
（５）副線路４の両側縁は主線路３の両側縁から外側にはみだすことなく内側に位置していることから、副線路４の線路幅全域は確実に主線路３に対面できることになり、高精度なパワー検出が行えるようになる。従って、この高周波回路モジュール２０を組み込んだ無線通信機では安定した通信が行える。
（６）従来の高周波回路モジュールの整合回路部分を殆ど変更することなく、主線路３及び副線路４のインピーダンスを最適設計することにより、所望のカプラー特性を有する小型・低損失カプラー５を提供することができる。
（７）無線通信機に組み込む高周波回路モジュールとしては、主線路をモジュールの整合素子の一部として組み込むことができる故に部品削減，損失低減なる効果が得られる。
（実施形態２）
図１２乃至図１７は本発明の他の実施形態（実施形態２）の高周波回路モジュールに係わる図である。
本実施形態２では、配線基板の表層に主線路を形成するとともに、この主線路の真下に誘電体層を介して重なるように副線路を配置してカプラーを構成した構造、即ちマイクロストリップライン構成となっている。
ここで、マイクロストリップライン構成のカプラーの特性について、図１２乃至図１４を参照しながら説明する。図１２乃至図１４は実施形態１の図９乃至図１１に対応するものである。
図１２（ａ）は図３（ａ）と略同じ図であるが、便宜上副線路４の幅を主線路３の幅と同じ幅で描いてある。複数の誘電体板で構成した誘電体１ａの表面には幅Ｗ１の主線路３を設け、主線路３の真下には誘電体層を介して幅Ｗ２の副線路４が重なるように設けてある。また、誘電体１ａの下面にはＧＮＤが形成され、マイクロストリップライン構成の主線路３と副線路４によるカプラー５が形成されている。
主線路３と副線路４との距離をｔ１とし、副線路４と下層のＧＮＤとの距離をｔ２とする。ここでは、ｔ１，ｔ２を固定し、いずれも０．１５ｍｍとし、周波数９００ＭＨｚで−２０ｄＢのカップリング量を持った状態において、主線路３の幅Ｗ１を０．２ｍｍ、０．４ｍｍ、０．６ｍｍと変化させた場合での副線路４の幅Ｗ２の違いによる特性をそれぞれシミュレーション解析した。また、主線路３や副線路４を構成する導体層は銅をベースとした低抵抗導体材で形成され、その厚さは１０μｍ程度である。
図１２（ｂ）は副線路４の幅Ｗ２の違いによる主線路インピーダンスＺ１（Ω）の変化を示す。図１３は前記の条件のもと副線路幅Ｗ２と線路長Ｌ（ｍｍ）との相関を示す特性図である。図１４は前記の条件のもと副線路幅Ｗ２と主線路損失量Ｓ２１（ｄＢ）との相関を示す特性図である。
前記ストリップライン構成と同様であるが、主線路の幅（インピーダンス）に対し、ある副線路の幅（インピーダンス）にて線路長、線路損失量が最小となる最適値が存在する。また線路長が最小となる主線路３の幅Ｗ１のものが線路損失量も最小とはならず、線路長と線路損失量にはトレードオフの関係が見られる。図１２（ｂ），図１３，図１４における矢印で示す領域ｕが、図１２（ａ）に示す条件において、実用に値する数値域である。
これらのグラフから、主線路３の幅Ｗ１を０．４ｍｍとした場合、副線路４の幅Ｗ２は０．３〜０．７ｍｍ程度に最適値があると考えられ、使用態様によって副線路４の幅Ｗ２は０．３〜０．７ｍｍ程度が使用できる。
図１５乃至図１７はマイクロストリップライン構成のカプラーを組み込んだ配線基板１０の各層を示す一部の模式図である。図１５は配線基板１０の主線路３が設けられる第１層（表面：上面）を示す模式図、図１６は副線路４が設けられる第２層の透視図、図１７はＧＮＤが設けられる透視図である。ここでは搭載部品の説明は省略する。
このようにマイクロストリップライン構成のカプラー５においても前記実施形態１と同様の効果を得ることができる。即ち、マイクロストリップラインを形成する配線基板１０の面積を小さくすることができ、高周波回路モジュール２０の小型化が達成できる。また、この高周波回路モジュール２０を組み込んだ無線通信機の組み立て部品数の低減から無線通信機の小型化及びコスト低減が達成できる。さらに、整合回路及びカプラーでの伝送損失量を小さくできることから、高周波回路モジュール２０の高出力・高効率化が達成できるとともに、この高周波回路モジュール２０を組み込んだ無線通信機の高出力・高効率化及び安定した通信が達成できる。
なお、本実施形態では主線路３を太くし、副線路４を細くしたが、細い線路が主線路であり、太い線路が副線路４である構成としてもよい。
（実施形態３）
図１８は本発明の他の実施形態（実施形態３）である無線通信機の一部を示す回路図である。本実施形態３ではＧＳＭ通信方式の発展型であるＥＤＧＥ（Ｅｎｈａｎｃｅｄ Ｄａｔａ ｒａｔｅｓ ｆｏｒ ＧＳＭ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）通信方式に本発明を適用したものである。
一般にＥＤＧＥ通信方式ではバイアスは一定で入力信号をコントロールする方式が提案されている。従って、ＰＡ２５の出力をカプラー５によって検出した検出信号（カップリング情報）をＰＡ２５の入力にフィードバックする際、電力増幅器への入力信号をコントロールするＡＧＣ（Ａｕｔｏ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）アンプ４１が必要となる。また、カプラー５からの検出信号とベースバンドのＤＡＣ（ｄｉｇｉｔａｌ ｔｏ ａｎａｌｏｇｕｅ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）／Ｒａｍｐ ｄａｔａは比較回路４２で比較されるとともに、その出力信号は抵抗Ｒと容量Ｃとからなる時間遅延を生じさせる切換えスイッチ４３を介してＡＧＣアンプ４１に入力される。ＡＧＣアンプ４１にはＥＤＧＥシステムからの変調信号がＶＣＯ（電圧制御発振器）を介して入力される。
本発明によるカプラー５はこのような通信方式においても、ＰＡ２５とカプラー５を一体化した高周波回路モジュール２０として適用できる。
比較回路部は基本的には、現状のＧＳＭ方式（ＧＭＳＫ変調方式：Ｇａｕｓｓｉａｎ ｆｉｌｔｅｒｅｄ Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）と略同じであるが、ＥＤＧＥ方式の場合、高速データ通信のため、パルスに乗った振幅変調成分を矩形状のパルスにして入力部へフィードバックする必要がある。
そのパルスを矩形状にする一つの例として、時定数をもたせた回路（波形を鈍らせる）があり、この例では時間遅延を生じさせる切換えスイッチ４３がそれに相当する。
従って、この時間遅延を生じさせる切換えスイッチ４３は、ＥＤＧＥ通信方式の場合ではＲ，Ｃが機能するように、またＧＭＳＫ（現状のＧＳＭ）通信方式ではＲ，Ｃが機能しないような切換えになっている。
本実施形態３においても、実施形態１及び実施形態２と同様な効果を得ることができる。即ち、マイクロストリップラインを形成する配線基板１０の面積を小さくすることができ、高周波回路モジュール２０の小型化が達成できる。また、この高周波回路モジュール２０を組み込んだ無線通信機の組み立て部品数の低減から無線通信機の小型化及びコスト低減が達成できる。さらに、整合回路及びカプラーでの伝送損失量を小さくできることから、高周波回路モジュール２０の高出力・高効率化が達成できるとともに、この高周波回路モジュール２０を組み込んだ無線通信機の高出力・高効率化及び安定した通信が達成できる。
（実施形態４）
図１９は本発明の他の実施形態（実施形態４）である無線通信機の一部を示す回路図である。本実施形態４ではＥＤＧＥ通信方式等の次世代の高速データ通信に本発明を適用したものである。
一般に電力増幅器を電源電圧Ｖｄｄでコントロールする方式は、出力電力に線形性（リニアリティ）を持たせることができるため、Ｖａｐｃコントロール方式に比べカプラーが不要になる等、回路の小型化が可能になる。しかし、ＥＤＧＥ通信方式等次世代の高速データ通信では、出力信号のフィードバック（具体的には出力信号の位相情報）が必要になり、本発明によるカプラーを用いたコントロール方式が必須になる。
図１９は本実施形態４による回路構成の概略を示す。この回路では、カプラー５からの出力検出信号とＰＡ２５に入力する信号の一部とを比較する比較回路４２に入力した後、そこからの出力信号が電源電圧（Ｖｄｄ）コントロール回路４６に入力され、ＰＡ２５の出力信号をコントロールする。
本実施形態４においても、実施形態３と同様な効果を得ることができる。
（実施形態５）
図２０は本発明の他の実施形態（実施形態５）であるデュアルバンド通信方式の高周波回路モジュールを組み込んだ無線通信機の一部を示すブロック図である。図２０は実施形態１と同様に無線通信機の一部を示すブロック図であり、高周波信号処理ＩＣ（ＲＦｌｉｎｅａｒ）２６からアンテナ（Ａｎｔｅｎｎａ）３１までの部分を示す。
デュアルバンド通信方式は、二つの通信系（送信系ｄと受信系ｇ、送信系ｅと受信系ｈ）を有する。各送信系ｄ，ｅ及び各受信系ｇ，ｈは実施形態１と略同じであるが、二つの通信系の送信受信切換スイッチ３０，３０’はデュプレクサ３５に接続されるとともに、このデュプレクサ３５にアンテナ３１が接続されている。また、二つの送信系ｄ，ｅにおいては一つのＡＰＣ回路２８を共用する構造になっている。一方の通信系（送信系ｄと受信系ｇ）は実施形態１の図４と同じ符号で示し、他方の通信系（送信系ｅと受信系ｈ）は符号にダッシュ記号（’）を付してある。
このような無線通信機において、高周波回路モジュールは、前記実施形態１乃至実施形態４のいずれかの構成を採用することができる。そして、各構成の高周波回路モジュールにおける二つの送信系ｄ，ｅの部分には、それぞれ実施形態１で説明した構成のカプラー５が組み込まれている。
即ち、二つの送信系ｄ，ｅにおけるそれぞれのカプラー５，５’は、高周波電力増幅器（ＰＡ）２５，２５’の出力を検出する。そして、各カプラー５，５’の主線路３，３’と副線路４，４’は誘電体を介して重なり合う構造となっている。また、副線路４，４’は、その線路幅が主線路３，３’の線路幅よりも狭くなり、副線路４，４’の両側縁が主線路３，３’の両側縁から外側にはみだすことなく内側に位置する構造になっている。
従って、副線路４，４’はその線路幅全域が確実に主線路３，３’に対面することから、確実かつ高精度に主線路３，３’を流れる電流の出力を検出することができる。
このようなカプラー５，５’を内蔵して高周波回路モジュールの出力を制御する無線通信機では、安定した通信が可能になる。
以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。
即ち、前記実施形態ではカプラー（方向性結合器）として重ね型について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、並列型にも適用できる。即ち、裏面にＧＮＤを有する誘電体基板の表面に主線路と副線路を並べて配置する構造に対しても適用できる。例えば、マイクロストリップライン構成の場合、主線路の線路幅と副線路の線路幅は相互に異なっている。例えば、主線路の線路幅は副線路の線路幅よりも広くなっている。この構造によれば、主線路の線路幅を自由に選択して所定のインピーダンスを得るようにした後、副線路の線路幅及び主線路と副線路との線路間隔並びにその両者がカップリングする線路長を最適設計することにより、所望のカプラー特性を有する小型・低損失カプラーを得ることができる。
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野である携帯電話機等無線通信機について説明したが、それに限定されるものではなく、例えば、自動車電話等他の移動通信機などにも適用できる。
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下記のとおりである。
（１）出力検出を行う方向性結合器を有する高周波回路モジュールの小型化が達成できる。
（２）出力を高精度に検出できる方向性結合器を有する高周波回路モジュールを提供することができる。
（３）マイクロストリップラインやストリップラインに副線路を配置して方向性結合器を構成する配線基板における配線基板の小型化を図ることができる。
（４）出力を高精度にモニターして安定した通信を行うことができる無線通信機を提供することができる。
産業上の利用可能性
以上のように、本発明にかかる高周波回路モジュールは、セルラー電話機を始めとする無線通信機において、出力を高精度に検出するものとして利用できる。特に、出力を検出するカプラーにおいてはカップリング機能の他にインピーダンス整合機能を有する構成になっていて、カプラーの小型が図れる。この結果、高周波回路モジュールが小型になり、この高周波回路モジュールを組み込んだ無線通信機の小型・軽量化が可能になる。
【図面の簡単な説明】
図１は本発明の一実施形態（実施形態１）である高周波回路モジュールにおける一部のインピーダンス整合部分及び方向性結合器を含む一部の回路図と、インピーダンス軌跡を示す模式図である。
図２は整合回路のラインインピーダンスの違いによる図１のインピーダンス軌跡との違いを示すための模式図である。
図３は本発明において採用可能な複数のカプラー構造例を示す模式的断面図である。
図４は本実施形態１の高周波回路モジュールを組み込んだ無線通信機の一部を示すブロック図である。
図５は本実施形態１の高周波回路モジュールの等価回路図である。
図６は本実施形態１の高周波回路モジュールの配線基板（誘電体基板）の表面上の電子部品のレイアウトの概略を示す平面図及びカプラー部分の別の実施形態断面を示す模式図である。
図７は整合回路に用いる従来の線路とカプラー線路を示す模式的断面図である。
図８は上記従来の線路とカプラー線路の特性を示すグラフである。
図９はストリップライン構成のカプラーの模式的断面図と、カプラーを構成する主線路や副線路等の寸法変化に伴う主線路インピーダンスの変化を示すグラフである。
図１０は図９のカプラーにおいて、カプラーを構成する主線路や副線路等の寸法変化に伴う線路長の変化を示すグラフである。
図１１は図９のカプラーにおいて、カプラーを構成する主線路や副線路等の寸法変化に伴う主線路損失量の変化を示すグラフである。
図１２は本発明の他の実施形態（実施形態２）である高周波回路モジュールにおけるマイクロストリップライン構成のカプラーの模式的断面図と、カプラーを構成する主線路や副線路等の寸法変化に伴う主線路インピーダンスの変化を示すグラフである。
図１３は図１２のカプラーにおいて、カプラーを構成する主線路や副線路等の寸法変化に伴う線路長の変化を示すグラフである。
図１４は図１２のカプラーにおいて、カプラーを構成する主線路や副線路等の寸法変化に伴う主線路損失量の変化を示すグラフである。
図１５はマイクロストリップライン構成の配線基板における第１層の一部を示す模式図である。
図１６はマイクロストリップライン構成の配線基板における第２層の一部を示す模式的透視図である。
図１７はマイクロストリップライン構成の配線基板における第３層の一部を示す模式的透視図である。
図１８は本発明の他の実施形態（実施形態３）である無線通信機の一部を示す回路図である。
図１９は本発明の他の実施形態（実施形態４）である無線通信機の一部を示す回路図である。
図２０は本発明の他の実施形態（実施形態５）であるデュアルバンド通信方式の高周波回路モジュールを組み込んだ無線通信機の一部を示すブロック図である。Technical field
The present invention relates to a high-frequency circuit module and a wireless communication device incorporating the high-frequency circuit module, and more particularly to application to a wireless communication technique for controlling the output of a high-frequency power amplifier (power amplifier) with high accuracy and communicating with a stable output. Technology.
Background art
MOSFET (Metal Oxide Field Effect Transistor), GaAs-MES (Metal Semiconductor), etc. are incorporated in multiple stages in the transmitter output stage of the transmitter of a radio communication device (mobile communication device) such as an automobile phone or a mobile phone. An amplifier is incorporated.
In general, in mobile phones, a power control signal from the base station is used according to the usage environment to change the output to adapt to the surrounding environment, and a system that does not cause interference with other mobile phones is constructed. Has been.
For example, in a digital cellular phone system, in order to avoid interference with others, a power control signal is sent from the base station so that the transmission power is the minimum output necessary for communication with the portable terminal (cell phone). Inside the terminal using a high frequency power amplifier using FET such as MOSFET, the output of the high frequency power amplifier is monitored from the baseband microcomputer by the power control signal from the base station. The output (power) is adjusted by changing the power control signal (Vapc) applied to the control terminal.
The high-frequency power amplifier (high-frequency power amplifier) is described in “Nikkei Electronics”, January 27, 1997 issue, P115 to P126, issued by Nikkei BP. This document describes a standard system for a cellular system cellular phone in the 900 MHz band in North America and a GSM (Global System for Mobile Communications) system in Europe.
In addition, “Hitachi Critic” Vol. 79, no. 11 (1997), P63 to P68, describes “a high frequency part analog signal processing IC for digital cellular standard“ GSM / EGSM ””. This document discloses a block diagram for controlling a power amplifier module by a power detection signal from a directional coupler.
The directional coupler (coupler) is described in, for example, General Electronic Publishing Company, “Basics of Microwave Circuits and Their Applications”, July 10, 1997, P191 to P193. This document describes a distributed coupled directional coupler (coupler).
On the other hand, “Electronic Materials”, April 1999 issue, P91 to P95, published by the Industrial Research Council, describes a 1608 type ceramic laminated low-pass filter for mobile communication and a directional coupler. These low-pass filter and directional coupler are single components.
On the other hand, Japanese Patent Laid-Open No. 8-505751 discloses a technique in which a coupler is incorporated in an output matching section at the final stage of an amplifier in a cellular telephone. The technique described in this document is as follows. That is, a transmission line (coupled path transmission line) extending along a part of a transmission line (forward path transmission line) through which a transmitter output signal flows is composed of a plurality of diodes, inductors, resistors, and capacitors. The power detection circuit is incorporated so that the reflected signal of the transmitter output signal generated in the coupling path transmission line is extinguished and the power detection signal does not change with a change in temperature. In this power detection circuit, two hot carrier diodes, three inductors, seven resistors and three capacitors are used. The coupler is coupled at 20 dB, and the insertion loss is reduced by about 0.1 dB.
Japanese Patent Application No. 2000-325767 has a first line and a second line that are arranged so as to partially overlap each other at a predetermined length via a dielectric layer on the middle or surface of the dielectric substrate. A directional coupler is disclosed. This directional coupler has a structure in which the line width of the first line and the line width of the second line that are arranged to be different are different, and power detection can be performed with high accuracy.
In the cellular telephone system, in order to avoid interference with others, a control signal (power control signal) is transmitted from the base station to the mobile terminal (mobile phone) so that the transmission power is the minimum output necessary for communication. An APC (Automatic Power Control) circuit that operates based on the control signal controls the output of the high-frequency power amplifier at the transmission-side output stage, and the gate voltage is controlled so that the output is necessary for a call. For this reason, a circuit for detecting the power of the power amplifier section is required.
Although a directional coupler is used to detect the output of the high-frequency power amplifier, the method of incorporating a single directional coupler as an external component increases the cost.
As the directional coupler, a microstrip line configuration or a strip line configuration in which a λ / 4 line is formed on a dielectric substrate forming a high frequency power amplifier is employed. As can be seen from the above documents, this structure is as follows: (1) A structure in which sub-lines that serve as detection lines are arranged in parallel for a predetermined length along the main line that serves as a transmission path, or (2) A structure is known in which the main line is overlapped so that the sub line meanders.
However, in this type of conventional directional coupler, the characteristic impedance is coupling at a predetermined dB (for example, 20 dB), or coupling at a subsequent stage after matching 50Ω. As a result, since the matching circuit portion and the directional coupler are formed as independent regions, the high-frequency circuit module is increased in size.
On the other hand, in the technique described in the above-mentioned Japanese translation of PCT publication No. 8-505571, the forward path transmission line is straight or U-shaped. In addition, the coupling path transmission line overlapping the forward path transmission line has a meandering shape (meandering), or has a pattern of bifurcating and rejoining. Accordingly, the area of the coupler by these combinations becomes large. In addition, the reflection caused by the impedance change by the coupler is canceled by a matching circuit (power detection circuit) using the inductor, capacitance, and resistance of the sub line. However, since this power detection circuit is composed of a large number of electronic components, the manufacturing cost increases.
Therefore, the present inventor can reduce the size of the high-frequency circuit module by providing a coupler in the matching portion of the characteristic impedance, and providing the coupler with a coupling function (detection function) and an impedance conversion function (matching function). I realized that I could achieve it and made the present invention.
An object of the present invention is to achieve miniaturization of a high-frequency circuit module having a directional coupler that performs output detection.
Another object of the present invention is to provide a high frequency circuit module having a directional coupler capable of detecting an output with high accuracy.
Another object of the present invention is to reduce the size of a wiring board in a wiring board that constitutes a directional coupler by arranging sub-lines on microstrip lines or strip lines.
Another object of the present invention is to provide a wireless communication device capable of performing stable communication by monitoring the output with high accuracy.
The above and other objects and novel features of the present invention will be apparent from the description of this specification and the accompanying drawings.
Disclosure of the invention
The following is a brief description of an outline of typical inventions disclosed in the present application.
(1) A plurality of amplification systems including a plurality of amplification stages including at least a first stage and a last stage for amplifying a high-frequency transmission signal, and mutually independent directional couplers for detecting the output of the last stage of each amplification system. A high-frequency circuit module having an output control circuit that receives a power detection signal and a power control signal of each directional coupler and supplies a power control signal to each amplification stage of each amplification system, The sexual coupler is provided in the impedance matching circuit portion of the final stage of each amplification system, and outputs a signal that forms a line width of the main line of the directional coupler and a control signal to be supplied to the control terminal. However, the line widths of the sub-lines of the directional coupler are different from each other.
The impedance value of the signal input portion of the main line of the directional coupler is smaller than the impedance value of the signal output portion of the main line, the impedance value of the signal input portion of the main line of the directional coupler, and the The difference in the impedance value of the signal output portion of the main line is within about 10Ω, and the impedance value of the signal output portion of the main line is slightly smaller than 50Ω and less than 1Ω.
The directional coupler is formed of a main line and a sub line arranged so as to overlap a surface (main line) and a middle layer (sub line) of a dielectric substrate on which the amplification system and the like are provided via a dielectric, Of the main line and the sub line, the thin line (sub line) is located inside the both side edges of the line (main line) having thick side edges.
According to the means (1), (a) when the characteristic impedance of the output terminal of the high-frequency circuit module is set to 50Ω, for example, the direction to the matching circuit portion (for example, the microstrip line) for aligning with this impedance value As compared with the conventional configuration in which the directional coupler is arranged after the impedance matching portion, the area of the wiring board forming the microstrip line can be reduced. . As a result, miniaturization of the high frequency circuit module can be achieved.
(B) By integrating the directional coupler into the high-frequency circuit module and reducing the size of the integrated high-frequency circuit module, the number of assembly parts of the wireless communication device incorporating the high-frequency circuit module can be reduced. Miniaturization and cost reduction can be achieved.
(C) Since the transmission loss amount in the matching circuit and the coupler can be reduced by the above (a), it is possible to achieve high output and high efficiency of the high frequency circuit module, and high performance of the radio communication device incorporating this high frequency circuit module. Output, high efficiency and stable communication can be achieved.
(D) The impedance value of the signal input portion of the main line of the coupler is smaller than the impedance value of the signal output portion of the main line, and the impedance value of the signal input portion of the main line of the coupler and the impedance of the signal output portion of the main line The difference between the values is as small as around 10Ω, and the impedance value of the signal output part of the main line is slightly smaller than 50Ω, which is less than 1Ω. And high accuracy of power detection can be achieved, and stabilization of the high frequency output signal transmitted through the main line and the power detection signal transmitted through the coupler sub line can be achieved.
(E) Since both side edges of the sub-line are located on the inner side without protruding outward from both side edges of the main line, the entire line width of the sub-line can be reliably faced to the main line, and high-precision power Detection can be performed. Therefore, stable communication can be performed with a wireless communication device incorporating this high-frequency circuit module.
(F) It is possible to provide a small-sized and low-loss coupler having desired coupler characteristics by optimally designing the impedance of the main line and the sub-line without substantially changing the matching circuit portion of the conventional high-frequency circuit module. .
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. Note that components having the same function are denoted by the same reference symbols throughout the drawings for describing the embodiment of the invention, and the repetitive description thereof is omitted.
(Embodiment 1)
1 to 11 are diagrams relating to a high-frequency circuit module (high-frequency power amplifier) which is an embodiment (embodiment 1) of the present invention. In this specification, the high-frequency circuit module is a module including at least a high-frequency power amplifier (high-frequency power amplifier: PA). In the first embodiment, a directional coupler (coupler) is incorporated in the high-frequency circuit module.
FIG. 1A is a partial circuit diagram including a partial impedance matching portion and a directional coupler in a high-frequency circuit module. FIG. 1A shows a circuit including a matching circuit extending from a drain terminal (PAdrain) which is an output terminal of a high-frequency circuit module (high-frequency power amplifier: PA) to an output terminal (PAout). PAdrain is connected to the power supply voltage Vdd via an inductor L and a capacitor C, and is connected to PAout via transmission lines L3, L2, L1, capacitors C1, C2, C3, and a resistor R.
A directional coupler (coupler) 5 is provided on the transmission line L1 closest to PAout. That is, L1 becomes the main line 3, and a coupler 5 is formed by the sub line 4 that overlaps the main line 3 via a dielectric. That is, in Embodiment 1, a part of the matching circuit constitutes the coupler 5. This configuration is the same in other embodiments described later.
The coupler 5 is configured by any one of the configurations shown in FIGS. FIG. 3 schematically shows an example of a coupler structure that can be used in the present invention.
The wiring board constituting the main body portion of the high-frequency circuit module has a structure in which a plurality of dielectric plates (for example, ceramic plates) are stacked and sintered to be integrated. Each dielectric plate is provided with a patterned conductor layer on the front surface or front and back surfaces thereof and has a hole (through hole) filled with a conductor. Therefore, the upper and lower conductor layers are electrically connected through through holes at predetermined locations, and wiring is formed on the surface and inside of the wiring board, respectively.
FIGS. 3A to 3D are partial cross-sectional views schematically showing a wiring board 10 formed by superposing three dielectric plates 1 having a conductor layer 2 having a predetermined pattern on the surface. .
FIGS. 3A and 3B show a coupler 5 having a microstrip line configuration having a ground (GND) on the lower surface of the wiring board 10. 3A shows an example in which the width of the sub-line 4 provided in the wiring board 10 is narrower than the width of the main line 3 on the surface of the wiring board 10, and FIG. This is an example in which the width of the sub-line 4 provided in the wiring board 10 is wider than the width of the main line 3 on the surface. For example, the thin lines are designed so that the center lines of the two lines coincide with each other so that they do not deviate from the edges of the thick lines. As a result, the coupling is reliable and highly accurate, and the coupling characteristics are improved.
FIGS. 3C and 3D show a coupler 5 having a stripline configuration having ground (GND) on the upper and lower surfaces of the wiring board 10. FIG. 3C shows an example in which the width of the lower sub-line 4 in the wiring board 10 is narrower than the width of the upper main line 3 in the wiring board 10, and FIG. This is an example in which the width of the lower sub-line 4 in the wiring board 10 is wider than the width of the upper main line 3 in the inner layer. For example, the thin lines are designed so that the center lines of the two lines coincide with each other so that they do not deviate from the edges of the thick lines. As a result, the coupling is reliable and highly accurate, and the coupling characteristics are improved.
The present invention can be applied to the coupler 5 having any configuration shown in FIGS. In the first embodiment, a description will be given of an example (stripline configuration coupler) in which a coupler is configured in a stripline configuration by placing a subline on a mainline serving as a transmission path via a dielectric layer.
FIG. 1A is a partial circuit diagram including a part of impedance matching portions and a directional coupler in a high-frequency circuit module, and FIG. 1B is a schematic diagram showing an impedance locus from PAout to PAdrain. . The impedance value of the output terminal of the high-frequency circuit module is 50Ω, and the impedance value when the output terminal is viewed from the position (Zb) on the input side of the transmission line L1, that is, the main line 3 constituting the coupler 5, is about 40Ω. The impedance value when the output terminal is viewed from the output side position (Za) 3 is less than 50Ω.
Thus, by arranging the coupler 5 in the impedance region where the impedance value is close to 50Ω of the output terminal of the high-frequency circuit module, the amount of transmission loss of the high-frequency signal accompanying the impedance conversion can be suppressed, and the high-frequency output signal transmitted through the main line Thus, it is possible to stabilize the power detection signal transmitted through the coupler sub line.
Since the coupler 5 is formed by using a part of the matching circuit, the area is reduced as compared with the case where the matching circuit and the coupler are separately formed, and the wiring board 10 can be downsized.
As will be described in detail later, since the coupler 5 is formed using a part of the matching circuit, the loss is reduced.
FIG. 2 is a schematic diagram for illustrating a difference from the impedance locus of FIG. 1 due to a difference in line impedance of the matching circuit. From this trajectory, it can be seen that the impedance of the transmission line used in the matching circuit is more suitable when the impedance is lower than about 10Ω and about 30Ω is easier to match.
Next, a more specific example will be described with reference to FIGS. In this example, an example in which a high-frequency power amplifier (PA) and a directional coupler (coupler) 5 are integrated as shown in FIG. FIG. 4 is a block diagram showing a part of the wireless communication device, and shows a part from a high-frequency signal processing IC (RFlinear) 26 to an antenna 31.
The antenna 31 is connected to the transmission / reception change-over switch 30, and a transmission system circuit and a reception system circuit are provided between the transmission / reception change-over switch 30 and the high-frequency signal processing IC 26.
The transmission system circuit is connected to the high frequency circuit module 20 connected to the high frequency signal processing IC 26, a filter 29 connected to the a terminal 30 a of the transmission / reception selector switch 30 connected to the high frequency circuit module 20, and the high frequency signal processing IC 26. CPU 27, CPU 27 and APC circuit 28 connected to the high-frequency circuit module 20.
The reception system circuit includes a capacitor C connected to the b terminal 30b of the transmission / reception selector switch 30, a reception terminal connected to the capacitor, a filter 32 connected to the reception terminal, and a high frequency connected to the filter 32. A low noise amplifier (LNA) 33 connected to the signal processing IC 26 is included.
In the transmission / reception change-over switch 30, the a terminal 30a or the b terminal 30b is switched to an on / off state according to a signal input to the switching terminal control.
Although the external appearance of the high-frequency circuit module 20 is not shown, a cap is superimposed on the upper surface of the wiring board 10 (see FIG. 6), and the external appearance is a flat rectangular body structure. In addition, external electrode terminals are provided from the lower surface to the side surface of the wiring board, respectively, and are of a surface mount type.
As shown in FIGS. 4 to 6, the external electrode terminal has an input terminal Pin, an output terminal Pout, a control terminal Vapc, a power detection terminal VdetOUT, a reference potential terminal Vref, a power supply potential terminal Vdd, and a reference potential terminal GND.
A signal is supplied to the high frequency power amplifier (PA) 25 from the input terminal Pin, and an output is output to the output terminal Pout. A coupler 5 is incorporated in a matching circuit (MN: Matching Network) 34 on the output side of the PA 25. That is, as described above, the coupler 5 is formed by arranging the sub line 4 so as to overlap with the main line 3 constituting the matching circuit connected to the drain terminal of the final stage of the PA 25 via the dielectric. The One end of the sub line 4 is connected to the power detection terminal VdetOUT, and the other end is connected to the reference potential terminal GND through the resistor R.
A high frequency transmission signal and a control signal are sent from the high frequency signal processing IC 26, the high frequency transmission signal is supplied to the input terminal Pin of the high frequency circuit module 20, and the control signal is supplied to the CPU 27. A power control signal output from the CPU 27 is supplied to an APC circuit (APC) 28.
The APC circuit 28 receives the power control signal and the power detection signal from the power detection terminal, and supplies the control signal to the control terminal Vapc. This control signal is supplied to each amplification stage of the PA 25 to amplify the signal.
At the time of transmission, a terminal 30a of the transmission / reception selector switch 30 is turned on by a switching signal from the switching terminal control, and radio waves are radiated from the antenna 31. During reception, the b terminal 30b of the transmission / reception selector switch 30 is turned on, and the reception signal received by the antenna 31 is carried to the high frequency signal processing IC 26.
FIG. 5 is an equivalent circuit diagram of the high-frequency circuit module 20. As shown in the equivalent circuit of FIG. 5, a plurality of transistors (for example, field effect transistors) are sequentially connected in series between the input terminal Pin and the output terminal Pout to form a multistage amplification system (amplification stage). . In this example, the subordinately connected transistors are not particularly limited, but have a two-stage configuration including a first stage transistor (first stage amplification stage) Q1 and a last stage transistor (final stage amplification stage) Q2. A directional coupler 5 is formed by a main line (coupler main line) 3 and a sub line (coupler sub line) 4 in the output line portion of the final stage amplification stage.
The control terminal Vapc is connected to the gate electrodes (first terminals) of the transistors Q1 and Q2 via voltage dividing resistors R1, R2 and R3. The power supply potential terminal Vdd is connected to the drain electrodes (second terminals) of the transistors Q1 and Q2 in a state where the potential is secured by the bias capacitor C9.
One end of the sub-line 4 of the directional coupler 5 is connected to the reference potential terminal Vref through the resistor R5, and is connected to the power detection terminal VdetOUT through the diode D1. In the circuit, capacitors C1 to C9 and a resistor R4 are incorporated in various places to ensure a matching circuit and potential. Moreover, the rectangular part shown in FIG. 5 shows a transmission line.
FIG. 6A is a plan view of the wiring board 10 and shows the conductor layer 2 constituting the wiring and the conductor 6 filled in the through hole that electrically connects the upper and lower conductor layers 2 (black circles in the figure). It is a figure which shows the mounting state of a layout pattern and each electronic component. Each electrode of the transistors Q1 and Q2 is electrically connected to a predetermined conductor layer 2 through a wire 7. The portions marked with dots are GND wiring.
The width of the main line 3 serving as a transmission path is wider than that of the sub line 4 serving as a detection line. Further, both side edges of the sub line 4 are located on the inner side without protruding outward from both side edges of the main line 3. As a result, the output voltage can be reliably detected. Note that a coupler configuration in which a thin line is a main line and a thick line is a sub line may be used.
Further, in FIG. 6A, the coupler portion has a microstrip line configuration, but may have a strip line configuration as shown in FIG. 6B.
Next, the coupling will be described. First, a strip line and a coupled strip line will be described with reference to FIGS. 7 and 8. FIG.
FIG. 7A shows a stripline structure (a) having only the main line 3 serving as a transmission path, which is not a coupling structure. In other words, the dielectric 1a formed by stacking a plurality of dielectric plates has a ground (GND) on the front and back surfaces and a main line 3 in the middle layer.
Here, the width of the main line 3 is W, the distance between the main line 3 and the upper layer GND is b1, and the distance between the main line 3 and the lower layer GND is b2. As an example, W = 0.4 mm, b1 = b2 = 0.15 mm, the line length L is 3 mm, and the dielectric constant ε of the dielectric 1a is 9.1. The conductor layer constituting the main line 3 and the sub line 4 is formed of a low-resistance conductor material based on copper and has a thickness of about 10 μm.
FIG. 7B shows a coupling stripline structure (b) constituting a coupler 5 in which a main line 3 serving as a transmission path and a sub-line 4 constituting a detection function are overlapped with a middle distance of the dielectric 1a by a predetermined distance. This is a structure according to the present invention.
Here, the width of the main line 3 is W1, the width of the sub line 4 is W2, the distance between the main line 3 and the upper GND is t1, and the distance between the sub line 4 and the lower GND is t3. The interval between the line 3 and the sub line 4 is t2. As an example, W1 = 0.4 mm, W2 = 0.2 mm, t1 = t2 = t3 = 0.15 mm, the line length L is 3 mm, and the dielectric constant ε of the dielectric 1a is 9.1.
The results of simulation analysis under such conditions are shown in FIGS.
8A and 8B are diagrams comparing the real part (Mag) and the imaginary part (Phase) of the reflection characteristics of the stripline structure (a) and the coupling stripline structure (b). 8 (c) is a comparison of transmission characteristics (S21). The horizontal axis is frequency (GHz). Here, S21 is the amount of line loss when viewed in the 50Ω system.
A coupler 5 is configured by adding a sub-line 4 below the main line 3, and by adjusting the impedance of the sub-line 4 optimally (changing W2, t2, and t3), the frequency is about 4 GHz or less and the conventional stripline unit A low-loss coupler having desired coupler characteristics can be realized without changing the value.
That is, in the conventional strip line structure (a) shown in FIG. 7 (a), FIG. 7 (b) corresponds to the structure in which W = 0.4 mm, b1 = b2 = 0.15 mm, and the line length L is 3 mm. In the coupling stripline structure (b) according to the present invention shown in FIG. 8, when W2 = 0.2 mm and t2 = t3 = 0.15 mm, the real part (Mag) and the imaginary part (Phase) of the reflection characteristic are shown in FIG. The characteristics shown in (a) and (b) are shown, and the transmission characteristics are shown in FIG. 8 (c). For example, when the frequency is 4 GHz or less, the stripline structure (a) can be used without being inferior to that of the stripline structure (a).
Next, the coupler characteristics of the stripline configuration will be described. 9A is substantially the same as FIG. 7B, but the width of the sub-line 4 is drawn with the same width as that of the main line 3 for convenience. Here, t1, t2, and t3 are fixed, all are 0.15 mm, and the width W1 of the main line 3 is 0.2 mm, 0.4 mm, 0 in the state where the frequency is 900 MHz and −20 dB is coupled. Each of the characteristics due to the difference in the width W2 of the sub-line 4 when changed to 6 mm was analyzed by simulation.
FIG. 9B shows a change in the main line impedance Z1 (Ω) due to the difference in the width W2 of the sub line 4. FIG. 10 is a characteristic diagram showing the correlation between the sub line width W2 and the line length L (mm) under the above conditions. FIG. 11 is a characteristic diagram showing the correlation between the sub line width W2 and the main line loss amount S21 (dB) under the above-described conditions.
For the width (impedance) of the main line, there are optimum values that minimize the line length and the amount of line loss at the width (impedance) of a certain sub-line. Moreover, the thing of the width W1 of the main line 3 with the minimum line length does not have the minimum line loss amount, and there is a trade-off relationship between the line length and the line loss amount. A region u indicated by an arrow in FIGS. 9B, 10, and 11 is a numerical range that is practically used under the conditions illustrated in FIG. 9A.
From these graphs, when the width W1 of the main line 3 is 0.2 mm, the width W2 of the subline 4 is considered to have an optimum value of about 0.2 to 0.5 mm. The width W2 can be about 0.2 to 0.5 mm.
The high-frequency circuit module according to the first embodiment and the wireless communication device incorporating the high-frequency circuit module have the following effects.
(1) When the characteristic impedance of the output terminal of the high-frequency circuit module 20 is set to 50Ω, for example, a directional coupler (coupler) 5 is incorporated in a matching circuit portion (for example, a strip line) for matching the impedance value. Compared to the conventional configuration in which the directional coupler is arranged after the impedance matching portion, the area of the wiring board 10 on which the strip line is formed can be reduced. As a result, the high-frequency circuit module 20 can be reduced in size.
(2) By integrating the coupler 5 into the high-frequency circuit module 20 and reducing the size of the high-frequency circuit module 20 in which the coupler 5 is integrated, the number of assembly parts of the radio communication device incorporating the high-frequency circuit module 20 is reduced. Miniaturization and cost reduction of the wireless communication device can be achieved.
(3) According to the above (1), the amount of transmission loss in the matching circuit and the coupler can be reduced, so that high output and high efficiency of the high frequency circuit module 20 can be achieved, and a radio communication device incorporating this high frequency circuit module 20 High output, high efficiency and stable communication can be achieved.
(4) The impedance value of the signal input portion of the main line 3 of the coupler 5 is smaller than the impedance value of the signal output portion of the main line 3, and the impedance value of the signal input portion of the main line 3 of the coupler 5 and the main line 3 The difference in the impedance value of the signal output part is less than about 10Ω, and the impedance value of the signal output part of the main line 3 is a little smaller than 1Ω than 50Ω. Accordingly, the transmission loss amount of the high-frequency signal is suppressed and the power detection accuracy is improved, and the high-frequency output signal transmitted through the main line and the power detection signal transmitted through the coupler sub-line can be stabilized.
(5) Since both side edges of the sub-line 4 are located on the inner side without protruding outward from both side edges of the main line 3, the entire line width of the sub-line 4 can reliably face the main line 3, High-precision power detection can be performed. Therefore, a wireless communication device incorporating the high frequency circuit module 20 can perform stable communication.
(6) A small and low-loss coupler 5 having desired coupler characteristics is provided by optimally designing the impedance of the main line 3 and the sub line 4 without changing the matching circuit portion of the conventional high-frequency circuit module. be able to.
(7) As a high-frequency circuit module incorporated in a wireless communication device, the main line can be incorporated as a part of the matching element of the module, so that the effect of reducing parts and loss can be obtained.
(Embodiment 2)
12 to 17 are diagrams relating to a high-frequency circuit module according to another embodiment (Embodiment 2) of the present invention.
In the second embodiment, a main line is formed on the surface layer of the wiring board, and a sub-line is arranged so as to overlap with a dielectric layer directly below the main line, that is, a coupler is configured, that is, a microstrip line configuration It has become.
Here, the characteristics of the coupler having the microstrip line configuration will be described with reference to FIGS. 12 to 14 correspond to FIGS. 9 to 11 of the first embodiment.
12A is substantially the same as FIG. 3A, but the width of the sub-line 4 is drawn with the same width as that of the main line 3 for convenience. A main line 3 having a width W1 is provided on the surface of the dielectric 1a composed of a plurality of dielectric plates, and a sub line 4 having a width W2 is provided directly below the main line 3 with a dielectric layer interposed therebetween. . Further, GND is formed on the lower surface of the dielectric 1a, and a coupler 5 is formed by a main line 3 and a sub line 4 having a microstrip line configuration.
The distance between the main line 3 and the sub line 4 is t1, and the distance between the sub line 4 and the lower layer GND is t2. Here, t1 and t2 are fixed, both are 0.15 mm, and the width W1 of the main line 3 is 0.2 mm, 0.4 mm, and 0.6 mm with a frequency of 900 MHz and a coupling amount of −20 dB. The characteristics due to the difference in the width W2 of the sub-line 4 in the case of changing are respectively analyzed by simulation. The conductor layer constituting the main line 3 and the sub line 4 is formed of a low-resistance conductor material based on copper and has a thickness of about 10 μm.
FIG. 12B shows a change in the main line impedance Z1 (Ω) due to the difference in the width W2 of the sub line 4. FIG. 13 is a characteristic diagram showing the correlation between the sub line width W2 and the line length L (mm) under the above conditions. FIG. 14 is a characteristic diagram showing the correlation between the sub line width W2 and the main line loss amount S21 (dB) under the above conditions.
Although it is the same as that of the said stripline structure, there exists an optimal value with which the line length and the amount of line loss become the minimum with the width (impedance) of a certain subline with respect to the width (impedance) of a main line. Moreover, the thing of the width W1 of the main line 3 with the minimum line length does not have the minimum line loss amount, and there is a trade-off relationship between the line length and the line loss amount. A region u indicated by an arrow in FIGS. 12B, 13, and 14 is a numerical range that is practically used under the conditions illustrated in FIG.
From these graphs, when the width W1 of the main line 3 is 0.4 mm, the width W2 of the subline 4 is considered to have an optimum value of about 0.3 to 0.7 mm. The width W2 can be about 0.3 to 0.7 mm.
FIGS. 15 to 17 are partial schematic diagrams showing each layer of the wiring board 10 incorporating a coupler having a microstrip line configuration. 15 is a schematic diagram showing a first layer (surface: upper surface) where the main line 3 of the wiring board 10 is provided, FIG. 16 is a perspective view of a second layer where the sub line 4 is provided, and FIG. 17 is a perspective view where the GND is provided. FIG. Here, description of the mounted parts is omitted.
As described above, the effect similar to that of the first embodiment can be obtained in the coupler 5 having the microstrip line configuration. That is, the area of the wiring board 10 forming the microstrip line can be reduced, and the high-frequency circuit module 20 can be reduced in size. In addition, the size and cost of the wireless communication device can be reduced by reducing the number of assembly parts of the wireless communication device incorporating the high-frequency circuit module 20. Further, since the amount of transmission loss in the matching circuit and the coupler can be reduced, high output and high efficiency of the high frequency circuit module 20 can be achieved, and high output and high efficiency of the wireless communication device incorporating the high frequency circuit module 20 can be achieved. And stable communication can be achieved.
In the present embodiment, the main line 3 is thick and the sub line 4 is thin. However, a thin line may be the main line and a thick line may be the sub line 4.
(Embodiment 3)
FIG. 18 is a circuit diagram showing a part of a wireless communication apparatus according to another embodiment (third embodiment) of the present invention. In the third embodiment, the present invention is applied to an EDGE (Enhanced Data rates for GSM Evolution) communication system, which is an extension of the GSM communication system.
In general, an EDGE communication method has been proposed in which a bias is constant and an input signal is controlled. Therefore, when a detection signal (coupling information) obtained by detecting the output of the PA 25 by the coupler 5 is fed back to the input of the PA 25, an AGC (Auto Gain Control) amplifier 41 for controlling the input signal to the power amplifier is required. Further, the detection signal from the coupler 5 and the baseband DAC (digital to analog converter) / Ramp data are compared by the comparison circuit 42, and the output signal is switched to cause a time delay including the resistor R and the capacitor C. The signal is input to the AGC amplifier 41 via the switch 43. A modulation signal from the EDGE system is input to the AGC amplifier 41 via a VCO (voltage controlled oscillator).
The coupler 5 according to the present invention can be applied as a high-frequency circuit module 20 in which the PA 25 and the coupler 5 are integrated even in such a communication system.
The comparison circuit unit is basically the same as the current GSM method (GMSK modulation method: Gaussian filtered Minimum Shift Keying). However, in the case of the EDGE method, the amplitude modulation component on the pulse is used for high-speed data communication. A rectangular pulse needs to be fed back to the input unit.
As an example of making the pulse rectangular, there is a circuit having a time constant (the waveform is blunted), and in this example, the changeover switch 43 that causes a time delay corresponds to it.
Therefore, the changeover switch 43 that causes this time delay is changed so that R and C function in the case of the EDGE communication system, and R and C do not function in the GMSK (current GSM) communication system. Yes.
Also in the third embodiment, the same effects as those of the first and second embodiments can be obtained. That is, the area of the wiring board 10 forming the microstrip line can be reduced, and the high-frequency circuit module 20 can be reduced in size. In addition, the size and cost of the wireless communication device can be reduced by reducing the number of assembly parts of the wireless communication device incorporating the high-frequency circuit module 20. Further, since the amount of transmission loss in the matching circuit and the coupler can be reduced, high output and high efficiency of the high frequency circuit module 20 can be achieved, and high output and high efficiency of the wireless communication device incorporating the high frequency circuit module 20 can be achieved. And stable communication can be achieved.
(Embodiment 4)
FIG. 19 is a circuit diagram showing a part of a wireless communication apparatus according to another embodiment (Embodiment 4) of the present invention. In the fourth embodiment, the present invention is applied to next-generation high-speed data communication such as the EDGE communication method.
In general, the method of controlling the power amplifier with the power supply voltage Vdd can provide the output power with linearity, and therefore the circuit can be miniaturized, for example, no coupler is required compared to the Vapc control method. However, next-generation high-speed data communication such as the EDGE communication method requires feedback of the output signal (specifically, phase information of the output signal), and a control method using the coupler according to the present invention is essential.
FIG. 19 shows an outline of a circuit configuration according to the fourth embodiment. In this circuit, after the output detection signal from the coupler 5 and a part of the signal input to the PA 25 are input to the comparison circuit 42, the output signal from the comparison circuit 42 is input to the power supply voltage (Vdd) control circuit 46. Controls the output signal of PA25.
In the fourth embodiment, the same effect as in the third embodiment can be obtained.
(Embodiment 5)
FIG. 20 is a block diagram showing a part of a wireless communication device incorporating a high frequency circuit module of a dual band communication system which is another embodiment (embodiment 5) of the present invention. FIG. 20 is a block diagram showing a part of the wireless communication device as in the first embodiment, and shows a part from a high frequency signal processing IC (RF linear) 26 to an antenna 31.
The dual-band communication method consists of two communication systems (transmission system) d And receiving system g , Transmission system e And receiving system h ). Each transmission system d , e And each receiving system g , h Is substantially the same as that of the first embodiment, but the transmission / reception selector switches 30 and 30 ′ of the two communication systems are connected to the duplexer 35, and the antenna 31 is connected to the duplexer 35. Two transmission systems d , e In FIG. 2, one APC circuit 28 is shared. One communication system (transmission system d And receiving system g ) Is indicated by the same reference numerals as those in FIG. e And receiving system h ) Is indicated by a dash (').
In such a wireless communication device, the high-frequency circuit module can employ any of the configurations of the first to fourth embodiments. And two transmission systems in the high-frequency circuit module of each configuration d , e Each of these parts incorporates the coupler 5 having the structure described in the first embodiment.
That is, two transmission systems d , e Each of the couplers 5 and 5 'detects the output of the high-frequency power amplifiers (PA) 25 and 25'. The main lines 3 and 3 ′ and the sub lines 4 and 4 ′ of the couplers 5 and 5 ′ are overlapped via a dielectric. Further, the sub-lines 4 and 4 ′ have a narrower line width than the main lines 3 and 3 ′, and both side edges of the sub-lines 4 and 4 ′ are outward from both side edges of the main lines 3 and 3 ′. It has a structure located inside without protruding.
Accordingly, since the entire width of the sub-lines 4 and 4 ′ is surely confronted with the main lines 3 and 3 ′, the output of the current flowing through the main lines 3 and 3 ′ can be reliably detected. .
In such a wireless communication device that incorporates the couplers 5 and 5 ′ and controls the output of the high-frequency circuit module, stable communication is possible.
Although the invention made by the present inventor has been specifically described based on the embodiment, the present invention is not limited to the embodiment described above, and various modifications can be made without departing from the scope of the invention. Nor.
That is, in the above-described embodiment, the overlapping type has been described as the coupler (directional coupler), but the present invention is not limited to this and can be applied to a parallel type. That is, the present invention can also be applied to a structure in which a main line and a sub line are arranged side by side on the surface of a dielectric substrate having GND on the back surface. For example, in the case of a microstrip line configuration, the line width of the main line and the line width of the sub line are different from each other. For example, the line width of the main line is wider than the line width of the sub line. According to this structure, after the line width of the main line is freely selected to obtain a predetermined impedance, the line width of the sub line, the line interval between the main line and the sub line, and the line to which both are coupled By optimizing the length, a small and low loss coupler having desired coupler characteristics can be obtained.
In the above description, the wireless communication device such as a cellular phone, which is a field of use, which is the background of the invention made by the present inventor has been described, but is not limited thereto, for example, other mobile communication such as a car phone. It can also be applied to machines.
The effects obtained by the representative ones of the inventions disclosed in the present application will be briefly described as follows.
(1) Miniaturization of a high-frequency circuit module having a directional coupler for detecting output can be achieved.
(2) It is possible to provide a high frequency circuit module having a directional coupler capable of detecting an output with high accuracy.
(3) It is possible to reduce the size of the wiring board in the wiring board constituting the directional coupler by arranging the sub-line on the microstrip line or the strip line.
(4) It is possible to provide a wireless communication device capable of monitoring the output with high accuracy and performing stable communication.
Industrial applicability
As described above, the high-frequency circuit module according to the present invention can be used for detecting an output with high accuracy in a wireless communication device such as a cellular phone. In particular, the coupler that detects the output is configured to have an impedance matching function in addition to the coupling function, and the coupler can be downsized. As a result, the high-frequency circuit module is reduced in size, and a wireless communication device incorporating the high-frequency circuit module can be reduced in size and weight.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a partial circuit diagram including a part of impedance matching portions and a directional coupler in a high-frequency circuit module according to an embodiment (Embodiment 1) of the present invention, and a schematic diagram showing an impedance locus.
FIG. 2 is a schematic diagram for illustrating a difference from the impedance locus of FIG. 1 due to a difference in line impedance of the matching circuit.
FIG. 3 is a schematic cross-sectional view showing a plurality of coupler structure examples that can be employed in the present invention.
FIG. 4 is a block diagram showing a part of a wireless communication device incorporating the high-frequency circuit module according to the first embodiment.
FIG. 5 is an equivalent circuit diagram of the high-frequency circuit module according to the first embodiment.
FIG. 6 is a plan view showing an outline of the layout of electronic components on the surface of the wiring board (dielectric substrate) of the high-frequency circuit module of Embodiment 1, and a schematic view showing a cross section of another embodiment of the coupler portion.
FIG. 7 is a schematic cross-sectional view showing a conventional line and a coupler line used in the matching circuit.
FIG. 8 is a graph showing the characteristics of the conventional line and the coupler line.
FIG. 9 is a schematic cross-sectional view of a coupler having a stripline configuration, and a graph showing a change in main line impedance accompanying a change in dimensions of a main line and a sub line constituting the coupler.
FIG. 10 is a graph showing a change in line length accompanying a change in dimensions of the main line and the sub line constituting the coupler in the coupler of FIG.
FIG. 11 is a graph showing a change in the main line loss amount accompanying a change in dimensions of the main line, the sub line and the like constituting the coupler in the coupler of FIG.
FIG. 12 is a schematic cross-sectional view of a microstrip line coupler in a high-frequency circuit module according to another embodiment (Embodiment 2) of the present invention, and a main line accompanying a change in dimensions of a main line, a sub line, etc. constituting the coupler. It is a graph which shows the change of line impedance.
FIG. 13 is a graph showing a change in line length accompanying a change in dimensions of the main line and the sub line constituting the coupler in the coupler of FIG.
FIG. 14 is a graph showing a change in the main line loss amount accompanying a change in dimensions of the main line, the sub line and the like constituting the coupler in the coupler of FIG.
FIG. 15 is a schematic diagram showing a part of the first layer in a wiring board having a microstrip line configuration.
FIG. 16 is a schematic perspective view showing a part of the second layer in the wiring board having the microstrip line configuration.
FIG. 17 is a schematic perspective view showing a part of the third layer in a wiring board having a microstrip line configuration.
FIG. 18 is a circuit diagram showing a part of a wireless communication apparatus according to another embodiment (third embodiment) of the present invention.
FIG. 19 is a circuit diagram showing a part of a wireless communication apparatus according to another embodiment (Embodiment 4) of the present invention.
FIG. 20 is a block diagram showing a part of a wireless communication device incorporating a high frequency circuit module of a dual band communication system which is another embodiment (embodiment 5) of the present invention.

Claims (32)

入力端子と、
出力端子と、
パワー制御信号を受ける制御端子と、
上記入力端子と上記出力端子との間に接続された少なくとも初段及び最終段を含む複数個の増幅段による増幅系と、
上記増幅系の最終段のインピーダンス整合回路部分に設けられる上記増幅系の出力を検出する方向性結合器とを有し、
上記増幅系は、上記パワー制御信号が供給される上記制御端子に供給される制御信号によってパワーが制御され、
上記方向性結合器の主線路の線路幅と、上記制御端子へ供給されるべき制御信号を形成する信号を出力するところの上記方向性結合器の副線路の線路幅は、相互に異なる幅になっていることを特徴とする高周波回路モジュール。An input terminal;
An output terminal;
A control terminal for receiving a power control signal;
An amplification system by a plurality of amplification stages including at least a first stage and a final stage connected between the input terminal and the output terminal;
A directional coupler for detecting the output of the amplification system provided in the impedance matching circuit portion of the final stage of the amplification system;
The power of the amplification system is controlled by a control signal supplied to the control terminal to which the power control signal is supplied,
The line width of the main line of the directional coupler and the line width of the sub line of the directional coupler that outputs a signal forming a control signal to be supplied to the control terminal are different from each other. A high-frequency circuit module characterized in that 上記方向性結合器の上記主線路の信号入力部分のインピーダンス値は上記主線路の信号出力部分のインピーダンス値よりも小さく、
上記方向性結合器の上記主線路の信号入力部分のインピーダンス値と、上記主線路の信号出力部分のインピーダンス値の差は１０Ω前後以内であり、
上記主線路の信号出力部分のインピーダンス値は５０Ωよりも１Ωに満たない僅かに小さな値になっていることを特徴とする請求の範囲第１項に記載の高周波回路モジュール。The impedance value of the signal input portion of the main line of the directional coupler is smaller than the impedance value of the signal output portion of the main line,
The difference between the impedance value of the signal input portion of the main line of the directional coupler and the impedance value of the signal output portion of the main line is within about 10Ω,
2. The high-frequency circuit module according to claim 1, wherein the impedance value of the signal output portion of the main line is slightly smaller than 50Ω and less than 1Ω. 上記方向性結合器の主線路の線路幅は、上記副線路の線路幅よりも広いことを特徴とする請求の範囲第１項に記載の高周波回路モジュール。The high-frequency circuit module according to claim 1, wherein a line width of the main line of the directional coupler is wider than a line width of the sub-line. 上記方向性結合器の主線路の線路幅は、上記副線路の線路幅よりも狭いことを特徴とする請求の範囲第１項に記載の高周波回路モジュール。The high-frequency circuit module according to claim 1, wherein a line width of the main line of the directional coupler is narrower than a line width of the sub-line. 上記方向性結合器は上記増幅系等が設けられる誘電体基板の中層に誘電体を介して重なるように配置される主線路と副線路で形成され、
上記主線路と副線路のうち、細い線路はその両側縁が太い線路の両側縁の内側に位置していることを特徴とする請求の範囲第１項に記載の高周波回路モジュール。The directional coupler is formed of a main line and a sub line arranged so as to overlap a middle layer of a dielectric substrate provided with the amplification system etc. via a dielectric,
2. The high-frequency circuit module according to claim 1, wherein, among the main line and the sub-line, the narrow line is located inside the both side edges of the thick line. 上記方向性結合器は上記増幅系等が設けられる誘電体基板の表面と中層に誘電体を介して重なるように配置される主線路と副線路で形成され、
上記主線路と副線路のうち、細い線路はその両側縁が太い線路の両側縁の内側に位置していることを特徴とする請求の範囲第１項に記載の高周波回路モジュール。The directional coupler is formed of a main line and a sub line arranged so as to overlap the surface and middle layer of a dielectric substrate on which the amplification system and the like are provided via a dielectric,
2. The high-frequency circuit module according to claim 1, wherein, among the main line and the sub-line, the narrow line is located inside the both side edges of the thick line. 入力端子と、
出力端子と、
パワーコントロール信号を受けるパワーコントロール端子と、
上記入力端子と上記出力端子との間に接続された少なくとも初段及び最終段を含む複数個の増幅段による増幅系と、
上記増幅系の最終段のインピーダンス整合回路部分に設けられる上記増幅系の出力を検出する方向性結合器と、
上記パワーコントロール信号と上記方向性結合器のパワー検出信号を受け、上記増幅系へパワー制御信号を供給する出力制御回路とを有し、
上記増幅系は、上記パワー制御信号が供給される上記制御端子に供給される制御信号によってパワーが制御され、
上記方向性結合器の主線路の線路幅と、上記制御端子へ供給されるべき制御信号を形成する信号を出力するところの上記方向性結合器の副線路の線路幅は、相互に異なる幅になっていることを特徴とする高周波回路モジュール。An input terminal;
An output terminal;
A power control terminal for receiving a power control signal;
An amplification system by a plurality of amplification stages including at least a first stage and a final stage connected between the input terminal and the output terminal;
A directional coupler for detecting the output of the amplification system provided in the impedance matching circuit portion of the final stage of the amplification system;
An output control circuit that receives the power control signal and the power detection signal of the directional coupler and supplies a power control signal to the amplification system;
The power of the amplification system is controlled by a control signal supplied to the control terminal to which the power control signal is supplied,
The line width of the main line of the directional coupler and the line width of the sub line of the directional coupler that outputs a signal forming a control signal to be supplied to the control terminal are different from each other. A high-frequency circuit module characterized in that 上記方向性結合器の上記主線路の信号入力部分のインピーダンス値は上記主線路の信号出力部分のインピーダンス値よりも小さく、
上記方向性結合器の上記主線路の信号入力部分のインピーダンス値と、上記主線路の信号出力部分のインピーダンス値の差は１０Ω前後以内であり、
上記主線路の信号出力部分のインピーダンス値は５０Ωよりも１Ωに満たない僅かに小さな値になっていることを特徴とする請求の範囲第７項に記載の高周波回路モジュール。The impedance value of the signal input portion of the main line of the directional coupler is smaller than the impedance value of the signal output portion of the main line,
The difference between the impedance value of the signal input portion of the main line of the directional coupler and the impedance value of the signal output portion of the main line is within about 10Ω,
8. The high-frequency circuit module according to claim 7, wherein the impedance value of the signal output portion of the main line is slightly smaller than 50Ω and less than 1Ω. 上記方向性結合器の主線路の線路幅は、上記副線路の線路幅よりも広いことを特徴とする請求の範囲第７項に記載の高周波回路モジュール。The high-frequency circuit module according to claim 7, wherein the line width of the main line of the directional coupler is wider than the line width of the sub-line. 上記方向性結合器の主線路の線路幅は、上記副線路の線路幅よりも狭いことを特徴とする請求の範囲第７項に記載の高周波回路モジュール。The high-frequency circuit module according to claim 7, wherein a line width of the main line of the directional coupler is narrower than a line width of the sub line. 上記方向性結合器は上記増幅系等が設けられる誘電体基板の中層に誘電体を介して重なるように配置される主線路と副線路で形成され、
上記主線路と副線路のうち、細い線路はその両側縁が太い線路の両側縁の内側に位置していることを特徴とする請求の範囲第７項に記載の高周波回路モジュール。The directional coupler is formed of a main line and a sub line arranged so as to overlap a middle layer of a dielectric substrate provided with the amplification system etc. via a dielectric,
8. The high-frequency circuit module according to claim 7, wherein, among the main line and the sub-line, a thin line is positioned inside both side edges of a thick line. 上記方向性結合器は上記増幅系等が設けられる誘電体基板の表面と中層に誘電体を介して重なるように配置される主線路と副線路で形成され、
上記主線路と副線路のうち、細い線路はその両側縁が太い線路の両側縁の内側に位置していることを特徴とする請求の範囲第７項に記載の高周波回路モジュール。The directional coupler is formed of a main line and a sub line arranged so as to overlap the surface and middle layer of a dielectric substrate on which the amplification system and the like are provided via a dielectric,
8. The high-frequency circuit module according to claim 7, wherein, among the main line and the sub-line, a thin line is positioned inside both side edges of a thick line. 高周波送信信号を増幅する少なくとも初段及び最終段を含む複数個の増幅段による増幅系を複数有し、
上記各増幅系の最終段の出力を検出する相互に独立した方向性結合器を有する高周波回路モジュールであって、
上記方向性結合器は上記各増幅系の最終段のインピーダンス整合回路部分に設けられ、
上記方向性結合器の主線路の線路幅と、上記制御端子へ供給されるべき制御信号を形成する信号を出力するところの上記方向性結合器の副線路の線路幅は、相互に異なる幅になっていることを特徴とする高周波回路モジュール。Having a plurality of amplification systems with a plurality of amplification stages including at least a first stage and a final stage for amplifying a high-frequency transmission signal,
A high-frequency circuit module having mutually independent directional couplers for detecting the output of the final stage of each amplification system,
The directional coupler is provided in the impedance matching circuit portion of the final stage of each amplification system,
The line width of the main line of the directional coupler and the line width of the sub line of the directional coupler that outputs a signal forming a control signal to be supplied to the control terminal are different from each other. A high-frequency circuit module characterized in that 上記方向性結合器の上記主線路の信号入力部分のインピーダンス値は上記主線路の信号出力部分のインピーダンス値よりも小さく、
上記方向性結合器の上記主線路の信号入力部分のインピーダンス値と、上記主線路の信号出力部分のインピーダンス値の差は１０Ω前後以内であり、
上記主線路の信号出力部分のインピーダンス値は５０Ωよりも１Ωに満たない僅かに小さな値になっていることを特徴とする請求の範囲第１３項に記載の高周波回路モジュール。The impedance value of the signal input portion of the main line of the directional coupler is smaller than the impedance value of the signal output portion of the main line,
The difference between the impedance value of the signal input portion of the main line of the directional coupler and the impedance value of the signal output portion of the main line is within about 10Ω,
14. The high-frequency circuit module according to claim 13, wherein the impedance value of the signal output portion of the main line is slightly smaller than 50Ω and less than 1Ω. 上記方向性結合器は上記増幅系等が設けられる誘電体基板の中層に誘電体を介して重なるように配置される主線路と副線路で形成され、
上記主線路と副線路のうち、細い線路はその両側縁が太い線路の両側縁の内側に位置していることを特徴とする請求の範囲第１３項に記載の高周波回路モジュール。The directional coupler is formed of a main line and a sub line arranged so as to overlap a middle layer of a dielectric substrate provided with the amplification system etc. via a dielectric,
14. The high-frequency circuit module according to claim 13, wherein, among the main line and the sub-line, the narrow line is located inside the both side edges of the thick line. 上記方向性結合器は上記増幅系等が設けられる誘電体基板の表面と中層に誘電体を介して重なるように配置される主線路と副線路で形成され、
上記主線路と副線路のうち、細い線路はその両側縁が太い線路の両側縁の内側に位置していることを特徴とする請求の範囲第１３項に記載の高周波回路モジュール。The directional coupler is formed of a main line and a sub line arranged so as to overlap the surface and middle layer of a dielectric substrate on which the amplification system and the like are provided via a dielectric,
14. The high-frequency circuit module according to claim 13, wherein, among the main line and the sub-line, the narrow line is located inside the both side edges of the thick line. 高周波送信信号を増幅する少なくとも初段及び最終段を含む複数個の増幅段による増幅系を複数有し、
上記各増幅系の最終段の出力を検出する相互に独立した方向性結合器を有し、
上記各方向性結合器のパワー検出信号とパワーコントロール信号を受け、上記各増幅系の各増幅段にパワー制御信号を供給する出力制御回路とを有する高周波回路モジュールであって、
上記方向性結合器は上記各増幅系の最終段のインピーダンス整合回路部分に設けられ、
上記方向性結合器の主線路の線路幅と、上記制御端子へ供給されるべき制御信号を形成する信号を出力するところの上記方向性結合器の副線路の線路幅は、相互に異なる幅になっていることを特徴とする高周波回路モジュール。Having a plurality of amplification systems with a plurality of amplification stages including at least a first stage and a final stage for amplifying a high-frequency transmission signal,
It has mutually independent directional couplers that detect the output of the final stage of each amplification system,
A high-frequency circuit module having an output control circuit that receives a power detection signal and a power control signal of each directional coupler and supplies a power control signal to each amplification stage of each amplification system;
The directional coupler is provided in the impedance matching circuit portion of the final stage of each amplification system,
The line width of the main line of the directional coupler and the line width of the sub line of the directional coupler that outputs a signal forming a control signal to be supplied to the control terminal are different from each other. A high-frequency circuit module characterized in that 上記方向性結合器の上記主線路の信号入力部分のインピーダンス値は上記主線路の信号出力部分のインピーダンス値よりも小さく、
上記方向性結合器の上記主線路の信号入力部分のインピーダンス値と、上記主線路の信号出力部分のインピーダンス値の差は１０Ω前後以内であり、
上記主線路の信号出力部分のインピーダンス値は５０Ωよりも１Ωに満たない僅かに小さな値になっていることを特徴とする請求の範囲第１７項に記載の高周波回路モジュール。The impedance value of the signal input portion of the main line of the directional coupler is smaller than the impedance value of the signal output portion of the main line,
The difference between the impedance value of the signal input portion of the main line of the directional coupler and the impedance value of the signal output portion of the main line is within about 10Ω,
18. The high-frequency circuit module according to claim 17, wherein the impedance value of the signal output portion of the main line is slightly smaller than 50Ω and less than 1Ω. 上記方向性結合器は上記増幅系等が設けられる誘電体基板の中層に誘電体を介して重なるように配置される主線路と副線路で形成され、
上記主線路と副線路のうち、細い線路はその両側縁が太い線路の両側縁の内側に位置していることを特徴とする請求の範囲第１７項に記載の高周波回路モジュール。The directional coupler is formed of a main line and a sub line arranged so as to overlap a middle layer of a dielectric substrate provided with the amplification system etc. via a dielectric,
18. The high-frequency circuit module according to claim 17, wherein, among the main line and the sub-line, the narrow line is located inside the both side edges of the thick line. 上記方向性結合器は上記増幅系等が設けられる誘電体基板の表面と中層に誘電体を介して重なるように配置される主線路と副線路で形成され、
上記主線路と副線路のうち、細い線路はその両側縁が太い線路の両側縁の内側に位置していることを特徴とする請求の範囲第１７項に記載の高周波回路モジュール。The directional coupler is formed of a main line and a sub line arranged so as to overlap the surface and middle layer of a dielectric substrate on which the amplification system and the like are provided via a dielectric,
18. The high-frequency circuit module according to claim 17, wherein, among the main line and the sub-line, the narrow line is located inside the both side edges of the thick line. 高周波送信信号を増幅する少なくとも初段及び最終段を含む複数個の増幅段による増幅系と、
上記増幅系の最終段の出力を検出する方向性結合器と、
上記方向性結合器のパワー検出信号とパワーコントロール信号を受け、上記増幅系の各増幅段にパワー制御信号を供給する出力制御回路とを含む高周波回路モジュールを有する無線通信機であって、
上記方向性結合器は上記増幅系の最終段のインピーダンス整合回路部分に設けられ、
上記方向性結合器の主線路の線路幅と、上記制御端子へ供給されるべき制御信号を形成する信号を出力するところの上記方向性結合器の副線路の線路幅は、相互に異なる幅になっていることを特徴とする無線通信機。An amplification system with a plurality of amplification stages including at least a first stage and a final stage for amplifying a high-frequency transmission signal;
A directional coupler for detecting the output of the final stage of the amplification system;
A radio communication device having a high frequency circuit module including an output control circuit that receives a power detection signal and a power control signal of the directional coupler and supplies a power control signal to each amplification stage of the amplification system,
The directional coupler is provided in the impedance matching circuit portion of the final stage of the amplification system,
The line width of the main line of the directional coupler and the line width of the sub line of the directional coupler that outputs a signal forming a control signal to be supplied to the control terminal are different from each other. A wireless communication device, characterized in that 上記方向性結合器の上記主線路の信号入力部分のインピーダンス値は上記主線路の信号出力部分のインピーダンス値よりも小さく、
上記方向性結合器の上記主線路の信号入力部分のインピーダンス値と、上記主線路の信号出力部分のインピーダンス値の差は１０Ω前後以内であり、
上記主線路の信号出力部分のインピーダンス値は５０Ωよりも１Ωに満たない僅かに小さな値になっていることを特徴とする請求の範囲第２１項に記載の無線通信機。The impedance value of the signal input portion of the main line of the directional coupler is smaller than the impedance value of the signal output portion of the main line,
The difference between the impedance value of the signal input portion of the main line of the directional coupler and the impedance value of the signal output portion of the main line is within about 10Ω,
22. The radio communication device according to claim 21, wherein the impedance value of the signal output portion of the main line is slightly smaller than 50Ω and less than 1Ω. 上記方向性結合器は上記増幅系等が設けられる誘電体基板の中層に誘電体を介して重なるように配置される主線路と副線路で形成され、
上記主線路と副線路のうち、細い線路はその両側縁が太い線路の両側縁の内側に位置していることを特徴とする請求の範囲第２１項に記載の無線通信機。The directional coupler is formed of a main line and a sub line arranged so as to overlap a middle layer of a dielectric substrate provided with the amplification system etc. via a dielectric,
22. The wireless communication device according to claim 21, wherein, among the main line and the sub line, the narrow line is located inside the both side edges of the thick line. 上記方向性結合器は上記増幅系等が設けられる誘電体基板の表面と中層に誘電体を介して重なるように配置される主線路と副線路で形成され、
上記主線路と副線路のうち、細い線路はその両側縁が太い線路の両側縁の内側に位置していることを特徴とする請求の範囲第２１項に記載の無線通信機。The directional coupler is formed of a main line and a sub line arranged so as to overlap the surface and middle layer of a dielectric substrate on which the amplification system and the like are provided via a dielectric,
22. The wireless communication device according to claim 21, wherein, among the main line and the sub line, the narrow line is located inside the both side edges of the thick line. 上記方向性結合器による検出情報を比較回路で比較し、上記比較回路の出力である比較情報を入力信号とする自動利得制御回路によって上記高周波回路モジュールの入力電力を制御することを特徴とする請求の範囲第２１項に記載の無線通信機。The information detected by the directional coupler is compared by a comparison circuit, and the input power of the high-frequency circuit module is controlled by an automatic gain control circuit using the comparison information output from the comparison circuit as an input signal. The wireless communication device according to Item 21. 上記高周波回路モジュールを飽和型増幅器とし、上記方向性結合器による検出情報を比較回路で比較し、上記比較回路の出力である比較情報を制御信号として上記飽和型高周波回路モジュールの電源電圧を制御することを特徴とする請求の範囲第２１項に記載の無線通信機。The high-frequency circuit module is a saturation amplifier, the detection information from the directional coupler is compared by a comparison circuit, and the power supply voltage of the saturation high-frequency circuit module is controlled by using the comparison information output from the comparison circuit as a control signal. The wireless communication apparatus according to claim 21, wherein the wireless communication apparatus is characterized in that: 高周波送信信号を増幅する少なくとも初段及び最終段を含む複数個の増幅段による増幅系を複数有し、
上記各増幅系の最終段の出力を検出する相互に独立した方向性結合器を有し、
上記各方向性結合器のパワー検出信号とパワーコントロール信号を受け、上記各増幅系の各増幅段にパワー制御信号を供給する出力制御回路とを含む高周波回路モジュールを有する無線通信機であって、
上記各方向性結合器は上記各増幅系の最終段のインピーダンス整合回路部分に設けられ、
上記各方向性結合器の主線路の線路幅と、上記各制御端子へ供給されるべき制御信号を形成する信号を出力するところの上記各方向性結合器の副線路の線路幅は、相互に異なる幅になっていることを特徴とする無線通信機。Having a plurality of amplification systems with a plurality of amplification stages including at least a first stage and a final stage for amplifying a high-frequency transmission signal,
It has mutually independent directional couplers that detect the output of the final stage of each amplification system,
A wireless communication device having a high frequency circuit module including an output control circuit that receives a power detection signal and a power control signal of each directional coupler and supplies a power control signal to each amplification stage of each amplification system,
Each directional coupler is provided in the impedance matching circuit portion of the final stage of each amplification system,
The line widths of the main lines of the directional couplers and the line widths of the sub lines of the directional couplers that output signals forming the control signals to be supplied to the control terminals are mutually A wireless communication device characterized by having different widths. 上記各方向性結合器の上記主線路の信号入力部分のインピーダンス値は上記主線路の信号出力部分のインピーダンス値よりも小さく、
上記方向性結合器の上記主線路の信号入力部分のインピーダンス値と、上記主線路の信号出力部分のインピーダンス値の差は１０Ω前後以内であり、
上記主線路の信号出力部分のインピーダンス値は５０Ωよりも１Ωに満たない僅かに小さな値になっていることを特徴とする請求の範囲第２７項に記載の無線通信機。The impedance value of the signal input portion of the main line of each directional coupler is smaller than the impedance value of the signal output portion of the main line,
The difference between the impedance value of the signal input portion of the main line of the directional coupler and the impedance value of the signal output portion of the main line is within about 10Ω,
28. The radio communication device according to claim 27, wherein an impedance value of a signal output portion of the main line is a value slightly smaller than 50Ω and less than 1Ω. 上記各方向性結合器は上記各増幅系等が設けられる誘電体基板の中層に誘電体を介して重なるように配置される主線路と副線路で形成され、
上記主線路と副線路のうち、細い線路はその両側縁が太い線路の両側縁の内側に位置していることを特徴とする請求の範囲第２７項に記載の無線通信機。Each of the directional couplers is formed of a main line and a sub line arranged so as to overlap with a middle layer of a dielectric substrate on which each of the amplification systems is provided, via a dielectric,
28. The radio communication device according to claim 27, wherein, of the main line and the sub line, the narrow line is located inside the both side edges of the thick line. 上記各方向性結合器は上記各増幅系等が設けられる誘電体基板の表面と中層に誘電体を介して重なるように配置される主線路と副線路で形成され、
上記主線路と副線路のうち、細い線路はその両側縁が太い線路の両側縁の内側に位置していることを特徴とする請求の範囲第２７項に記載の無線通信機。Each of the directional couplers is formed of a main line and a sub line that are arranged so as to overlap a surface and a middle layer of a dielectric substrate on which each of the amplification systems and the like are provided via a dielectric,
28. The radio communication device according to claim 27, wherein, of the main line and the sub line, the narrow line is located inside the both side edges of the thick line. 上記方向性結合器による検出情報を比較回路で比較し、上記比較回路の出力である比較情報を入力信号とする自動利得制御回路によって上記高周波回路モジュールの入力電力を制御することを特徴とする請求の範囲第２７項に記載の無線通信機。The information detected by the directional coupler is compared by a comparison circuit, and the input power of the high-frequency circuit module is controlled by an automatic gain control circuit using the comparison information output from the comparison circuit as an input signal. The radio communication device according to claim 27. 上記高周波回路モジュールを飽和型増幅器とし、上記方向性結合器による検出情報を比較回路で比較し、上記比較回路の出力である比較情報を制御信号として上記飽和型高周波回路モジュールの電源電圧を制御することを特徴とする請求の範囲第２７項に記載の無線通信機。The high-frequency circuit module is a saturation amplifier, the detection information from the directional coupler is compared by a comparison circuit, and the power supply voltage of the saturation high-frequency circuit module is controlled by using the comparison information output from the comparison circuit as a control signal. 28. The wireless communication device according to claim 27, wherein:
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