JPS6394589A - Control circuit of induction heating cooker - Google Patents

Control circuit of induction heating cooker

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JPS6394589A
JPS6394589A JP23850686A JP23850686A JPS6394589A JP S6394589 A JPS6394589 A JP S6394589A JP 23850686 A JP23850686 A JP 23850686A JP 23850686 A JP23850686 A JP 23850686A JP S6394589 A JPS6394589 A JP S6394589A
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JP
Japan
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voltage
pulse
circuit
timing
switching transistor
Prior art date
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Application number
JP23850686A
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Japanese (ja)
Inventor
森島 正行
裕 奥村
原 茂元
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sanyo Electric Co Ltd
Original Assignee
Sanyo Electric Co Ltd
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Publication date
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
(57) [Abstract] This bulletin contains application data before electronic filing, so abstract data is not recorded.

Description

【発明の詳細な説明】 (イ)産業上の利用分野 本発明は誘導加熱調理器に係わり、特にその制御回路に
関する。
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (a) Field of Industrial Application The present invention relates to an induction heating cooker, and particularly to a control circuit thereof.

(ロ)従来の技術 従来此種調理器はインバータ回路を自励発振させるため
の半導体スイッチング素子のオンタイミングを決めるべ
く、スイッチング素子としてトランジスタを使用し、こ
のトランジスタのコレクタ電圧と零電圧とを比較してタ
イミングを得るものや、コレクタ電圧と直流電源電圧と
を比較してタイミ〉・グを得るものがあった。前者は特
公昭58−36473号公報の従来例として開示されて
おり、後者は特公昭5B−36473号公報の実施例と
して開示されている。
(B) Conventional technology Conventionally, this type of cooking appliance uses a transistor as a switching element and compares the collector voltage of this transistor with zero voltage in order to determine the turn-on timing of a semiconductor switching element to cause the inverter circuit to self-oscillate. There were some that obtained the timing by comparing the collector voltage and the DC power supply voltage. The former is disclosed as a conventional example in Japanese Patent Publication No. 58-36473, and the latter is disclosed as an embodiment in Japanese Patent Publication No. 5B-36473.

(ハ)発明が解決しようとする問題点 前記従来の技術にあって、スイッチングトランジスタの
コレクタ電圧の包絡線が、交流電源を全波整が「ニジて
得られる波形と同期しかつ相似なものであり、前者にお
いては発振周波数を高くしていくと:Iレクタ電圧が零
電圧まで低下せず、零電圧と比較しても、スイッチング
トランジスタのオンタイミングが得られず、非発振の期
間が生じることとなり、安定した発振が行なえないとい
う問題点があった。
(c) Problems to be Solved by the Invention In the above-mentioned conventional technology, the envelope of the collector voltage of the switching transistor is synchronized with and similar to the waveform obtained by full-wave rectification of the AC power supply. In the former case, when the oscillation frequency is increased, the I-rector voltage does not drop to zero voltage, and even when compared to zero voltage, the on timing of the switching transistor cannot be obtained, and a period of non-oscillation occurs. Therefore, there was a problem that stable oscillation could not be performed.

一方、後者にあっては前者を改良して周波数可変範囲を
拡大すべく、コレクタ電圧と直流電源電圧とを比較して
オンタイミングを得るようにしたものであるが、交流電
源を全波整流回路にて全波整流した直流電源の電圧が雷
サージ等の外来ノイズによって急激な変化をしたときに
は、コレクタ電圧の比較対象である電圧が変わ−)てし
まうので、発振波形が乱れたり、スイッチングトランジ
スタによる損失が増大したり等スイッチングトランジス
タに対して苛酷な条件となることがあった。
On the other hand, in the latter case, in order to improve the former and expand the frequency variable range, the on-timing is obtained by comparing the collector voltage and the DC power supply voltage. When the full-wave rectified DC power supply voltage suddenly changes due to external noise such as a lightning surge, the voltage to which the collector voltage is compared changes, causing the oscillation waveform to be distorted and the switching transistor to This may increase loss or create harsh conditions for switching transistors.

このため、本発明は外来ノイズに影響されず安定した発
振を維持するとともに、周波数可変範囲を拡大した誘導
加熱調理器を提供するものである。
Therefore, the present invention provides an induction heating cooker that maintains stable oscillation without being affected by external noise and has an expanded frequency variable range.

(ニ)問題点を解決するための手段 本発明は前記問題点を解決するものであって、以下実施
例に基づいて説明する。
(d) Means for Solving the Problems The present invention solves the above-mentioned problems, and will be explained below based on examples.

高周波交番磁界を発生して、負荷を誘導加熱する加熱コ
イルク4〉を有したインバータ回路(3)内のスイッチ
ングトランジスタフ7)のコレクタ電圧を入力するもの
であり、このコレクタ電圧の直流成分の通過を阻止する
直流阻止用のコンデンサ(15)を有し、このコンデン
サ<15)を介した信号を○側入力端に入力し、商用交
流電源(1)の変動に影響きれず零電圧を含んだ零電圧
近辺の定電圧信号を■側入力端に入力する比較器(17
)を備え、タイミングパルスを発生するオンタイミング
検知回路(11)を設ける。そしてこのオンタイミング
検知回路(11)からのタイミングパルスを受け、タイ
ミングパルスの立ち上がりに同期するとともにトランジ
スタ(7)の駆動を制御すべく十分に増幅されたパルス
をトランジスタ(7)のベースに入力するパルス発生回
路(12)を設ける。そして、オンタイミング検知回路
(11)とパルス発生回路(12)にて制御回路(9)
を構成する。
This device inputs the collector voltage of a switching transistor 7) in an inverter circuit (3) having a heating coil 4) that generates a high-frequency alternating magnetic field and inductively heats a load, and allows the DC component of this collector voltage to pass through. It has a DC blocking capacitor (15) that blocks DC current, and the signal via this capacitor <15) is input to the input terminal on the ○ side, and is unaffected by fluctuations in the commercial AC power supply (1) and contains zero voltage. A comparator (17) that inputs a constant voltage signal near zero voltage to the ■ side input terminal.
), and an on-timing detection circuit (11) that generates a timing pulse is provided. Then, upon receiving the timing pulse from the on-timing detection circuit (11), a sufficiently amplified pulse is input to the base of the transistor (7) in synchronization with the rise of the timing pulse and to control the drive of the transistor (7). A pulse generation circuit (12) is provided. Then, a control circuit (9) is formed by an on-timing detection circuit (11) and a pulse generation circuit (12).
Configure.

(ホ〉作用 スイッチングトランジスタ(7)のコレクタ電圧を直流
阻止用のコンデンサ(15)を介して交流成分のみの電
圧信号となすことにより、零電圧と確実に交差するよう
にしている。また、比較器(17)の■側の入力信号を
交流電源(1〉の変動による影響を受けないものとした
ため、外来ノイズによる変動をなくシ、タイミングパル
スの送出を安定なものにしている。
(E) Effect The collector voltage of the switching transistor (7) is made into a voltage signal containing only AC components via the DC blocking capacitor (15), so that it crosses zero voltage reliably. Since the input signal on the ■ side of the device (17) is not affected by fluctuations in the AC power supply (1), fluctuations due to external noise are eliminated and timing pulse transmission is made stable.

(へ)実施例 以下本発明の一実施例を第1図〜第7図を参照して説明
する。
(f) Example An example of the present invention will be described below with reference to FIGS. 1 to 7.

(1)は商用交流電源、(2)は交流電源(1)を全波
整流する整流回路、(3〉は整流回路(2)からの出力
(端子Aの出力)が印加されるとともに誘導加熱コイル
ク4〉・共振コンデンサク5)・ダンパーダイオード(
6)・スイッチングトランジスタ(7)を含み、後述す
る制御回路(9)によりスイッチングトランジスタ(7
)のオン・オフか制御されるインバータ回路であって、
このインバータ回路(3)内の加熱コイル(4)に高周
波電流が流れることにより発生する交番磁束を利用して
、天板(図示せず)上に載置される磁性材料で構成啓れ
た金属製の負荷(図示せず)を誘導加熱するものである
(1) is a commercial AC power supply, (2) is a rectifier circuit that full-wave rectifies the AC power supply (1), and (3> is an induction heating circuit when the output from the rectifier circuit (2) (output of terminal A) is applied. Coil capacitor 4〉・Resonant capacitor 5)・Damper diode (
6)・Includes a switching transistor (7), and the switching transistor (7) is controlled by a control circuit (9) to be described later.
) is an inverter circuit whose on/off is controlled,
Using the alternating magnetic flux generated by high-frequency current flowing through the heating coil (4) in the inverter circuit (3), a magnetic material made of magnetic material placed on the top plate (not shown) is used. The device heats a manufactured load (not shown) by induction.

(8)は商用交流電源(1)に接続し、降圧・整流・平
滑を行なって交流電源(1〉の変動に影響を受けること
の少ない零電圧を含んだ零電圧近辺の定電圧を発生する
直流電源であり、その出力(端子Bの出力)は制御回路
(9)へ入力している。(10)はインバータ回路(3
)による発振を開始させるため交流電源(1)の電圧の
立ち上がりに同期した起動信号を発生する起動信号発生
回路である。
(8) is connected to the commercial AC power supply (1) and performs step-down, rectification, and smoothing to generate a constant voltage near zero voltage, including zero voltage, which is less affected by fluctuations in the AC power supply (1). It is a DC power supply, and its output (output from terminal B) is input to the control circuit (9). (10) is the inverter circuit (3).
This is a starting signal generation circuit that generates a starting signal synchronized with the rise of the voltage of the AC power supply (1) in order to start oscillation by the AC power source (1).

制御回路(9〉は、直流電源(8)からの定電圧(零ボ
ルトを含む)とインバータ回路(3)におけるスイッチ
ングトランジスタ(7)のコレクタ・エミッタ間電圧と
を入力し、この両者からスイッチングトランジスタ(7
)をオンさせるための信号を送出するタイミングを得て
、そのタイミングに基づいたパルスを送出するものであ
り、このパルスはスイッチングトランジスタ<7)のベ
ースに入力される。
The control circuit (9) inputs the constant voltage (including zero volts) from the DC power supply (8) and the collector-emitter voltage of the switching transistor (7) in the inverter circuit (3), and outputs the switching transistor from both of them. (7
) is obtained, and a pulse is sent out based on that timing, and this pulse is input to the base of the switching transistor <7).

第1図は制御回路(9〉の−例を示し、オンタイミング
検知回路(11)とパルス発生回路(12)とから構成
し、オンタイミング検知回路(11)はスイッチングト
ランジスタ(7)のコレクタ電圧を得るための端子CD
間に抵抗(13)と抵抗(14)との直列回路を接続し
、抵抗(14)に並列にコンデンサ(15)と抵抗(1
6)との直列回路を接続する。そして、コンデンサ(1
5)と抵抗(16)との接続点(P)?比較器(17)
の○個入力端に接続するとともに、ダイオード(18)
を逆方向に介して接地し、ダイオード(19)を順方向
に介して直流電源(8)の出力端B〔電圧をVDDとす
る〕に接続する。一方比較器(17)の■個入力端は抵
抗(20)を介して接地するとともに、抵抗(21)を
介してVOOに接続する。この比較器(17)の出力端
(E)はパルス発生回路り12)に接読する。パルス発
生回路(12)は、比較器(17)の出力すなわちタイ
ミングパルスの立ち上がりに同期するとともに、スイッ
チングトランジスタ(7)の駆動を制御すべく、トラン
ジスタ(7)を十分にオンとするように増幅したオンパ
ルスを出力端Fよりトランジスタ(7〉のベースへ向け
て発生するものである。
FIG. 1 shows an example of the control circuit (9), which is composed of an on-timing detection circuit (11) and a pulse generation circuit (12), and the on-timing detection circuit (11) is connected to the collector voltage of the switching transistor (7). Terminal CD to get
A series circuit of a resistor (13) and a resistor (14) is connected between them, and a capacitor (15) and a resistor (14) are connected in parallel to the resistor (14).
Connect the series circuit with 6). And the capacitor (1
5) and the connection point (P) between resistor (16)? Comparator (17)
In addition to connecting to the input terminals of ○, the diode (18)
is connected to the ground through the diode (19) in the forward direction, and connected to the output terminal B (voltage is set to VDD) of the DC power supply (8) through the diode (19) in the forward direction. On the other hand, the input terminals of the comparator (17) are grounded through a resistor (20) and connected to VOO through a resistor (21). The output terminal (E) of this comparator (17) is read directly to the pulse generating circuit 12). The pulse generation circuit (12) synchronizes with the output of the comparator (17), that is, the rise of the timing pulse, and amplifies the transistor (7) sufficiently to control the drive of the switching transistor (7). The on-pulse is generated from the output terminal F toward the base of the transistor (7>).

尚、コンデンサ(15)としては、入力信号の直流成分
の通過を阻止し、交流成分のみを通過させる直流阻止用
のものを使用する。
The capacitor (15) used is a DC blocking capacitor that blocks the passing of the DC component of the input signal and allows only the AC component to pass.

次にこの例に基づいた動作を説明する。ただし、適当な
負荷が天板上に載置されている状態で電源スィッチ(図
示せず)が投入されたものとして説明を行なう。電源ス
ィッチの投入により起動信号発生回路(10)より起動
信号が発生され、インバータ回路(3)の発振が開始き
れる。この発振を継続させるべく、制御回路(9〉が機
能する。すなわち、インバータ回路(3)の発振により
、スイ・/チングトランジスタ(7)のコレクタ・エミ
ッタ間の電圧が変化する。この電圧をオンタイミング検
知回路(11〉がとらえ、抵抗(13)と(14)とで
降圧しく第3図(d)参照)、コンデンサ(15)にて
直流成分をカットして、交流成分のみとなす(第5図(
a)参照)。ただし、この交流成分はダイオード(18
)によって、負の部分がクリップきれ、比較器(17)
において、抵抗(20)と(21)とで定まる基準電位
と比較されて、オンタイミングを得る。第5図に比較器
(17)の入出力電圧の関係波形図を示すが、比較器(
17)の基準電位としては零ボルトを採用している。た
だし、この基準電位を零ボルトに限定せず、零ボルト近
辺に選んだ回路が上述したものである。そして、比較器
(17)の出力における立ち上がりに同期させたパルス
をパルス発生回路(12)により発生し、インバータ回
路(3)におけるスイッチングトランジスタ(7)をオ
ン状態となす。このオン状態の保持期間は、図示しない
出力制御部の操作によりパルス発生回路(12)内のパ
ルス幅決定部における時定数を変化させて、オンパルス
幅を決定することで定まる。すなわち、このオンパルス
幅を長くする(発振周波数を低くすることと同等)こと
で、加熱コイル(4)に流れる電流のピーク値が増加し
、それに伴ない加熱出力も増大する。逆に、オンパルス
幅を短くすると、加熱出力が減少する。尚、コレクタ・
エミッタ間電圧を交流成分のみとなして、オンパルスの
タイミングを得るにあたり、そのタイミングが従来のも
のに比べ早くなって、スイッチングトランジスタ(7)
に対してコレクタ電圧が過大な状態においてオンパルス
が入力して損失が増大することを防止するため、抵抗(
16)に並列に位相調整用のコンデンサを挿入すること
が望ましい。
Next, the operation based on this example will be explained. However, the explanation will be made assuming that a power switch (not shown) is turned on with an appropriate load placed on the top plate. When the power switch is turned on, a start signal is generated by the start signal generation circuit (10), and the oscillation of the inverter circuit (3) can be started. In order to continue this oscillation, the control circuit (9>) functions. That is, the oscillation of the inverter circuit (3) changes the voltage between the collector and emitter of the switching transistor (7). This voltage is turned on. The timing detection circuit (11) detects the voltage, and the resistors (13) and (14) step down the voltage (see Figure 3 (d)), and the capacitor (15) cuts the DC component, leaving only the AC component (see Figure 3(d)). Figure 5 (
a)). However, this AC component is connected to a diode (18
), the negative part is clipped and the comparator (17)
At , it is compared with a reference potential determined by resistors (20) and (21) to obtain on-timing. Figure 5 shows a waveform diagram of the input/output voltage relationship of the comparator (17).
17), zero volt is adopted as the reference potential. However, this reference potential is not limited to zero volts, and the circuit described above selects the reference potential to be around zero volts. Then, the pulse generating circuit (12) generates a pulse synchronized with the rising edge of the output of the comparator (17), turning on the switching transistor (7) in the inverter circuit (3). This on-state retention period is determined by changing the time constant in a pulse width determining section in the pulse generating circuit (12) by operating an output control section (not shown) to determine the on-pulse width. That is, by lengthening this on-pulse width (equivalent to lowering the oscillation frequency), the peak value of the current flowing through the heating coil (4) increases, and the heating output increases accordingly. Conversely, when the on-pulse width is shortened, the heating output is reduced. In addition, the collector
When the emitter voltage is made up of only alternating current components and the on-pulse timing is obtained, the timing is faster than the conventional one, and the switching transistor (7)
In order to prevent an on-pulse from inputting and increasing loss when the collector voltage is excessive, a resistor (
It is desirable to insert a phase adjustment capacitor in parallel with 16).

一フj1天板上に置かれていた負荷を取り除くと、負荷
検知回路(図示せず)が作動して、パルス発生回路(1
2)の自動発振のためのパルスを送出させないようにし
て、インバータ回路(3)の自励発振を停止させる。こ
のとき、スイッチングトランジスタ(7)のコレクタ・
エミッタ間電圧は、共振コンデンサ(5)の充電電位(
約140V程度)で一定のものとなり(第3図(c)参
照)、この電圧はコンデンサ(15)にて直流成分がカ
ットされて零電位となる(第7図(a)参照)。したが
って、オンタイミング検知回路(11)におりるタイミ
ングパルスを得ることができず、オンパルスが発生せず
インバータ回路(3)の発振は停止rる。
When the load placed on the top plate is removed, the load detection circuit (not shown) is activated and the pulse generation circuit (1
The self-oscillation of the inverter circuit (3) is stopped by not sending out the pulses for automatic oscillation (2). At this time, the collector of the switching transistor (7)
The emitter voltage is the charging potential of the resonant capacitor (5) (
(about 140 V) (see FIG. 3(c)), and the DC component of this voltage is cut off by the capacitor (15) and becomes zero potential (see FIG. 7(a)). Therefore, it is not possible to obtain a timing pulse that reaches the on-timing detection circuit (11), no on-pulse is generated, and the oscillation of the inverter circuit (3) is stopped.

本発明は以上の如くであり、スイッチングトランジスタ
(7)のコレクタ・エミッタ間電圧を、コンデンサ(1
5)を経て直流成分をカットして、交、・九成分のみと
なすことで、確実に零ボルト交差点を生じさせ、スイッ
チングトランジスタ(7〉のオンパルスを送出させるた
めのタイミングを確実に得ることができる。そして、オ
ンパルスの発生タイミングが確実となることで、出力制
御可能範囲を拡大することができ、常に安定した発振の
継続を可能ならしめている。またオンパルスを送出する
ためのタイミングを得るための比較対象電圧を、外来ノ
イズに対する影響の少ない定電圧源から得ているので、
外来ノイズにより発振が乱れたり、スイッチングトラン
ジスタ(7)による損失が増大したりすることがなく、
スイッチングトランジスタ(7)に対して苛酷な条件・
状況を与えることはない。
The present invention is as described above, and the collector-emitter voltage of the switching transistor (7) is controlled by the capacitor (1).
By cutting the DC component through step 5) and leaving it with only the alternating current and nine components, it is possible to reliably generate the zero volt intersection and obtain the timing for sending the on-pulse of the switching transistor (7>). By ensuring the timing of on-pulse generation, the output controllable range can be expanded and stable oscillation can be maintained at all times. Since the comparison target voltage is obtained from a constant voltage source that has little influence on external noise,
The oscillation is not disturbed by external noise and the loss due to the switching transistor (7) is not increased.
harsh conditions for the switching transistor (7)
Don't give the situation away.

(ト)発明の効果 本発明は、スイッチングトランジスタのコレクタ・エミ
ッタ間電圧を、コンデンサを介して直流成分をカットし
、交流成分のみとなして、確実に零ボルト交差点を発生
させている。一方、この交流成分との比較対象となる?
tJIEを、零ボルト或いは交流電源の急激な変化に対
してほとんど影響されない定電圧を発生する直流電源か
ら導入しているので、外来ノイズに対する影響がほとん
どなく、安定したオンパルス発生のタイミングを得るこ
とができ、出力制御範囲を拡大することができるととも
に、安定した発振の継続を実現できる。
(g) Effects of the Invention The present invention reliably generates a zero-volt crossing point by cutting off the DC component of the voltage between the collector and emitter of the switching transistor through a capacitor and leaving only the AC component. On the other hand, what can be compared with this AC component?
Since tJIE is introduced from a DC power supply that generates a constant voltage that is hardly affected by zero volts or sudden changes in the AC power supply, there is almost no influence from external noise and stable on-pulse generation timing can be obtained. This makes it possible to expand the output control range and realize stable oscillation.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

各図は本発明の実施例を示すもので、第1図は制御回路
の電気回路図、第2図は誘導加熱調理器の概略回路図、
第3図は要部信号波形図、第4図は第3図のX部拡大図
、第5図は第3図のX部における比較器の入出力波形図
、第6図は第3図のY部拡大図、第7図は第3図のY部
における比較器の入出力波形図である。 (1)・・・交流電源、(3)・・・インバー4回路、
(4)・・・加熱コイル、(7〉・・・スイッチングト
ランジスタ、 (8)・・・直流電源、 (9)・・・
制御回路、 〈11〉・・・オンタイミング検知回路、
 (12)・・・パルス発生回路、 (15)・・・コ
ンデンサ、 (17)・・・比較器。 第2 図 第6図 第7図
Each figure shows an embodiment of the present invention. Figure 1 is an electric circuit diagram of a control circuit, Figure 2 is a schematic circuit diagram of an induction heating cooker,
Figure 3 is a diagram of main signal waveforms, Figure 4 is an enlarged view of section X in Figure 3, Figure 5 is an input/output waveform diagram of the comparator in section X of Figure 3, and Figure 6 is a diagram of the input and output waveforms of the comparator in section X of Figure 3. FIG. 7, an enlarged view of the Y section, is an input/output waveform diagram of the comparator in the Y section of FIG. (1)... AC power supply, (3)... Invar 4 circuit,
(4)...Heating coil, (7>...Switching transistor, (8)...DC power supply, (9)...
Control circuit, <11>...On-timing detection circuit,
(12)...Pulse generating circuit, (15)...Capacitor, (17)...Comparator. Figure 2 Figure 6 Figure 7

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] 1、高周波交流を発生するためのスイッチングトランジ
スタを含み高周波交番磁界を発生して負荷を誘導加熱す
る加熱コイルを有したインバータ回路を備えし誘導加熱
調理器において、前記トランジスタのコレクタ電圧を入
力するものであって、直流成分の通過を阻止するコンデ
ンサを介した信号を一方の入力とし零電圧を含む零電圧
近辺の定電圧を他方の入力とする比較器によりタイミン
グパルスを発生するオンタイミング検知回路と、該検知
回路のタイミングパルスを受け前記トランジスタの駆動
を制御するパルスを送出するパルス発生回路とを備えた
ことを特徴とする誘導加熱調理器の制御回路。
1. An induction heating cooker that is equipped with an inverter circuit that includes a switching transistor for generating high-frequency alternating current and has a heating coil that generates a high-frequency alternating magnetic field to inductively heat a load, and inputs the collector voltage of the transistor. The on-timing detection circuit generates a timing pulse by a comparator whose one input is a signal via a capacitor that blocks the passage of a DC component, and whose other input is a constant voltage around zero voltage including zero voltage. A control circuit for an induction heating cooker, comprising: a pulse generation circuit that receives a timing pulse from the detection circuit and sends out a pulse for controlling driving of the transistor.
JP23850686A 1986-10-07 1986-10-07 Control circuit of induction heating cooker Pending JPS6394589A (en)

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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH02119086A (en) * 1988-10-27 1990-05-07 Matsushita Electric Ind Co Ltd Induction heating cooking appliance
JPH02270289A (en) * 1989-04-10 1990-11-05 Matsushita Electric Ind Co Ltd Induction heat cooling appliance

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