JPS6364150B2 - - Google Patents
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- JPS6364150B2 JPS6364150B2 JP8938782A JP8938782A JPS6364150B2 JP S6364150 B2 JPS6364150 B2 JP S6364150B2 JP 8938782 A JP8938782 A JP 8938782A JP 8938782 A JP8938782 A JP 8938782A JP S6364150 B2 JPS6364150 B2 JP S6364150B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- H02M3/1563—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators without using an external clock
Description
【発明の詳細な説明】
この発明はスイツチングレギユレータに係り、
例えば降圧型のスイツチングレギユレータの効率
等を改善するものに関する。[Detailed Description of the Invention] This invention relates to a switching regulator,
For example, it relates to improving the efficiency of a step-down switching regulator.
一般にビデオテープレコーダ（VTR）やビデ
オカメラ等、携帯用或いは車載用の各種電子機器
の場合、その駆動電源にはバツテリが用いられて
いる。この種の電源は作動モードの切り換え等に
伴う負荷の急変によつて、その端子電圧が大きく
変動する虞があり、このような変動を抑制して電
子機器の動作を安定化させるためにスイツチング
レギユレータが用いられている。 BACKGROUND ART In general, batteries are used as a driving power source for various portable or vehicle-mounted electronic devices such as video tape recorders (VTRs) and video cameras. With this type of power supply, there is a risk that the terminal voltage may fluctuate significantly due to sudden changes in the load due to switching of operating modes, etc., and switching is required to suppress such fluctuations and stabilize the operation of electronic equipment. A regulator is used.
第１図は従来の降圧型のスイツチングレギユレ
ータを示している。このスイツチングレギユレー
タでは、入力端子２Ａ，２Ｂの間に供給された直
流入力Viは、この入力端子２Ａ，２Ｂの間に設
置されたリツプル吸収用コンデンサ４でリツプル
分が除かれるとともに、スイツチングトランジス
タ６で交流に変換され、直流再生回路８で再び直
流に変換された後、出力端子１０Ａ，１０Ｂから
安定化出力V0として取り出される。即ち、直流
再生回路８には整流素子としてのダイオード１２
と、フイルタを構成するチヨークコイル１４及び
コンデンサ１６が設置されている。 FIG. 1 shows a conventional step-down switching regulator. In this switching regulator, the ripple component of the DC input Vi supplied between the input terminals 2A and 2B is removed by the ripple absorption capacitor 4 installed between the input terminals 2A and 2B, and the ripple component is removed from the DC input Vi supplied between the input terminals 2A and 2B. The current is converted into alternating current by a switching transistor 6, and then converted back to direct current by a direct current regeneration circuit 8, and then taken out as a stabilized output V0 from output terminals 10A and 10B. That is, the DC regeneration circuit 8 includes a diode 12 as a rectifying element.
A filter coil 14 and a capacitor 16 are installed.
出力端子１０Ａ，１０Ｂの間に発生する直流電
圧V0は、コンパレータ１８の反転入力端子に印
加され、非反転入力端子に電源２０で設定された
基準電圧と比較され、この比較動作でその変動が
検出される。コンパレータ１８の非反転入力端子
には、スイツチングトランジスタ６のコレクタ側
から交流信号が抵抗２２を介して正帰還されてい
る。即ち、このスイツチングレギユレータでは、
コンパレータ１８は誤差増幅器とともに発振器を
構成している。このため、その発振出力は前記変
動レベルに対応するON−OFFデユーテイを持つ
パルスを発生し、コンパレータ１８はパルス幅変
調回路として機能している。このコンパレータ１
８の出力パルスは、スイツチングトランジスタ６
に駆動電流ｄを供給する駆動用のトランジスタ
２４のベースにスイツチング制御パルスとして印
加されている。 The DC voltage V 0 generated between the output terminals 10A and 10B is applied to the inverting input terminal of the comparator 18, and is compared with the reference voltage set by the power supply 20 at the non-inverting input terminal, and this comparison operation eliminates its fluctuation. Detected. An AC signal from the collector side of the switching transistor 6 is positively fed back to the non-inverting input terminal of the comparator 18 via a resistor 22. That is, in this switching regulator,
The comparator 18 constitutes an oscillator together with an error amplifier. Therefore, the oscillation output generates a pulse having an ON-OFF duty corresponding to the fluctuation level, and the comparator 18 functions as a pulse width modulation circuit. This comparator 1
The output pulse of 8 is the switching transistor 6
A switching control pulse is applied to the base of a driving transistor 24 that supplies a driving current d to the driving current d.
このスイツチングレギユレータでは、トランジ
スタ２４がON状態に成るパルス期間にスイツチ
ングトランジスタ６に供給される駆動電流ｄ
は、抵抗２６及びトランジスタ２４を介して基準
電位点側に放流される。なお、抵抗２８はスイツ
チングトランジスタ６のバイアス抵抗である。 In this switching regulator, the drive current d supplied to the switching transistor 6 during the pulse period when the transistor 24 is in the ON state is
is discharged to the reference potential point side via the resistor 26 and transistor 24. Note that the resistor 28 is a bias resistor for the switching transistor 6.
このスイツチングレギユレータにおいて、例え
ば、出力電流ｏを５(A)に設定し、スイツチング
トランジスタ６の電流増幅率hfeを25とした場合、
前記駆動電流ｄはｄ＝ｏ／hfe＝５／25＝
200（mA）となり、相当大きな値となる。この場
合、電力損失は入力電圧Vi、駆動電流ｄ及び
デユーテイ比Ｄの積（Ploss＝Vi・ｄ・Ｄ）で
与えられるから、入力電圧を16（Ｖ）、前記パルス
のデユーテイ比を0.5とすると、電力損失は16
（Ｗ）となる。このように、駆動電流による電力
損失は無視することができない程度の大きい値で
あり、これは効率低下の原因に成るものである。
しかも、この駆動電流の電力損失は入力電圧及び
出力電流に比例して増大するから、比較的大きい
電力を取り出すためのスイツチングレギユレータ
では、その損失は極めて大きいものになる。 In this switching regulator, for example, when the output current o is set to 5 (A) and the current amplification factor hfe of the switching transistor 6 is set to 25,
The driving current d is d=o/hfe=5/25=
200 (mA), which is a fairly large value. In this case, power loss is given by the product of input voltage Vi, drive current d, and duty ratio D (Ploss=Vi・d・D), so if the input voltage is 16 (V) and the duty ratio of the pulse is 0.5, then , the power loss is 16
(W). As described above, the power loss due to the drive current is too large to be ignored, and this causes a decrease in efficiency.
Moreover, since the power loss of this drive current increases in proportion to the input voltage and output current, the loss becomes extremely large in a switching regulator designed to extract a relatively large amount of power.
また、最近の低電圧駆動の回路手段を採用する
各種の電子機器では、このような損失は内蔵して
いるバツテリの耐用期間を短縮化する原因になる
ことは言うまでもない。 In addition, it goes without saying that in various electronic devices that employ recent low-voltage drive circuit means, such losses shorten the service life of built-in batteries.
この発明の目的は、スイツチングトランジスタ
に流す駆動電流を極めて簡単な構成で出力側電流
に加算させ、効率の向上を図つたスイツチングレ
ギユレータの提供にある。 An object of the present invention is to provide a switching regulator in which the drive current flowing through the switching transistor is added to the output current with an extremely simple configuration, thereby improving efficiency.
この発明は、スイツチングトランジスタに駆動
電流を流す駆動用のトランジスタを、スイツチン
グトランジスタのベースと直流再生回路の出力側
との間に直流再生回路を跨いで接続し、駆動電流
を整流出力に重畳させることにより、直流出力の
一部を成すようにしたものである。この発明の実
施例を図面を参照して詳細に説明する。第２図は
この発明のスイツチングレギユレータの実施例を
示し、この実施例において第１図に示す回路と同
一部分には同一符号が付してある。図において、
スイツチングトランジスタ６に駆動電流を供給す
るために設置された駆動用トランジスタ３０は、
スイツチングトランジスタ６のベースと直流再生
回路８の出力側との間に接続されている。即ち、
トランジスタ３０は、スイツチングトランジスタ
６のベース・コレクタ間に、そのコレクタをスイ
ツチングトランジスタ６のベース側にし、直流再
生回路８を跨いで接続されている。 This invention connects a driving transistor that causes a driving current to flow through the switching transistor across the DC regeneration circuit between the base of the switching transistor and the output side of the DC regeneration circuit, and superimposes the driving current on the rectified output. By doing so, it forms part of the DC output. Embodiments of the invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 2 shows an embodiment of the switching regulator of the present invention, and in this embodiment, the same parts as the circuit shown in FIG. 1 are given the same reference numerals. In the figure,
The driving transistor 30 installed to supply a driving current to the switching transistor 6 is
It is connected between the base of switching transistor 6 and the output side of DC regeneration circuit 8. That is,
The transistor 30 is connected between the base and collector of the switching transistor 6, with its collector facing the base side of the switching transistor 6, and straddling the DC regeneration circuit 8.
そして、出力端子１０Ａ，１０Ｂの間には直流
出力の変動を検出するために、抵抗３４，３６が
直列に接続されている。この抵抗３４，３６の接
続点には、第１図に示すコンパレータ１８と等価
であるトランジスタ３８のベースが接続されてい
る。このトランジスタ３８のベースに印加される
直流出力は、トランジスタ３８のエミツタと基準
電位点との間に挿入された定電圧ダイオード４０
から成る基準電圧源にトランジスタ３８のベー
ス・エミツタ間電圧を加算して設定される基準電
圧と比較される。定電圧ダイオード４０のカソー
ドは、直流再生回路８の出力側に抵抗４２を介し
て接続され、直流再生電圧の印加によつて前記基
準電圧が形成されるように成つている。 Resistors 34 and 36 are connected in series between the output terminals 10A and 10B in order to detect fluctuations in the DC output. The base of a transistor 38, which is equivalent to the comparator 18 shown in FIG. 1, is connected to the connection point between the resistors 34 and 36. The DC output applied to the base of this transistor 38 is connected to a constant voltage diode 40 inserted between the emitter of the transistor 38 and a reference potential point.
The voltage is compared with a reference voltage set by adding the base-emitter voltage of the transistor 38 to a reference voltage source consisting of . The cathode of the constant voltage diode 40 is connected to the output side of the DC regeneration circuit 8 via a resistor 42, so that the reference voltage is formed by applying the DC regeneration voltage.
また、このトランジスタ３８のコレクタにはト
ランジスタ３０のベースが接続され、このトラン
ジスタ３０のベースにはスイツチングトランジス
タ６のコレクタがコンデンサ４４を介して接続さ
れており、スイツチングトランジスタ６で形成さ
れた交流信号がコンデンサ４４を介してトランジ
スタ３０のベースに正帰還されるようになつてい
る。即ち、トランジスタ３０，３８で構成される
回路は誤差増幅器とともに発振器を構成してお
り、このトランジスタ３８のコレクタ側には直流
出力の変動レベルに対応したON−OFFデユーテ
イを持つパルス幅変調出力が形成され、このパル
スはスイツチングレギユレータ６のベースにスイ
ツチング制御入力として与えられるようになつて
いる。 Further, the base of a transistor 30 is connected to the collector of this transistor 38, and the collector of a switching transistor 6 is connected to the base of this transistor 30 via a capacitor 44. The signal is positively fed back to the base of transistor 30 via capacitor 44. That is, the circuit composed of transistors 30 and 38 constitutes an oscillator together with an error amplifier, and a pulse width modulated output having an ON-OFF duty corresponding to the fluctuation level of the DC output is formed on the collector side of this transistor 38. This pulse is applied to the base of the switching regulator 6 as a switching control input.
以上の構成において、その動作を説明すると、
抵抗３４，３６の接続点で検出される直流出力電
圧が定電圧ダイオード４０とトランジスタ３８の
ベース・エミツタ間電圧で設定される基準電圧よ
り低い場合には、トランジスタ３８はこの電位に
応じた動作し、このとき、駆動用トランジスタ３
０はON状態になり、トランジスタ６に駆動電圧
ｄがトランジスタ３０を介して流れる。また、
抵抗３４，３６で検出される直流出力電圧が前記
基準電圧より高い場合には、この電位に応じたト
ランジスタ３８の動作により、トランジスタ３０
はOFF状態になる。このようなスイツチング動
作は一定の発振周波数によつて連続して維持され
る。この結果、直流入力Viはスイツチングトラ
ンジスタ６のスイツチング動作によつて交流に変
換され、直流再生回路８によつて再び直流に変換
された後、出力端子１０Ａ，１０Ｂから安定化出
力Voとして取り出される。例えば、負荷の変動
等で直流入力に変動が生じた場合には、前記の安
定化動作が瞬時に行われ、常に一定した直流出力
を継続して負荷に供給することが可能になる。 In the above configuration, the operation is explained as follows.
When the DC output voltage detected at the connection point between the resistors 34 and 36 is lower than the reference voltage set by the voltage regulator diode 40 and the base-emitter voltage of the transistor 38, the transistor 38 operates according to this potential. , at this time, the driving transistor 3
0 is in the ON state, and the drive voltage d flows to the transistor 6 via the transistor 30. Also,
When the DC output voltage detected by the resistors 34 and 36 is higher than the reference voltage, the transistor 38 operates according to this potential, so that the transistor 30
is in the OFF state. Such switching operation is continuously maintained at a constant oscillation frequency. As a result, the DC input Vi is converted to AC by the switching operation of the switching transistor 6, and then converted to DC again by the DC regeneration circuit 8, and then taken out from the output terminals 10A and 10B as a stabilized output Vo. . For example, when a fluctuation occurs in the DC input due to a fluctuation in the load, the above-mentioned stabilizing operation is instantaneously performed, making it possible to continuously supply a constant DC output to the load.
このようなスイツチング動作において、トラン
ジスタ３０がON状態に移行したときには、トラ
ンジスタ３０を介してスイツチングトランジスタ
６に駆動電流ｄが与えられるが、この駆動電流
ｄは直流再生回路８の出力側に供給され、出力
電流の一部を成している。即ち、このスイツチン
グレギユレータでは、従来と同様のスイツチング
動作とともに、その動作が必要な駆動電流ｄが
直流出力と成つているため、駆動電流の電力損失
は抑制され、その変換効率が大幅に改善される。
しかも、このような効率の向上のために構成され
た回路は、駆動用トランジスタの接続形態を変更
するのみで実現でき、その構成は極めて簡単であ
り、その素子数を増加していない点が特徴であ
る。 In such a switching operation, when the transistor 30 is turned on, a drive current d is applied to the switching transistor 6 via the transistor 30, but this drive current d is supplied to the output side of the DC regeneration circuit 8. , forms part of the output current. In other words, in this switching regulator, in addition to the switching operation similar to the conventional one, the drive current d required for that operation is a DC output, so the power loss of the drive current is suppressed and the conversion efficiency is greatly improved. Improved.
Moreover, a circuit configured to improve efficiency can be realized simply by changing the connection form of the drive transistor, and its configuration is extremely simple, with the characteristic that it does not require an increase in the number of elements. It is.
また、このスイツチングレギユレータによれ
ば、トランジスタ６にhfeが低く、しかもスイツ
チング特性の良いトランジスタを用いた場合、駆
動電流が大きいにも拘わらず、トランジスタ３０
に高いhfeのトランジスタを用いて変換損失を減
少させ、その高効率化を図ることができる。 Furthermore, according to this switching regulator, when a transistor with low hfe and good switching characteristics is used as the transistor 6, even though the drive current is large, the transistor 30
By using a transistor with high hfe, conversion loss can be reduced and efficiency can be increased.
実験によれば、このように駆動電流を直流出力
として取り出すように構成した場合、その変換効
率は93％程度の高効率となることが確認されてい
る。 According to experiments, it has been confirmed that when the drive current is configured to be extracted as a DC output in this way, the conversion efficiency is as high as about 93%.
また、以上説明した実施例では、自励式のスイ
ツチングレギユレータについて説明したが、この
発明は、第３図に示すように他励式のスイツチン
グレギユレータに実施しても同様の効果が期待で
きる。即ち、この実施例のスイツチングレギユレ
ータでは、他励式とするため、前記実施例の正帰
還用のコンデンサ４４を除き、且つ、駆動用トラ
ンジスタ３０のベースには鋸歯状波又は三角波等
の基準関数発生器４６からの基準波形４８を誤差
増幅器としてのトランジスタ３８のコレクタに現
れる変動レベルとともに与えるものとする。この
結果、同様のパルス幅制御が可能になるが、この
ような他励式のスイツチングレギユレータにおい
ても、この発明の実施によつて得られる作用効果
は全く同様であり、その構成を変更する等の操作
も不要である。 Further, in the embodiments described above, a self-excited switching regulator has been described, but the same effect can be obtained even when the present invention is applied to a separately excited switching regulator as shown in FIG. You can expect it. That is, since the switching regulator of this embodiment is separately excited, the positive feedback capacitor 44 of the previous embodiment is removed, and the base of the driving transistor 30 is provided with a standard such as a sawtooth wave or a triangular wave. Assume that a reference waveform 48 from a function generator 46 is provided with a varying level appearing at the collector of a transistor 38 as an error amplifier. As a result, similar pulse width control becomes possible, but even in such a separately excited switching regulator, the effects obtained by implementing the present invention are exactly the same, and it is necessary to change the configuration. No other operations are required.
なお、各実施例のように駆動用トランジスタ３
０のNPN形トランジスタを用いた場合、ベース
電流の流出がない点で有利であるが、PNP形ト
ランジスタを用いてもスイツチングトランジスタ
６の駆動電流を直流出力に加算することが可能で
あり、同様に変換効率を向上させることができ
る。また、トランジスタ３８についても、実施例
のNPN形トランジスタに限定されるものではな
い。 Note that, as in each embodiment, the driving transistor 3
When using an NPN transistor of 0.0, it is advantageous in that there is no outflow of base current, but even when using a PNP transistor, it is possible to add the drive current of the switching transistor 6 to the DC output, and the same effect can be achieved. can improve conversion efficiency. Furthermore, the transistor 38 is not limited to the NPN type transistor of the embodiment.
以上説明したようにこの発明によれば、スイツ
チングレギユレータに流す駆動電流を極めて簡単
な構成で出力側電流に重畳させることができ、そ
の変換効率を向上させることができる。 As explained above, according to the present invention, the drive current flowing through the switching regulator can be superimposed on the output side current with an extremely simple configuration, and the conversion efficiency can be improved.
第１図は従来のスイツチングレギユレータを示
す回路図、第２図はこの発明のスイツチングレギ
ユレータの実施例を示す回路図、第３図はこの発
明の他の実施例を示す回路図である。
６…スイツチングトランジスタ、８…直流再生
回路、３０…駆動用トランジスタ。
Fig. 1 is a circuit diagram showing a conventional switching regulator, Fig. 2 is a circuit diagram showing an embodiment of the switching regulator of the present invention, and Fig. 3 is a circuit diagram showing another embodiment of the invention. It is a diagram. 6... Switching transistor, 8... DC regeneration circuit, 30... Drive transistor.
Claims (1)
ンジスタと、このスイツチングトランジスタで形
成された交流を直流に変換する直流再生回路と、
前記スイツチングトランジスタのベースと前記直
流再生回路の出力側との間に設置され前記スイツ
チングトランジスタに駆動電流を流すとともにそ
の駆動電流を直流再生出力に加算させる駆動用ト
ランジスタとを具備したことを特徴とするスイツ
チングレギユレータ。 ２ 前記駆動用トランジスタのベースには、前記
スイツチングトランジスタで形成された交流を正
帰還するとともに直流出力の変動レベルに応じて
時間幅を持つ制御パルスを与えることを特徴とす
る特許請求の範囲第１項に記載のスイツチングレ
ギユレータ。 ３ 前記駆動用トランジスタのベースには、直流
出力の変動レベルと基準関数波形とを重畳させて
得られる制御パルスを与えることを特徴とする特
許請求の範囲第１項に記載のスイツチングレギユ
レータ。[Scope of Claims] 1. A switching transistor that converts DC input into AC, a DC regeneration circuit formed by the switching transistor that converts AC into DC,
A driving transistor is provided between the base of the switching transistor and the output side of the DC regeneration circuit to flow a drive current to the switching transistor and add the drive current to the DC regeneration output. Switching regulator. 2. The base of the driving transistor is provided with positive feedback of the alternating current generated by the switching transistor, and a control pulse having a time width depending on the fluctuation level of the direct current output is applied to the base of the driving transistor. The switching regulator according to item 1. 3. The switching regulator according to claim 1, wherein a control pulse obtained by superimposing a DC output fluctuation level and a reference function waveform is applied to the base of the driving transistor. .
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8938782A JPS58205224A (en) | 1982-05-26 | 1982-05-26 | Switching regulator |
| EP86106670A EP0201929A1 (en) | 1982-05-26 | 1983-05-25 | Switching circuit |
| EP83105188A EP0095724A3 (en) | 1982-05-26 | 1983-05-25 | Switching circuit |
| EP86106669A EP0196680A3 (en) | 1982-05-26 | 1983-05-25 | Switching regulator |
| EP86106668A EP0196679A3 (en) | 1982-05-26 | 1983-05-25 | Switching regulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8938782A JPS58205224A (en) | 1982-05-26 | 1982-05-26 | Switching regulator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58205224A JPS58205224A (en) | 1983-11-30 |
| JPS6364150B2 true JPS6364150B2 (en) | 1988-12-09 |
Family
ID=13969245
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8938782A Granted JPS58205224A (en) | 1982-05-26 | 1982-05-26 | Switching regulator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58205224A (en) |
-
1982
- 1982-05-26 JP JP8938782A patent/JPS58205224A/en active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58205224A (en) | 1983-11-30 |
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