JPS6359215A - 近接スイツチ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 【発明の属する技術分野】

本発明は、物体が近接するとりアクドルのＱ値がそれに
よって影響されることを利用して、かかるＱ値が変化し
うるインダクタンスを含むＬＣ並列共振回路を備えた近
接スイッチ用の回路に関する。

【従来技術とその問題点】

周知のように近接スイッチは種々の用途に広く用いられ
ており、物体の近接に対して高感度でかつ小形安価なも
のが要求される。前述のインダクタンスのもつＱ値は公
知のように周波数を上げることにより高めることができ
、物体近接時のＱ値変化を大きく取れるので高感度用に
有利であり、かつその検出動作も高速化することができ
る。この種の従来から用いられている回路例を第５図に
示す。 図において近接を検出すべき物体はＯＢＪで示されてお
り、インダクタンス３１のＱ値がこれによって影響され
る。インダクタンス３１とキャパシタンス３２とのＬＣ
並列共振回路には上方から注入電流１が供給されており
、これによってインダクタンス３１とキャパシタンス３
２を環流する共振電流が維持される。このＬＣ並列共振
回路の発注電圧ｅＯはもちろん交流であるが、高抵抗な
いしは定電流源１によるダイオード２の順電圧降下と重
ねられた上でトランジスタ４１のベースに与えられる。 該トランジスタ４１はエミッタ抵抗４２をもつ一種の電
圧電流変換回路であって、このコレクタ電流を注入電流
Ｉとして電流ミラー回路４３を介してＬＣ並列共振回路
に供給する。前述の重畳電圧ｅは比較回路１０にも与え
られており、これにより所定のしきい値ｅｔｈと比較さ
れる。第６図はこの比較の様子を概念的に示すもので、
物体ＯＢＪのインダクタンス３１からの距離Ｘが検出限
界ｌよりも大きなときには、インダクタンス３１のＱ値
が高く発生電圧ｅＯがしきい値ｅｔｈよりも大なので、
比較回路１０から検出信号Ｓは発しられない、物体ＯＢ
Ｊが検出限界ｌよりも近づくとインダクタンス３１のＱ
値が下がり発生電圧ｅＯが急激に低下するので比較回路
１０から検出信号Ｓが発しられる。 このようにインダクタンス３１のＱ値が落ちて発生電圧
ｅＯが僅かでも下がり始めると、注入電流！もこれに応
じて下げられるので、発生電圧は極めて急速に下がって
物体の近接を示す検出信号Ｓが比較回路１０から発しら
れる。すなわち、ＬＣ並列共振回路とトランジスタ４１
による電圧電流変換回路とは、物体の近接に対して鋭敏
な一種のスイッチング回路を形成しており、その検出に
要する時間も１ｍＳ以下である。 ところで、近接スイッチは物体の近接を検出すると同時
にその遠隔をも検出する要がある。このため、近接スイ
ッチの検出動作速度は物体の近接と遠隔の繰り返えしに
対してどの程度のサイクルタイムで近接スイッチが追従
できるかによって評価される。ところが、前述の従来回
路は案外にもその追従性がよいとは必ずしもいえないこ
とが実測結果かられかった。この原因を調査して見ると
、物体ＯＢＪがインダクタンス３１から離れて行く際の
動作に時間が掛かっていることがわかる。第７図は物体
ＯＢＪをインダクタンス３１から極めて急速に引き離し
たときの発生電圧ｅＯの時間的経過の実測結果を示すも
ので、発生電圧ｅＯがしきい（ａｅｔｈにまで達するま
での動作おくれ時間τは近接時の１ｌＩＳ以下に対して
数ｍｓ以上を要している。

【発明の目的］ 本発明は前述の従来回路のもつ欠点を解消して、物体の近接時ばかりでなく離間時にも検出動作が速い近接スイッチ回路を得ることを目的とする。 【発明の要点】

本発明は物体が離れて行くときの前述の大きな動作おく
れ時間が生じる原因が、物体が検出用のインダクタンス
に近接した状態ではＬＣ並列共振回路内の共振循環電流
がほとんど消えてしまっており、物体がインダクタンス
から離れてもこの循環電流が急に立ち上がらないことに
ある点に着目したものである。前述のようにＬＣ並列共
振回路３０と電圧電流変換回路４０とはかなり鋭敏な正
帰還系を形成はしているのであるが、いわば火種が消え
てしまっていてはこの正帰還系も火を育てる役に立たな
い理である。事実、前述の動作おくれ時間は測定ごとに
かなりばらつきがあり、外部からの何らかの擾乱によっ
てＬＣ並列共振回路内に循環電流のいわば火種がたまた
まできたときに始めて正帰還系が動作しているものと考
えられる。従って、物体の近接時にも火種を完全には消
さないよう循環ｉｘａを少しだけ残してやればよいわけ
であるが、前述の正帰還系が非常に鋭敏なので少しだけ
残してもすぐそれが生長して発生電圧がしきい値を越し
て誤動作を起こしてしまう、そこで本発明においては、
この残すべき循環電流のレベルを別の制御系によって所
定値に管理する方策をとる。 以上のような考え方に立脚して本発明においては、物体
の近接によりＱ値が影響されるインダクタンスを含むＬ
Ｃ並列共振回路と、ＬＣ並列共振回路から発生電圧を受
けその値に応じた注入電流をＬＣ並列共振回路に正帰還
方向に供給する電圧電流変換回路と、前記発生電圧を受
けそれを第１のしきい値と比較した上で物体の近接の検
知信号を発する第１の比較回路と、前記発生電圧を受け
それを第１のしきい値より小な第２のしきい値と比較す
る第２の比較回路と、該第２の比較回路がらの比較出力
を受け発生電圧値が第２のしきい値よりも小なとき電圧
を流変慎回路の変換ゲインを減少させて発生電圧値を第
２のしきい値に制御する変換ゲイン調節回路とにより近
接スイッチ回路を構成することにより上述の目的を達成
する。

【発明の実施例】

以下、図を参照しながら本発明の詳細な説明する。第４
図は本発明による近接スイッチ回路の実施例回路図であ
って、前の第５図の従来回路と同じ部分には同じ符号が
付されている。 ＬＣ並列共振回路３０は従前と同様に物体ＯＢＪの近接
によりＱ値が変化するインダクタンス３１とキャパシタ
ンス３２との並列回路である。ふつうインダクタンス３
１はフェライトなどのコアをもつりアクドルである。Ｌ
Ｃ並列共振回路３０の発生電圧ｅＯはその僅かな直流分
を除いては交流電圧であるから、これを電圧電流変換回
路４０のトランジスタ４１のベースにそのまま与えるこ
とは望ましくなく、これにある直流電圧を相加するため
のいわゆるレベルシフト用ダイオード２が図示のように
ＬＣ並列共振回路３０に接続され、定電流源１からの微
少電流によりその順電圧降下分を上の相加用直流電圧を
発生する。これによって、ＬＣ並列共振回路３０の交流
発生電圧ｅＯとダイオード２の電圧が相加された重畳電
圧ｅがトランジスタ４１のベースに与えられ、それをエ
ミッタに対して常に正規方向の正電位に保つ、また、ダ
イオード２の順電圧降下はトランジスタ４１のベース・
エミッタ間電圧とほぼ等しくされるので、そのエミッタ
抵抗４２にはＬＣ並列共振回路３０の発生電圧ｅＯとほ
ぼ等しい交流電圧が住しる。 電流ミラー回路４３は例えば図示のように２個のトラン
ジスタ４４．４５からなる公知のものであってよく、ト
ランジスタ４１のコレクタ電流に正確に比例した注入電
流Ｉをトランジスタ４５側から発生してＬＣ並列共振回
路３０に供給する。もちろん、この注入電流■は交流分
を多量に含む脈動電流であって、その交流分の位相はＬ
Ｃ並列共振回路３０に対して正帰還を与える位相である
。これによって、物体ＯＢＪがインダクタンス３１から
前述の検出限界１以上の距［ｘだけ離れていてインダク
タンス３１が高いＱ値にあるとき、第３図に示すように
ＬＣ並列共振回路３０の発生電圧ｅｏはある一定の高い
値に保たれている。第１の比較回路１０はこの発生電圧
ｅｏを含む重畳電圧ｅを前述のしきい値ｅｔｈに相応す
る第１のしきい値ｅ１と比較するもので、その具体構造
例は第２図に示されたと同様であってよい、第３図は第
１の比較回路１０の比較動作の様子を理解が容易なよう
にダイオード２による相加電圧骨を除いた形で示すもの
で、今の場合ｘ＞１で発生電圧ｅＯが第１のしきい値ｅ
ｌより大なので第１の比較回路１０から検出信号Ｓは発
しられない。 物体ＯＢＪがインダクタンス３１に対して検出限界ｌ以
下の距離Ｘに近接したとき、インダクタンス３１のＱ値
が下がってＬＣ並列共振回路３０の発生電圧ｅＯは第１
のしきい値ｅ１を下回ねり、このときから第２の比較回
路２０の動作が始まる。この第２の比較回路２０は、第
１の比較回路と同じく重畳電圧ｅを受け、その比較基準
電圧である第２のしきい値ｅ２が第１のしきい値よりも
小に選ばれたことを除いては第１の比較回路と同じであ
ってよい、第２図はこの具体回路例を示すもので、その
主体は比較回路２１であるが、同図（ａｌの例は脈動電
圧である重Ｕ電圧ｅをダイオード２２で整流した上で比
較回路２１に与える例、同図（ｂｌは重畳電圧ｅをその
まま比較回路２１に与える例である。同図＋８１の例で
は、ダイオード２２の整流出力は抵抗２３とキャパシタ
ンス２４とにより平滑化された上で比較回路２１の一方
の入力に与えられ、その他方の入力に与えられている電
圧設定器２１ａからの第２のしきい値ｅ２と比較される
。同図（ｂｌの例では重畳電圧ｅは同様に設定された第
２のしきい値ｅ２と比較回路２１により比較されるので
、比較回路２１からの出力は繰返えしパルス状波形をと
るが、キャパシタンス２４によって平滑化された上で別
の電圧設定器２５ａにより設定された低いしきい値と別
の比較回路２５により比較される。いずれの場合も、重
畳電圧ｅのもつ値が第２のしきい値８２以下になったと
き制御信号Ｃ８が第２の比較回路２０から発しられる。 第１図の変換ゲイン調節回路５００例はこの制御４８号
Ｃ５をベースに受ける切換トランジスタ５１と切換抵抗
５２との直列回路であって、電圧電流変換回路４０のト
ランジスタ４１のエミッタ抵抗４２と並列接続されてい
る。したがって、前述のように重畳電圧ｅ従ってＬＣ並
列共振回路３０の発生電圧ｅＯＯ値が下がり過ぎて制御
信号Ｃ３が第２の比較回路２０から発しられると、トラ
ンジスタ５１がこれによってオンされ、切換抵抗５２を
エミッタ抵抗４２と並列に挿入してトランジスタ４１に
対して有効なエミッタ抵抗（１（を下げるので、電圧電
流変換回路４０の変換ゲインが増大されて発生電圧ｅＯ
の値が持ち上げられる。もちろん、この実際の１節動作
は第２のしきい値ｅ２の設定値に対する発生電圧ｅＯＯ
値の上下に繰り返えして行なわれるので、第３図に示す
ように物体ＯＢＪが検出限界ｌ以下の距離Ｘにあるとき
、発生電圧ｅＯは従来のように消滅されずに第２のしき
い値ｅ２に対応する値に保持される。しかし、第２のし
きい値ｅ２の値は第１のしきい値ｅｌＯ値よりも常に小
にえらばれるので、第１の比較回路１０からは検出信号
Ｓが常にこの間安定して図示のように発しられる。もち
ろん、この変換ゲイン調節回路５０の構成はこの実施例
に限られるものではなく、例えば切換トランジスタ５１
と切換抵抗５２とを並列接続した上でエミッタ抵抗４２
に直列挿入するようにしても同様な機能を得ることがで
きる。 物体ＯＢＪが再びインダクタンス３１から離れたとき、
ＬＣ並列共振回路３０内発生電圧がそれまでに所定のレ
ベルに保たれているので、本発明によればインダクタン
ス３１のＱ値の回復に伴って発生電圧は急速に立ち上げ
られる。第４図はこの様子を示すもので、発生電圧ｅＯ
が第１のしきい値ｅ１に達するまでの動作おくれ時間τ
は図かられかるように従来より約１桁短くなり、検出信
号発生時の動作おくれ時間と検出信号消失時の動作おく
れ時間とが同程度となる。物体ＯＢＪを第３図に示す検
出限界ｌの１／２の位置と検出限界外の位置との間で交
互に急速に交替させたときの近接スイッチが追従可能な
限界周波数は２倍以上に改善される。 【発明の効果］ 以上の説明かられかるように、本発明においては従来か
らの近接スイッチ回路に第２の比較回路と変換ゲイン調
節回路とを追加することにより、物体が近接スイッチに
近接してそれから検出信号が発しられている間にもＬＣ
並列共振回路の発生電圧が第２の比較回路に与えられる
第２のしきい値に対応する値に保持されているので、物
体が近接スイッチが離れるときの動作おくれ時間が従来
技術によるよりも飛躍的に短縮され、近接スイ・ソチの
動作限界周波数を従来の２倍以上に改善することができ
る。上述の本発明のための追加回路はその回路素子数が
それ程多くなくｍ単に従来からのＩＣ回路内に集積化で
き、本発明のためにとくにＩＣのチップサイズを大きく
する要はない。近接スインチ用のＩＣ回路としては図示
の回路要素以外に電源部、保護回路部、動作順順回路な
ど種々の機能をもつ回路が実際には必要で、上記の追加
部分はその全体から見れば些少なものに過ぎないからで
ある。なお、第２のしきい値設定値は第１のしきい値設
定値はどは厳密に設定する要がないので、前述のそれ用
の電圧設定器も固定設定回路としてＩＣ内に集積化でき
る。 以上のように、本発明回路は近接スイッチのサイズやコ
ストを実際上増加させることなく、その性能を上述のよ
うに大幅に向上できる効果を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図から第４図までは本発明に関するもので、内実１
図は本発明による近接スイッチ回路の実施例の回路図、
第２図はその第２の比較回路の具体構成例を示す回路図
、第３図は近接スイッチの動作を物体のそれからの距離
ｘを変数として示す線図、第４図は物体が近接スイッチ
との近接位置から離れる際の近接スイッチの動作を経時
的に示す線図である。第５図から第７図までは従来技術
を示すもので、内実５図の従来の近接スイッチ回路の回
路図、第６図および第７図はそれぞれ前の第３図および
第４図に対応する従来技術による動作を示す線図である
０図において、 １：定電流源または高抵抗、２ニレベルシフト用ダイオ
ード、１０：第１の比較回路、２０：第２の比較回路、
２１．２５：比較回路、２１ａ：第２のしきい値設定用
電圧設定器、２２：整流用ダイオード、２３：平滑用抵
抗、２４；平滑用キャパシタンス、３０；ＬＣ並列共振
回路、３１：物体によりＱ値が変化するインダクタンス
、３２：ＬＣ並列共振回路のキャパシタンス、４０：電
圧電流変換回路、４１：変換用トランジスタ、４２：変
換用トランジスタのエミッタ抵抗、４３：電流ミラー回
路、４４．４５：　）ランジスタ、５０：変換ゲイン調
節回路、５１：切換トランジスタ、５２：切換抵抗、Ｃ
８：第２の比較回路からの制御信号、ｅ：重畳電圧、ｅ
ｏ：Ｌｃ並列共振回路の発生電圧、ｅｌ：第１のしきい
値、Ｃ２：第２のしきい値、−二ＬＣ並列共振回路への
注入電流、１：近接スイッチの検出限界距離、ＯＢＪ　
：近接スイッチの検出対象である物体、Ｓ：近接スイッ
チの検出信号、ｔ：時間、τ：切動作くれ時間、Ｘ：物
体の近接スイッチからの距離、である。 ’：ＪｔＡ７ｒＪｆｒ１」−！’Ｑ”Ｆ／′第１図 （ＣＩ）　　　　　　　　　　　　　　（ｂ）第２図 第３Ｅ］

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）物体の近接によりＱ値が影響されるインダクタンス
   を含むＬＣ並列共振回路と、ＬＣ並列共振回路から発生
   電圧を受けその値に応じた注入電流をＬＣ並列共振回路
   に正帰還方向に供給する電圧電流変換回路と、前記発生
   電圧を受けそれを第１のしきい値と比較した上で物体の
   近接の検知信号を発する第１の比較回路と、前記発生電
   圧を受けそれを第１のしきい値より小な第２のしきい値
   と比較する第２の比較回路と、該第２の比較回路からの
   比較出力を受け発生電圧値が第２のしきい値よりも小な
   とき電圧電流変換回路の変換ゲインを減少させて発生電
   圧値を第２のしきい値に制御する変換ゲイン調節回路と
   を備えてなる近接スイッチ回路。 ２）特許請求の範囲第１項記載の回路において、発生電
   圧がＬＣ並列共振回路の交流電圧と直流電圧とが重ねら
   れた脈動電圧の形で発生され、第２の比較回路がこの脈
   動電圧を平滑化した信号と第２のしきい値とを比較する
   ようにしたことを特徴とする近接スイッチ回路、 ３）特許請求の範囲第２項記載の回路において、電圧電
   流変換回路がベースに発生電圧を受けてコレクタからエ
   ミッタ抵抗により変換ゲインが定められた注入電流を発
   するトランジスタを含み、変換ゲイン調節回路が該トラ
   ンジスタのエミッタ抵抗値を第２の比較回路からの比較
   出力に応じて切り換えるようにしたことを特徴とする近
   接スイッチ回路。 ４）特許請求の範囲第３項記載の回路において、変換ゲ
   イン調節回路からの比較出力により開閉制御される切換
   トランジスタと切換抵抗の直列回路であり、該直列回路
   が電圧電流変換回路のトランジスタのエミッタ抵抗と並
   列接続されたことを特徴とする近接スイッチ回路。