JPS6342457B2

JPS6342457B2 -

Info

Publication number: JPS6342457B2
Application number: JP57057377A
Authority: JP
Inventors: Toshio Miki
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1982-04-08
Filing date: 1982-04-08
Publication date: 1988-08-23
Also published as: JPS58175333A

Description

【発明の詳細な説明】（技術分野）本発明は、マルチパスフエージング等のために
伝送特性が著しく劣化するデイジタル移動通信に
おいて、伝送特性を改善し良好な通信を実現する
ためのダイバーシテイ通信方式に関するものであ
る。

（背景技術）従来ダイバーシテイ通信方式には基地局及び移
動局の両局あるいは一方の局において送信及び受
信ダイバーシテイの両方あるいは一方を行う方式
があつた。移動通信においては、(a)移動局はでき
る限り簡易な構成とし、小型・経済化を図るこ
と、(b)移動局ではバツテリー負荷を減らす必要が
あり、低送信電力化による低消費電力化に努める
こと、(c)マルチパスフエージングによる伝送特性
の劣化を、周波数の有効利用を図りつつ改善する
こと、なる条件が強く要求される。従つて、移動
局において送信ダイバーシテイを行うには複数の
アンテナ・送信機が必要であることから、(a)，(b)
の要求条件に反するという欠点がある。

また、移動局において受信ダイバーシテイを行
うには複数のアンテナが必要であり(a)の条件に反
する。以上のことから、従来方式では基地局送信
及び受信ダイバーシテイを行うのが比較的条件に
合致した方法であると言える。しかし、送信ダイ
バーシテイでは通常のダイバーシテイ無しの通信
に比べ4/3倍以上のスペクトルを必要とするため、
この方法では上り、下りの回線で所要スペクトル
量に差異を生じ、上り回線（移動局→基地局）で
スペクトルを無駄に使用することとなる欠点があ
つた。しかも、この方法では上り、下りの回線で
伝送特性の改善量がほぼ同程度となるため、移動
局の所要送信電力を基地局のそれに比べてさらに
減少させることができないという欠点もあつた。

（発明の課題）本発明はこれらの欠点を除去するために、基地
局から移動局への下り回線ではオフセツト送信ダ
イバーシテイを行い、移動局から基地局への上り
回線では下り回線と同一の周波数帯域幅を使用す
る時間ダイバーシテイを行うことを特徴とし、そ
の目的は周波数の有効利用を図りつつ移動局の規
模をほとんど増すことなしに伝送特性を改善する
ことにある。

（発明の構成および作用）第１図は本発明のダイバーシテイ通信方式にお
ける基地局・移動局の一構成例であつて、１は基
地局、２は移動局である。

基地局では、端子３から入力した送信データを
搬送波発生器６，７で発生する互いに一定の周波
数関係にある搬送波信号と合わせてFM（又は
PM）変調器４，５にてFM（又はPM）変調した
後、電力増幅器８，９で所要送信電力にまで増幅
し、アンテナ１２，１３から送信する。アンテナ
１２と１３は、その送信信号及び受信信号のレベ
ル変動の相関が互いに低くなるように距離を離し
て設置する（空間ダイバーシテイ）か、又は異な
る指向性あるいは偏波特性を持つアンテナを設置
する。搬送波信号の周波数関係及び第１図以外の
構成法によるオフセツト送信ダイバーシテイ技術
については特願昭55―017806の「送信ダイバーシ
テイ通信方式」に説明されているごとく、２つの
適当に離間した周波数の搬送波を用いて信号を伝
送し、受信側でこれらを同時に受信することによ
り、２つの電力の和を受信するものである。本構
成例では２ブランチ周波数オフセツト送信ダイバ
ーシテイが行われる。他の構成法によれば変調指
数オフセツトあるいは波形オフセツト送信ダイバ
ーシテイが実現できるが、それぞれ必要とする周
波数帯域幅が異なる。送受分波器１０，１１はア
ンテナを共用するために用いる。

一方、アンテナ１２，１３で受信された電波は
ダイバーシテイ受信機１４で２ブランチ受信ダイ
バーシテイを施され復調出力データとして復号器
１５に加えられる。復号器は時間ダイバーシテイ
の復号操作を行い、端子１６に復合データを出力
する。即ち基地局の受信系は空間又は偏波、指向
性と時間ダイバーシテイを同時に行う。ダイバー
シテイ受信機は、最大比合成、等利得合成、選択
ダイバーシテイ等のダイバーシテイ受信法のう
ち、いずれかを行う。

移動局では、アンテナ２０で受信した電波を送
受分波器２１で分波した後、遅延検波などオフセ
ツト送信ダイバーシテイに適した検波回路を有す
る受信機２２で復調し受信データとして端子２３
に出力する。一方、送信系は端子２４から入力さ
れた送信データは符号器２５で時間ダイバーシテ
イ符号化を受けた後、FM（又はPM）変調器２６
で搬送波発生器２７で発生された搬送波信号とと
もにFM（又はPM）変調され、電力増幅器２８で
増幅されてアンテナ２０から送信される。このよ
うに、移動局の構成はきわめて簡易であり、通常
の送受信機に符号器２５が付加されるのみであ
る。

以上説明したように本発明のダイバーシテイ通
信方式では、下り回線（基地局→移動局）ではオフセツト
送信ダイバーシテイ；上り回線（移動局→基地局）で空間（又は指
向性、偏波）と時間ダイバーシテイを行うことにより移動局の規模をほとんど大きく
することなく、上り、下りの回線の伝送特性の改
善を図つている。オフセツト送信ダイバーシテイ
は、通常の通信に比べ所要周波数帯域幅が4/3倍
程度以上の値をとる。従つて上り回線では、この
所要帯域幅の増分に等しい枝の数を有する時間ダ
イバーシテイを採用する。例えば、周波数オフセ
ツト送信、１ビツトsin遅延検波を用いる方式の
場合には所要帯域幅が3/2倍となるため、3/2枝時
間ダイバーシテイを採用する。このように設定す
ることにより上り、下りの回線での所要帯域幅が
同一値となり、周波数の有効利用が図れる。しか
も、上り回線では各ダイバーシテイの相乗効果が
あり、例えば基地局２ブランチ受信、3/2枝時間
ダイバーシテイでは、等価的に３枝の効果が得ら
れ、下り回線の２枝より大きな伝送特性改善効果
が得られる。このため、移動局所要送信電力をよ
り低くすることができ、移動局送信機の一層の小
型化が図れる。また、変調指数オフセツトや波形
オフセツト送信ダイバーシテイでは更に所要帯域
幅が大きいため、より枝数の多い時間ダイバーシ
テイを用いることができる。

第２図Ａ，Ｂは上り回線に用いる時間ダイバー
シテイの符号構成例で、Ａは２枝の場合、Ｂは3/
２枝の場合の例である。まず、Ａについて説明す
る。

符号化された音声信号やフアクシミリ信号等の
伝送すべき信号のデータ系列20を｛a_i｝（ｉは整
数）、実際に送信機から送出される信号のデータ
系列21を｛b_j｝（ｊは整数）受信装置から出力さ
れる復調出力信号のデータ系列22を｛c_i｝と表現
する。｛a_i｝はクロツク周波数_cのデータ系列で
あり、インターレース回数がＮ回のとき｛b_j｝の
クロツク周波数_c′はN_cに設定する必要がある。
本実施例では２回であるため、_c′＝2_cとしてあ
る。｛a_i｝は後述する送信装置内の符号器におい
て次の様に｛b_j｝へと符号化される。｛b_j｝の奇
数タイムスロツト｛b_2i+1｝には、そのとき入力さ
れているデータ｛a_i｝がそのまま割当てられる。
即ちb_2i+1＝a_iとする。一方、｛b_j｝の偶数タイム
スロツト｛b_2i+2｝には、インターレース送信され
るｎビツト遅延データ｛a_i-o｝が割当てられる。
即ち、b_2i+2＝a_i-oとする。遅延量ｎビツトはフエ
ージングの半周期程度以上の任意の値に設定す
る。このようにして、｛a_i｝はインターレース配
置された後、送出される。以上の様な符号化を行
うと図に示すようにa₁はb₃及びb_2o+4のタイムス
ロツトに割当てられ、b_2o+2の両隣りb_2o+1，b_2o+3
にはそれぞれa_o，a_o+1が割当てられ、遅延無しと
遅延有りのデータが交互に送信される。

一方、受信装置では受信機検波出力から｛b_j｝、
クロツク再生回路出力から2_cの周波数の再生ク
ロツクが得られ、各クロツクタイミングでのデー
タb_jは2n＋１ビツト以前に得られたデータb_j-2o-1
と各々の受信レベルに応じて合成され、識別判定
回路を通つた後復調データ出力｛c_i｝となる。
｛c_i｝は互いに符号誤り率の相関が低い２個のデ
ータb_iとb_j-2o-1から選択・合成されて得られるた
め、｛a_i｝をそのまま伝送した場合よりも低い符
号誤り率が得られる。｛b_j｝の組合せとしては、
図からもわかるように偶数タイムスロツト、及び
奇数タイムスロツトの２通りの組合せがあり、後
述する組合せ検出回路でいずれが正しい組合せか
を検出する。

以上の説明は２枝時間ダイバーシテイの場合に
ついて述べたが、一般にＮ枝時間ダイバーシテイ
の場合には、｛b_j｝がクロツク周波数N_cの信号
系列となり、｛a_i｝の１ビツト分の時間内にＮビ
ツトのタイムスロツトを持つ。各タイムスロツト
にはa_i，a_i-2，a_i-2o，…，a_i-(N-1)oのＮビツトが入
り、受信側ではＮ通りのＮビツトからなるタイム
スロツトの組合せの中から正しい組合せを検出し
復調する。この組合せ検出は、Ｎ通りの組合せの
うち最も組合せ内のＮビツトの一致度の高い組合
せを選ぶという方法により実現できる。正しい組
合せを選ぶという方法により実現できる。正しい
組合せ以外の組合せでは異なるデータビツトの組
合せとなるため、０と１がランダムに組み合わさ
れ一致度が高くなることはなく、組合せ検出を誤
ることは少なく、かつ一度引込めばクロツク同期
がはずれない限り、組合せ検出がはずれることも
ない。また、組合せ検出が正しく動作するまでの
過渡時間には、｛b_j｝をＮビツトおきにサンプル
し、｛c_i｝とすることによつて正しい復調出力が
得られる。

次に第２図Ｂについて説明する。

符号器はフエージングの半周期と同程度ないし
はそれ以上の時間間隔に相当するビツト数（2n
−１）ビツトだけ互いに隔てた２ビツトの送信デ
ータ（ｎは整数、基準クロツクを_cとする）につ
いて１ビツトの誤り検出ビツトを求め、これらの
３ビツトを一つのグループとして送信データはほ
ぼリアルタイムに、誤り検出ビツトは後の送信デ
ータよりさらに前記時間間隔にほぼ等しい時間間
隔をおいて出力する。このように時間間隔を設定
しておけば、グループ内の各ビツトが受信される
ときの受信レベルがほぼ無相関となるため、復調
されたデータ系列ではグループ内のビツトが同時
に符号誤りを生ずる確率を小さくできる。第２図
中から例を取り挙げると、送信データa₁は符号器
出力データb₂に、a_2oはb_3oに、符号誤り検出ビツ
トa₁a_2oはb_6o-2に割り当てられ、各ビツト間の
間隔は｛b_j｝のクロツク周波数_c′を基準クロツ
クとすれば（3n−２）ビツトとなる。ただし、
は符号誤り検出ビツトを求める演算を意味する
ものとする。この符号化を式で表現すれば、ｋを
整数として b_3k＝a_2k，b_3k+1＝P_2k ＝a_3k-6o+5a_3k-3o+3，b_3k+2 ＝a_2k+1 と表せる。符号誤り検出ビツト作成方法として
は、パリテイ、チエツクサム等各種の方法がある
が、１ビツト誤り検出法である限りいずれを用い
ても本発明の性能には影響しない。以上の説明は
送信データ２ビツトにつき１ビツトの符号誤り検
出ビツトを付加する場合の例であるが、一般に送
信データＮビツトをグループとする場合には伝送
効率η＝Ｎ／（Ｎ＋１）となり、より伝送効略は
良くなる。

受信側では次のアルゴリズムに従つて復号す
る。各グループ毎に誤り検出を行い、 (1) 誤りが無い場合には、データビツトを間隔
（2n−１）ビツトでそのまま出力する。

(2) 誤りが検出された場合には、受信レベルを比
較して最低レベルに対応するビツトが (a) いずれか一方のデータビツトであれば、そ
のビツトに誤りが生じたとみなしてこれを訂
正する。

(b) 誤り検出ビツトであれば、(1)と同様にデー
タビツトをそのまま出力する。

即ち、各グループ毎に１ビツト付加されている
誤り検出ビツトの冗長性を利用して１ビツト誤り
訂正を行うアルゴリズムであり、フエージングに
伴う受信レベル低下に起因する符号誤りを除去で
きる。デイジタル移動通信では受信レベルと誤り
率の間に密接な関係があり、受信レベルの低下に
つれ誤り率が急激に劣化するという性質がある。
従つて、受信レベルの最も低いビツトに誤りが生
じたとみなし、これを訂正するという方法を用い
れば、誤訂正の危険はほとんど無く、かつ前述の
ようにグループ内のビツトが同時誤りを生じる確
率を低く押える符号化を施してあるため、復調デ
ータに含まれる誤りの大部分が正しく訂正された
復号データ出力を得ることができる。

第３図Ａ，Ｂは第１図に示した本発明の実施例
中の符号器２５の一構成例である。

第３図Ａにおいて、入力端子４０から入力され
た送信データは（Ｎ−１）個のｎビツトシフトレ
ジスタ４３〜４５を通してＮ個の入力端子を持つ
ゲート回路４６に加えられる。シフトレジスタは
送信クロツク（周波数_c）でシフトされる。ゲー
ト回路は、周波数N_cの高速クロツクに基づいて
Ｎ個の入力を順次切り替え、符号器出力信号を出
力端子４２に出力する。クロツク発生回路４７は
_c及びN_cの２つのクロツクを発生しシフトレジ
スタ及びゲート回路に供給するとともに端子４１
に出力する。

第３図Ｂにおいてクロツク発生回路４７は周波
数_cと_c′の２つのクロツク信号を発生し、_cをシ
フトレジスタ４３〜４５及び送信クロツク出力端
子４１に出力するとともに、_c′をゲート回路４
６に出力する。音声符号器やフアクシミリなどの
送信データ源は、端子４１の送信クロツクに同期
させた送信データを入力端子４０に加える。送信
データはＮ−１個の（2n−１）ビツトのシフト
レジスタ４３〜４５を通つた出力とともに印で
示した誤り検出ビツト生成回路４８に加えられ
_c′で（3n−２）ビツトのシフトレジスタ４９で
遅延されゲート回路に加えられる。Ｎ＋１個の入
力端子のうち、Ｎ個には送信データが、１個には
誤り検出ビツトが入力されているゲート回路４６
はクロツク周波数_c′で順次入力を切り替え、符
号器出力データ系列｛c_i｝を端子４２に出力す
る。第２図Ｂに示した伝送効率2/3の場合には、
シフトレジスタは２個で済み簡易な構成となる。

第４図Ａ及びＢは第１図に示した本発明の実施
例中の復号器１５の一構成例である。

第４図Ａにおいて、３枝の場合について説明す
る。入力端子５２から入力された受信レベル信号
は遅延回路６３〜６４を通つた後、インターレー
ス信号の各ビツトに対応する３個の受信レベル信
号として合成制御信号発生回路６２に加えられ
る。合成制御信号発生回路は予め定められたアル
ゴリズムに従つて受信レベルに応じた合成係数を
求め、合成制御信号として合成器６１に出力す
る。一方、受信機検波出力は受信信号入力端子５
１から入力され、２個のｎビツトシフトレジスタ
５５〜５６を通して３個の入力端子を持つ組合せ
検出回路５７及び合成器６１に加えられる。組合
せ検出回路では３個のタイムスロツトの組合せの
うち、正しい組合せを検出し、このタイミングを
示すリセツト信号を復号クロツク発生回路６０に
出力する。復号クロツク発生回路はこのリセツト
タイミングを用いて入力端子５０から入力された
再生クロツクを３分周し、後述する合成回路出力
信号に同期した受信クロツクを合成器６１及び出
力端子５３に出力する。合成器は受信クロツクタ
イミングにおいて、３個の受信信号を合成制御信
号に基づき合成して、合成器出力信号を出力端子
５４に出力する。上記の説明からわかるように、
この図の回路は３個のタイムスロツトにおいてイ
ンターレース送信された信号を各々の受信レベル
に応じて合成するので、合成出力信号は合成する
前のいずれの信号よりも低い符号誤り率を持つこ
ととなる。

次に第４図Ｂにより3/2枝の場合について説明
する。受信機から出力される再生クロツク信号
（クロツク周波数_c′）、受信データ系列、受信レ
ベルは各々入力端子５０〜５２に加えられる。受
信データは（3n−２）ビツトのシフトレジスタ
５５，５６を通つた出力とともに合成器６１に入
力される。復号クロツク発生回路６０は、受信デ
ータ系列を監視し、統計的処理を行うことによつ
て再生クロツク_c′から復号クロツク_cを生成す
る。以下この方法について説明する。第２図Ｂの
｛b_i｝が受信データ系列として復号器に与えられ
るが、互いに（3n−２）ビツト離れたデータの
組合せには、例えば｛b₂（a₁），b_3o（a_2o），b_6o-2｝
，
｛b₃（a₂），b_3o+1，b_6o-1（a_4o-1）｝，｛b₄，b_3o+2
（a_2o+1），b_6o（a_4o）｝の３通りのパタンがある。

このうち正しく誤り検出を行うことのできる組
合せは最初のパタンのみであり、他の２つは誤つ
た組合せである。従つて各パタンに対して誤り検
出を行うと、正しいパタンに比べ他の２つは誤り
が検出される確率が高く、統計的に正しいパタン
を見出すことが可能となる。復号クロツク発生回
路はこのような統計的処理を行うとともに、正し
いパタンを与えるタイミング信号から復号クロツ
クを発生し合成器６１及び端子５３に出力する。

合成器６１は端子５２から入力され、遅延回路
６３，６４を通つた受信レベルに基づいて、第２
図Ｂについての説明の項で述べたアルゴリズムに
従つて誤り訂正した復号データ系列を端子５４に
出力する。

第５図は本発明のダイバーシテイ通信方式にお
ける平均符号誤り率特性の計算例であり、曲線７
２はダイバーシテイ無しの場合、７０は下り回
線、７１は上り回線の場合である。なお、条件と
しては情報伝送速度16kbps、MSK（Minimum−
Shift−Keying）変調、下り回線は２ブランチ周
波数オフセツト送信ダイバーシテイ（１ビツト
sin遅延検波）、上り回線は２ブランチ空間ダイバ
ーシテイ及び3/2枝時間ダイバーシテイで選択合
成法を用いるものと仮定した。図からわかるよう
に本発明によつて誤り率特性は大幅に改善されて
おり、特に上り回線はさらに大きな効果が得られ
ている。

（発明の効果）以上説明したように、本発明のダイバーシテイ
通信方式は基地局において送信ダイバーシテイを
行うとともに上り回線に時間ダイバーシテイを導
入したダイバーシテイ通信方式であるから、上り、下りの各回線での所要周波数帯域幅が
同一値となり、スペクトラムをフルに活用でき
ること、上り回線の伝送特性改善度が増加するため、
移動局の送信電力をさらに低減することができ
ること、移動局は通常の送受信機に時間ダイバーシテ
イ符号器を加えた簡易な構成となり、その小
型・経済化が図れることなどの利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による通信方式の実施例を示す
ブロツク図、第２図Ａ，Ｂは本発明通信方式にお
ける移動局から基地局への信号の符号構成例、第
３図Ａ，Ｂは第１図の符号器２５の構成例、第４
図Ａ，Ｂは第１図の復号器１５の構成例、第５図
は本発明通信方式における誤り率特性例を示す図
である。１…基地局装置、２…移動局装置、３…送信デ
ータ入力端子、４，５…FM（又はPM）変調器、
６，７…搬送波発生器、８，９…電力増幅器、１
０，１１…送受分波器、１２，１３…アンテナ、
１４…ダイバーシテイ受信機、１５…復号器、１
６…受信データ出力端子、２０…アンテナ、２１
…送受分波器、２２…受信機、２３…受信データ
出力端子、２４…送信データ入力端子、２５…符
号器、２６…FM（又はPM）変調器、２７…搬送
波発生器、２８…電力増幅器、３１…送信データ
系列、３２…符号器出力データ系列、３３…復号
データ系列、４０…送信データ入力端子、４１…
送信クロツク出力端子、４２…符号器出力端子、
４３〜４５…シフトレジスタ、４６…ゲート回
路、４７…クロツク発生回路、４８…誤り検出ビ
ツト発生回路、４９…シフトレジスタ、５０…再
生クロツク入力端子、５１…受信データ入力端
子、５２…受信レベル入力端子、５３…復号クロ
ツク出力端子、５４…復号データ出力端子、５
５，５６…シフトレジスタ、５７…組合せ検出回
路、５８…誤り検出ビツト発生回路、５９…誤り
検出回路、６０…復号クロツク発生回路、６１…
合成器、６２…レベル比較器、６３，６４…遅延
回路、７０…下り回線の誤り率特性、７１…上り
回線の誤り率特性、７２…ダイバーシテイ無しの
場合の誤り率特性。

Claims

【特許請求の範囲】

１固定基地局と複数の移動局との間のデイジタ
ル移動通信において、基地局から移動局への方向
の回線にはオフセツト送信ダイバーシテイを行な
い、移動局から基地局への方向の回線には時間ダ
イバーシテイを行ない、両方向の回線で用いる周
波数帯域幅を同一の値とすることを特徴とするダ
イバーシテイ通信方式。