JPS6326627B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明はテレビジヨン受像機等の電子機器にお
ける電源回路に係り、自励発振方式のスイツチン
グレギユレータに関するものである。

（従来の技術） 各種電子機器においては、電源電圧を安定化す
る手段としてスイツチングレギユレータが利用さ
れている。一般に自励発振方式のスイツチングレ
ギユレータは、回路が比較的簡単であることから
少電力用として、よく用いられており、出力電圧
の変化に応じてスイツチングトランジスタのオ
ン、オフ状態をコントロールし、出力電圧の変化
を補正し、常に安定した出力を得るようにしてい
る。

このようなスイツチングトランジスタを用いた
回路では、トランジスタのベースに十分なベース
電流を流してドライブした場合、トランジスタを
カツトオフ状態に移行させるときに問題が発生す
る。それはトランジスタのベースキヤリア（蓄積
電荷）の存在であり、このベースキヤリアによつ
てスイツチング動作の遅れを起たすことである。
スイツチングトランジスタをオンからオフにさせ
る場合、ベースキヤリアが長い時間蓄積するタイ
プのものではスイツチング周波数をあまり高く設
定できず、出力電圧の広範囲な安定化は望めな
い。

上記ベースキヤリアの蓄積時間を短くしてスイ
ツチングトランジスタのオフタイミングを確実に
とるようにしたスイツチングレギユレータの一例
として、第３図に示すようなサイリスタを用いた
回路がある。

第３図は、従来の、スイツチングトランジスタ
をサイリスタで制御する方式のスイツチングレギ
ユレータを示した回路図である。その構成は、ダ
イオードブリツヂ１による整流回路に交流入力
ACが供給され、その整流出力端子に生ずる出力
電圧を出力トランスの入力巻線T_P（巻数N_P、イン
ダクタンスL_P）の一端に供給するように接続し
ている。入力巻線T_Pの他端は、出力トラジスタ
としてのスイツチングトランジスタQ₁のコレク
タに接続しており、このコレクタは、コンデンサ
C₁及び抵抗R_1Aを介して、出力トランジスタQ₁の
エミツタに接続しており、抵抗R_1Aと並列にダイ
オードD₁を接続している。このダイオードD₁は
出力トランジスタQ₁の保護用であり、Q₁のエミ
ツタにダイオードD₁のカソード側が接続されて
いる。そして、出力トランジスタQ₁のエミツタ
は、誤差増幅回路２及びドライブ回路３に接続す
ると共に、抵抗R_1Bを介して、前記ダイオードブ
リツジ１の基準電圧端子に接続している。尚、ダ
イオードブリツジ１の整流出力端子と基準電圧端
子間にはコンデンサC₃を接続してあり、出力ト
ランジスタQ₁のベースは、抵抗R₂を介して、ダ
イオードブリツジ１の整流出力端子に接続してい
る。

前記誤差増幅回路２はトランジスタQ₂を有し、
そのベースは調整抵抗R₃の摺動端子に接続して
いる。この抵抗R₃の一端は抵抗R₄を介して定電
圧ダイオードD₂のカソードに接続し、他端はト
ランジスタQ₁のエミツタに接続している。定電
圧ダイオードD₂のアノードはトランジスタQ₂の
エミツタに接続するとともに抵抗R₆を介してト
ランジスタQ₁のエミツタに接続している。トラ
ンジスタQ₂のコレクタは抵抗R₅を介して、サイ
リスタQ₃のゲートに接続している。また、トラ
ンスの制御用巻線T₁の両端間にダイオードD₃と
コンデンサC₄による整流平滑回路を接続してお
り、コンデンサC₄の両端電圧を定電圧ダイオー
ドD₂と抵抗R₆の直列回路に供給するようにして
いる。

前記ドライブ回路３はサイリスタQ₃を有し、
そのアノードを、コンデンサC₅を介してトラン
スのドライブ巻線T₂の一端に接続し、かつダイ
オードD₄のカソードに接続している。このダイ
オードD₄のアノードはドライブ用巻線T₂の他端
に接続している。ドライブ巻線T₂の一端は抵抗
R₇とコイルL₁の並列回路を介して、出力トラン
ジスタQ₁のペースに接続しており、サイリスタ
Q₃のカソードは、ダイオードブリツジ１の基準
電圧端子に接続している。さらにドライブ巻線
T₂の他端は、抵抗R₈および、ダイオードD₅，D₆
の逆並列接続とコンデンサC₆との３素子並列回
路とを介して出力トランジスタQ₁のエミツタに
接続している。またサイリスタQ₃のゲートは、
抵抗R₉及びコンデンサC₇の並列回路を介して、
出力トランジスタQ₁のエミツタに接続しており、
かつ抵抗R₁₀を介してコンデンサC₂の一端および
ダイオードD₇のアノードに接続している。尚、
コンデンサC₂の他端はトランジスタQ₁にエミツ
タに接続し、ダイオードD₇のカソードはドライ
ブ用巻線T₂の一端に接続している。

そして、トランスの出力巻線T_S（巻数N_S、イン
ダクタンスL_S）の両端間には、ダイオードD₈と
コンデンサC₈で成る整流回路を接続しており、
この整流回路の出力電圧を負荷（図示せず）に供
給するようにしている。

以上の構成からなる従来のスイツチングレギユ
レータの動作を説明すると、交流入力ACはダイ
オードブリツジ１によつて整流されコンデンサ
C₃によつて平滑される。この整流平滑された直
流電圧が入力巻線L_Pを介してトランジスタQ₁に
供給されるが、この出力トランジスタQ₁をスイ
ツチング動作させることで周波数の高い交流信号
に変換され、出力トランスを通して出力側T_Sの
整流回路（ダイオードD₈及びコンデンサC₈）に
伝達される。この整流回路からの出力電圧を安定
化するために、誤差増幅回路２が設けられてい
る。即ち制御巻線T₁に発生するパルスをダイオ
ードD₃、コンデンサC₄にて整流平滑した電圧が
抵抗R₄，R₃にて分圧されてトランジスタQ₂のベ
ースに供給され、またエミツタにはツエナーダイ
オードD₂による基準電圧が供給されることで、
基準電圧と制御用巻線T₁での誘起電圧を比較し、
その比較結果に応じて誤差信号を出力する。この
誤差信号を、抵抗R₅を介して、ドライブ回路３
のサイリスタQ₃のゲートへ供給される。したが
つてこのサイリスタQ₃は出力電圧の大きさに応
じてオン、オフすることになり、このサイリスタ
Q₃のオン、オフによつてサランジスタQ₁は、そ
のベースバイアスが制御され、トランジスタQ₁
のオン期間およびオフ期間が制御され、パルス幅
制御による出力電圧の安定化を図つている。

（発明が解決しようとする問題点） 一般にスイツチングレギユレータでは前述した
ようにベースキヤリアによつてトランジスタのオ
フ状態が遅れることがある。この点、第３図の回
路ではサイリスタQ₃がオンすることにより出力
トランジスタQ₁はベースが負方向にバイアスさ
れて短時間にベースキヤリアを一掃することがで
きる。

しかし第３図の回路の如きパルス幅制御方式の
スイツチングレギユレータではトランスの入力巻
線電流にリンギング波形が重畳されていたり、一
次巻線間に存在する分布容量による放電電流が生
じた場合、出力トランジスタQ₁に流れる電流i_Cに
第４図の如きリンギング電流やスパイク電流が重
畳されることがある。

特に軽負荷時においてはスパイク電流のピーク
値が通常のコレクタ電流よりも大きくなることが
あり、スパイク電流のあるレベルでサイリスタ
Q₃が誤動作にて導通し、正常に動作しなくなる。

また出力トランジスタQ₁のベースキヤリアは、
検出用抵抗R_1Bを通して移動するため、その時定
数により必要以上に蓄積時間が長くなる。更に、
サイリスタQ₃はターンオフ時間が存在するため、
トランジスタQ₁のオフ時間は少くとも上記ター
ンオフ時間より長くなければならないが、軽負荷
時において出力トランジスタQ₁のスイツチング
周波数が高くなつたりすると、サイリスタQ₃の
ターンオフ時間より出力トランジスタQ₁のオフ
時間が短くなる場合もあり、出力電圧が変動する
原因となつて好ましくない。そしてまた第３図の
回路ではダイオードD₇、コンデンサC₂等からな
る、サイリスタゲートを負にバイアスするための
負電源が必要となる等の不都合があつた。

本発明はこのような問題に対処し、サイリスタ
を用いずにスイツチングトランジスタのオン、オ
フをコントロールし、ベースキヤリアによる影響
を防止するようにしたスイツチングレギユレータ
を提供することを目的とする。

〔発明の構成〕

（問題点を解決するための手段） 本発明は上述した点に鑑みてなされたもので、
出力電圧に比例した電圧が誘起される制御用巻線
の電圧によつて誤差増幅器が誤差信号を出力した
際、この巻線の誘起電圧を分圧して、この分圧電
圧をコンデンサに充電し、このコンデンサの出力
と前記誤差増幅器の誤差信号とを重畳して、スイ
ツチングトランジスタのベース電流を可変する制
御回路の入力に供給するようにしたものである。

（作用） 本発明ではスイツチングトランジスタのオン時
間を負荷の変動によつて調整するもので、出力電
圧を安定化でき、また、スイツチングトランジス
タの動作周波数を高周波化しても、出力トランジ
スタの蓄積電荷の影響を制御回路により除去する
ことができ、もつてスイツチング損失を少なく
し、且つ出力トランスの小容量化が可能である。

（実施例） 以下、本発明の一実施例を第１図及び第２図を
参照して説明する。

第１図には、本発明に係る一実施例の回路図が
示されている。この図において、第３図と同一の
要素には同符号が付してあり、それらの詳細につ
いては説明を省略する。第１図において、誤差増
幅器２のトランジスタQ₂のコレクタは、抵抗R₁₁
を介して制御回路４を構成するトランジスタQ₄
のベースに接続し、且つパルス幅可変回路５を構
成するコンデンサC₉の一端に接続している。コ
ンデンサC₉の他端は、制御用巻線T₁と並列に接
続された抵抗R₁₂及びR₁₃の直列回路の接続点に
接続している。また、この接続点にはダイオード
D₉のカソードを接続し、そのアノードは制御用
巻線T₁の他端に接続している。制御用巻線T₁の
他端は、ダイオードブリツジ１の基準電圧端子に
接続している。そしてパルス幅可変回路５のコン
デンサC₉の一端は、抵抗R₁₄を介して誤差増幅器
２を構成する定電圧ダイオードD₂のカソードに
接続している。

前記したトランジスタQ₄のエミツタはダイオ
ードブリツジ１の基準電圧端子に接続しており、
コレクタはトランジスタQ₅のベースに接続して
いる。トランジスタQ₄のコレクタとトランジス
タQ₅のエミツタ間に抵抗R₁₅が接続され、トラン
ジスタQ₅のエミツタは、コンデンサC₅の一端と
ダイオードD₄のカソードとの接続点に接続して
いる。トランジスタQ₅のコレクタは、トランジ
スタQ₄のエミツタに接続すると共に、ダイオー
ドD₁₀のアノードに接続している。ダイオード
D₁₀のカソードは抵抗R₁₀を介して、ドライブ用
巻線T₂の他端に接続してある。ドライブ用巻線
T₂の一端の接続は第３図と同様である。

また、出力トランジスタQ₁のエミツタ、ダイ
オードD₁のカソード及び抵抗R_1Aの接続点は、ダ
イオードブリツジ１の基準電圧端子に接続してい
る。尚、制御用巻線T₁の巻線N₁とし、ドライブ
巻線T₂の巻数をN₂とする。

第２図は、第１図の動作を示す波形図である。
第２図において、電圧V_Pはトランスの入力巻線
T_Pでの電圧波形、V₁は制御巻線T₁での誘起電圧
波形、V_BE4はトランジスタQ₄のベース・エミツ
タ間電圧波形を示している。またI_C5はトランジ
スタQ₅のコレクタ電流波形、I_B1はトランジスタ
Q₁のベース電流波形、I_C1はトランジスタQ₁のコ
レクタ電流波形、I_D8はダイオードD₈の電流波形
である。各横軸は時間であり、トランジスタQ₁
のオン、オフ周期はＴで示され、T_ONはトランジ
スタQ₁のオン期間を示し、T_OFFはオフ期間を示
す。

尚、図中一点鎖線は交流接地レベルを示し、細
線は直流レベルを示す。

以上の構成よりなる本発明に係るスイツチング
レギユレータの動作を説明する。電源投入により
起動抵抗R₂を通して出力トランジスタQ₁に若干
のベース電流が供給され、トランジスタQ₁のコ
レクタ電流I_C1が流れる。このコレクタ電流I_C1は、
ダイオードブリツジ１の整流出力端子からトラン
スの入力巻線T_Pを介してトランジスタQ₁のコレ
クタに向かう方向に流れ始め、ドライブ巻線T₂
に同極性の誘起電圧を発生する。この誘起電圧
は、トランジスタQ₁のベース電流を更に増加さ
せるようにするので、トランジスタQ₁は完全に
飽和領域に達する。トランジスタQ₁が飽和した
後も、前記したようにドライブ巻線T₂にはベー
ス電流を増加させる方向に誘起電圧が生じている
ので、トランジスタQ₁ベース電流は増加し続け
る。

このベース電流I_B1は 略 （V_i・N₂／N_P）×（V_F(D10)＋V_BE1）／R₁₀ 但しV_iは電源の電圧値、 V_F(D10)はダイオードD₁₀の順方向電圧降下、 V_BE1はトランジスタQ₁のベース、エミツタ間
電圧値 によつて示される。

このベース電流I_B1に対し、トランジスタQ₁の
コレクタ電流I_C1は略ｄ／dtI_C1＝V_i／L_Pの傾きでもつて 上昇する。そして出力トランス等により定められ
る。コレクタ飽和電流に達すると、前記コレクタ
電流の上昇率を示す式の値は減少し始め、それと
同時にドライブ巻線の誘起電圧の極性が変わるの
で、トランジスタQ₁のベース電流I_B1はドライブ
巻線の時定数で除々に減少する。前記ベース電流
I_B1があるしきい値まで減少すると、トランジス
タQ₁は不飽和領域に達する。一方、出力トラン
スの入力巻線T_Pに発生した電圧V_Pはダイオード
D₈により負荷側に供給され、トランジスタQ₁の
スイツチング動作が終了する。以後所定の出力電
圧V_Oに達する迄、この過程を繰り返すものであ
る。

定常状態の動作について第２図を参照して説明
する。

最初、出力トランジスタQ₁がオフのときは、
トランスの出力巻線T_Sに出力電圧V_Oが誘起され、
入力巻線電圧V_Pによる磁気エネルギーが供給さ
れ、負荷供給電圧を出力している。この入力巻線
電圧V_Pを第２図の電圧波形V_Pにて示す。そして
この入力巻線電圧V_Pは、制御用巻線T₁に誘起電
圧V₁＝V_ON₁／N_Sで表わされるパルス電圧を誘起し ている（第２図の電圧波形V₁参照）。この誘起パ
ルス電圧V₁を充放電するためのコンデンサC₉及
び抵抗R₁₂，R₁₃よる時定数R₁₂R₁₃×C₉をトラ
ンジスタQ₁のオフ期間T_OFFより小さく設定すれ
ば、コンデンサC₉はトランジスタQ₁のオフ期間
T_OFF中に誘起パルス電圧を充電できる。この充電
電圧は、（V₁・R₁₃／R₁₂＋R₁₃−V_BE4）でほぼ表わすこ
とが できる。（この充電電圧は、後にトランジスタQ₁
がターンオンする際、制御トランジスタQ₄のベ
ースに放電して負電源を供給するためのバイアス
となる。第２図の電圧波形V_BE4は、トランジスタ
Q₄のベース、エミツタ間電圧を示し、前記した
時定数R₁₂R₁₃×C₉により、トランジスタQ₁の
オン時間T_ONを制御することができる。） またドライブ巻線T₂の誘起パルス電圧V_O・
N₂／N_SによりコンデンサC₅はダイオードD₄を通
して充電されるがこの充電電圧はトランジスタ
Q₁をカツトオフする際の逆バイアス源となる。
このダイオードD₄の導通時、トランジスタQ₅は
オン可能であるが、コレクタ電流は流れない。
（第４図の電流波形I_C5参照）。

そしてトランジスタQ₁のオフ期間T_OFF中、ダ
イオードD₈が導通して、出力トランスの磁気エ
ネルギーが負荷側に完全に放出された時点でダイ
オードD₈がオフする。その後、トランスのイン
ダクタンスL_Pに並列に存在する分布容量がもつ
静電エネルギーにより、インダクタンスL_Pとこ
の分布容量が共振し、いわゆるバツクスイングと
称されるパルスが発生する（第４図の電源波形
I_C1参照）。この過程において巻線間電圧V_Pの極性
が反転し、トランジスタQ₁はオンする。そして
前記した様に、極性反転した入力巻線電圧V_Pが、
制御用巻線T₁に誘起されることにより、トラン
ジスタQ₄は、コンデンサC₉の充電電圧により逆
バイアスされ、オフする。

一方、出力トランジスタQ₁がオンとなつて再
びオフするタイミングは、トランジスタQ₅がオ
ンすることにより得られる。即ち、トランジスタ
Q₁のオン時間T_ONは制御トランジスタQ₄及びQ₅
のオフ時間によつて決定され、出力トランジスタ
Q₁の蓄積時間をT_SG1とすると、T_ON＝T_OFF4＋T_SG1
で示される。ここでT_OFF4はトランジスタQ₄のオ
フ時間である。トランジスタQ₄のオフ時間T_OFF4
はコンデンサC₅の放電量が関係する。即ち誤差
増幅器２のトランジスタQ₂のコレクタ電流によ
つてトランジスタQ₄，Q₅がオンすることにより、
コンデンサC₅の電荷が放電され、その放電電圧
がトランジスタQ₄のベース、エミツタ間電圧に
達するとトランジスタQ₄はオフする。

誤差増幅器２のトランジスタQ₂は、出力トラ
ンジスタQ₁のオフ期間中導通するが出力電圧V_O
が変化すると前記した誘起電圧V_O・N₁／N_Sも、
それに比例して変化し、誤差増幅器２のトランジ
スタQ₂のコレクタ電流量がそれに応じて変りト
ランジスタQ₄の導通状態つまりオフ時間T_OFF4が
変化する。これによつて出力トランジスタQ₁の
オン時間、オフ時間の関係が出力電圧V_Oを安定
化するように変化する。

トランジスタQ₄及びQ₅がオンすると、出力ト
ランジスタQ₁のベース、エミツタ間を逆バイア
スするため、ベースの蓄積電荷が素早く一掃され
トランジスタQ₁はカツトオフする。

尚、ダイオードD₉はトランジスタQ₁のオン時
に導通するが誤差増幅器２のトランジスタQ₂の
コレクタ電流が最大のときにも導通するように抵
抗R₁₂の値が設定されており、これによりトラン
ジスタQ₄のベース、エミツタ間の逆耐バイアス
電圧値は略（N₁V_O／N_S）×（R₁₃／R₁₂＋R₁₃）−
V_BE−V_F(D9)となり、約5V未満となる。又、ダイ
オードD₉はトランジスタQ₄がオフしている期間、
ベースから見たトランジスタQ₄の入力インピー
ダンスを下げ、トランジスタQ₄の蓄積時間によ
るこの回路に与える悪影響をほとんど無視出来る
ように考慮したものである。

〔効果〕

以上述べたように本発明によれば、ベースキヤ
リアを素早く一掃することができる構成であるた
め、スイツチング周波数を高くすることができ、
入力電圧に対するレギユレーシヨン範囲が広く、
しかも幅広い負荷電力の変動に対して安定して動
作することができる。またサイリスタを用いてい
ないので出力トランスのインダクタンスや分布容
量による出力変化時のスパイク電流に対しても回
路が誤動作することがない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る自励発振式スイツチング
レギユレータを示す回路図、第２図は第１図の動
作を説明するための波形図、第３図は従来のサイ
リスタ制御を用いたスイツチングレギユレータの
回路図、第４図は第３図での出力トランジスタの
スパイク電流を示した波形図である。 ２……誤差増幅器、Q₁……スイツチングトラ
ンジスタ、Q₄，Q₅……トランジスタ、T_P……ト
ランスの入力巻線、T₁，T₂……制御巻線、ドラ
イブ巻線、D₂，D₄，D₉……ダイオード、R₁₂，
R₁₃……抵抗、C₅、C₉……第１、第２のコンデン
サ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ トランスの入力巻線にコレクタ・エミツタ路
   を直列に接続したスイツチング用の第１のトラン
   ジスタと、 この第１のトランジスタのベースに一端を接続
   したトランスのドライブ巻線と、 このドライブ巻線の他端に接続したダイオード
   および、このダイオードとドライブ巻線の一端間
   に結合し、このダイオードを介して充電される電
   １のコンデンサとを有する回路と、 この第１のコンデンサの充電電圧をコレクタ・
   エミツタ路を介して放電するための第２のトラン
   ジスタと、 トランスの制御巻線に接続された整流回路、お
   よび基準電圧手段を有するとともに、この整流回
   路の出力電圧に比例した電圧と基準電圧手段によ
   る基準電圧とを比較して誤差出力を発生する第３
   のトランジスタを有する誤差増幅器と、 前記制御巻線間に接続された分圧手段と、 この分圧手段による分圧電圧を第２のコンデン
   サを介して前記誤差増幅器の誤差出力とともに前
   記第２のトランジスタのベースに供給する手段と
   を具備して成る自励発振式スイツチングレギユレ
   ータ。