JPS63263927A - エコ−キヤンセラ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明はエコーキャンセラ装置に関し、特にＩ＆Ｄ　Ｎ
　（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ　５ｅｒｖｉｃｅｓ　
Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｎｅｔｗ。

ｒｋ）加入者インタフェース用エコーキャンセラ装置に
関する。

従来技術 近年、公衆・私設電気通信網の中継ネットワークや末端
の加入者までの通信をすべてディジタル化し、音声やデ
ータ等のサービスを統合しようとするｌ５ＤＮの実用化
が進められつつある。そのなかで、特に交換局と加入者
間のディジタル伝送技術は重要であり、既存の２線式メ
タリック加入者線を媒体としてエコーキャンセラによっ
て双方向伝送を実現するエコーキャンセラ方式が各国で
採用され、実用化されつつある。

このようなｌ５ＤＮ加入者インタフェース用エコーキャ
ンセラ方式におけるエコーキャンセラやイコライザ等の
回路をＬＳＩによって経済的に構成する方法として、ス
イッチド・キャパシタ・フィルタ（ＳＣＦ）を使用する
方法と、ディジタル信号処理（ＤＳＰ）技術を使用する
方法とがあるが、ディジタルＬＳＩの微細化技術の急激
な進歩により、ディジタル信号処理のタイプが有利にな
ろうとしている。

ディジタル信号処理のタイプの構成では、受信信号をデ
ィジタルで扱うためにＡ／Ｄ　（アナログ／ディジタル
）変換器が不可欠であり、第２図に示すようにエコーキ
ャンセラ１３やイコライザ１２の前段にこのＡ／Ｄ変換
器１６が配置される。

このようなＡ／Ｄ変換器はおよそ１００ＫＨ２＋！ｉｎ
の信号をサンプリングするが、通常１２ビット精度程度
の非常に高ビツト精度が必要とされている。

まず、その理由を定量的に詳しく説明する。Ａ／Ｄ変換
器１６の入力信号には受信信号成分の他にエコー信号成
分が含まれており、よってＡ／Ｄ変換器１６の過負荷レ
ベルはこれ等同成分の振幅の和に依存して設定されるこ
とになる。通常は画成分間に相関性がないので、同成分
の振幅の和の最悪値は各成分の振幅の最悪値の和に等し
いとみなされることになる。

ここで、受信信号成分の振幅の最悪値を考えると、受信
信号は伝送距離の増加と共に損失が増加し、振幅は小さ
くなる。−例を示すと、距１ＩｉｔＯ触で１．９■であ
ったものが、距離７触では１３０ｍＶとなる。

次に、エコー信号成分の振幅の最大値を考えると、加入
者線路の近くにブリッジドタップ（分岐線）が存在する
場合、それがない場合に比して加入者線路を見込んだイ
ンピーダンスは大となるために、これ等のバラツキを考
慮してバランスネットワーク１９のインピーダンスを平
均的な値に設定しても、バランスネットワークのインピ
ーダンスが一種類に固定されている場合には、最悪条件
でかなり大きな振幅となる。例えば、距離がＯ馳の場合
、通常ブリジッドタップが存在しないことから、エコー
信号成分の振幅の最悪値は１．１■であり、距離が１ｂ
を越えるあたりから最悪振幅は距離に依存しなくなり、
加入者線に近い部分にプリジッドタップが存在する場合
に最悪１．３■となる。

従って、上記例における同成分の最悪値の和は距離ＯＫ
ｍのときに発生し、３．ＯＶとなる。従来の工］−キャ
ンセラにおいては、Ａ／Ｄ変換器の過負荷レベルは、正
負両極性のパルスが存在することを考慮すると、±３．
ＯＶとなる。

一方、Ａ／Ｄ変換器の最小ステップサイズは遠距離の条
件から決定されるものであり、遠距離での最悪振幅ハ１
．４３　Ｖ　（１，３Ｖ＋０．１３　Ｖ）　Ｔアリ、こ
れがＡ／Ｄ変換器に入力されることになるが、このうち
エコー信号成分はエコーキャンセラ１３にて除去され、
振幅の小さい受信信号成分である０、１３Ｖのみがイコ
ライザ１２へ入力されることになる。

次段の判定器１１において判定誤りをほとんど発生しな
いようにするには、Ａ／Ｄ変換器１６の量子化ノイズは
極力小さく押える必要があり、例えば最小ステップサイ
ズは、受信信号成分の最悪値の１７６０程度必要である
とすると、２１＋１Ｖ程度とななる。以上より、Ａ／Ｄ
変換器の所要ビット長は、ｕ　００２　（（３，ＯＸ　
２　’）　／　０．００２）　−１１，６となって、約
１２ビツトとなるのである。

かかるＡ／Ｄ変換器の実用には困難な課題が多く、今日
までのところあまり実用化されていないが、技術的なメ
トは立てられており、今後実用化が進むと考えられる。

例えば、オーバサンプリング技術を使用したＡ／Ｄ変換
器はその例である。

この様な点から、ディジタル信号処理タイプのエコーキ
ャンセラにおいては、高精度のＡ／Ｄ変換器が特性上の
重要な鍵となっており、エコーキャンセラの特性向上を
阻止する要因ともなってｌ、Ｎるのである。

尚、第２図において、１７はラインインタフェーストラ
ンスであり、１８は送信部である。このラインインタフ
ェーストランス１７とバランスネットワーク１９とによ
りラインインタフェースノ＼イブリッド回路が構成され
ており、アナログ的な処理によりエコー成分を粗く除去
する機能を有する。バランスネットワーク１９は通常加
入者の入力インピーダンスを模擬したバランスネットワ
ーク　　６　− り回路であるか、またはそれと同等のエコーレプリカ成
分を発生するｆ特（周波数特性）回路を有するが、ここ
ではこの様なバランスネットワーク回路やｆ持回路を総
称してバランスネットワークと呼ぶものとする。

発明の目的 本発明の目的は、従来必要とされていたＡ／Ｄ変換器の
高ビツト精度の要求を少しでも軽減してＡ／Ｄ変換器に
対する要求条件を緩和することが可能なエコーキャンセ
ラ装置を提供することである。

発明の構成 本発明によれば、ラインインタフェースハイブリット回
路と、このラインインタフェースハイブリット回路の後
段に設けられて受信信号をディジタル化するアナログ・
ディジタル変換回路と、このディジタル出力にてエコー
キャンセルを行うエコーキャンセラ回路とを含む加入者
インタフェース用エコーキャンセラ装置であって、前記
ラインインタフェースハイブリット回路に設けられイン
ピーダンスが選択自在なバランスネットワーク回路と、
前記アナログ・ディジタル変換回路の出力の電力に応じ
て前記インピーダンスを選択制御する手段と、前記エコ
ーキャンセラ回路の出力の電力に応じて前記アナログ・
ディジタル変換回路の入力レベルを調整する手段とを有
することを特徴とするエコーキャンセラ装置が得られる
。

実施例 以下、図面を用いて本発明の詳細な説明する。

第１図は本発明の実施例を示すブロック図であり、第２
図と同等部分は同一符号により示している。図において
、バランスネットワーク回路５は複数のインピーダンス
７１〜Ｚｎが選択自在となっており、Ａ／Ｄ変換器１６
の出力信号の電力をパワー検出器３にて検出して、この
パワーに応じて制御回路４がバランスネットワーク回路
５のインピーダンス値を択一的に設定制御する。

ラインインタフェース１７とＡ／Ｄ変換器１６との間に
ゲイン調整器１が設けられており、Ａ／Ｄ変換器１６の
入力レベルを調整するようになっている。そのために、
エコーキャンセラ１３の出力（すなわちイコライザ１２
の入力）の電力を検出するパワー検出器２と、このパワ
ー検出器２の出力に応じてゲイン調整器１のゲイン制御
を行う制御回路６とが設けられている。

他の構成は第２図の例と同等であり、その説明は省略す
る。

先ず、Ａ／Ｄ変換器１６の出力パワーを検出してバラン
スネットワーク回路５のインピーダンス値を選定する回
路３，４及び５からなる制御ループは、Ａ／Ｄ変換器１
６に入力される信号のうちエコー信号成分のみを変化さ
せ、エコー信号成分を最小に制御する様動作する。

次に、エコーキャンセラ１３の出力パワーを検出してＡ
／Ｄ変換器１６の入力レベルを調整する回路１．２及び
６からなる制御ループは、信号パワー検出器２がエコー
キャンセル後の受信信号成分のパワーのみを検出するた
め、伝送距離の違いによる受信信号パワーの違いに応じ
てゲイン調整器１のゲインを調整する様動作する。よっ
て、特に遠距離信号のように受信信号成分が小さい時に
ゲインを大きくしてＡ／Ｄ変換器１６のダイナミックレ
ンジを有効に活用して量子化ノイズの小さい信号をイコ
ライザ１２へ供給することが可能となるのである。

ゲイン調整器１のゲイン切替えを近距離と遠距離とでど
の程度切替えられるかは、遠距離受信信号に対する量子
化ノイズによるＳ／Ｎ劣化を改善する上で重要である。

前述の一計算例によれば、受信信号成分の最悪ピークは
、距ｌＩｉｔＯＫｍで１．９■であるのに対し、距１１
７）ｋでは１３０ｍＶと約１５倍の比を有するが、Ａ／
Ｄ変換器１６の入力では、エコー信号成分も含まれてい
るため１５倍の切替えは不可能である。このゲイン切替
比をできるだけ大きくして遠距離でのＳ／Ｎを改善する
ためには、このエコー信号成分ができるだけ小さく抑え
られている方が有利であり、この点からエコー信号成分
を最小とするバランスネットワーク回路５のインピーダ
ンスの制御が重要となる。

これを−計算例によって定量的に示すと次のようになる
。バランスネットワークのインピーダンスを４種類程度
用意すると、バランスネットワークのインピーダンス制
御により、エコー信号成分の最悪振幅は伝送距離によら
ず０．７■程度に抑えることができる。従って、Ａ／Ｄ
変換器１６の入力点では、受信信号成分とエコー信号成
分の和は、距離Ｏ触で２．６Ｖ　（−１，９Ｖ＋〇、７
Ｖ）　、距［７触でｏ、８３　Ｖ　（＝　０．１３　Ｖ
＋　０．７Ｖ）となり、この２つの間で約３倍（＃　２
．６／　０．８３　）のゲイン切替が可能となる。また
、前述のように本発明がない場合の最悪振幅を３．０■
とすると本発明により、Ａ／Ｄ変換器のダイナミックレ
ンジは、距離７ＫＩＲにおいて３．６倍（＃　３．０／
　０．８３　）改善でき、Ａ／Ｄ変換器に対するビット
精度要求値を約２ビツト（＃ρｏｇ２３．６　）改善で
きることになる。

尚、本発明ではゲイン調整器の切替ステップ数。

バランスネットワークのインピーダンス数は共に２以上
であればよく、特にその数は限定されない。

発明の詳細 な説明したように、本発明によれば、バランスネットワ
ークのインピーダンス切替によってエコー信号成分の振
幅を小さくするとともに、エコーキャンセル後の受信信
号成分のパワーによりＡ／Ｄ変換器入力信号のゲインを
制御することにより、特に遠距離信号受信時にＡ／Ｄ変
換器のダイナミックレンジを有効活用するとともに、Ａ
／Ｄ変換器の要求ビット精度を緩和することができると
いう効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例のブロック図、第２図は従来技
術を示すブロック図である。 主要部分の符号の説明 １・・・・・・ゲイン調整器 ２．３・・・・・・・パワー検出器　４．６・・・・・
・制御回路５・・・・・・バランスネッワーク回路１３
・・・・・・エコーキャンセラ １６・・・・・・Ａ／Ｄ変換器

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. ラインインタフェースハイブリット回路と、このライン
   インタフェースハイブリット回路の後段に設けられて受
   信信号をディジタル化するアナログ・ディジタル変換回
   路と、このディジタル出力にてエコーキャンセルを行う
   エコーキャンセラ回路とを含む加入者インタフェース用
   エコーキャンセラ装置であって、前記ラインインタフェ
   ースハイブリット回路に設けられインピーダンスが選択
   自在なバランスネットワーク回路と、前記アナログ・デ
   ィジタル変換回路の出力の電力に応じて前記インピーダ
   ンスを選択制御する手段と、前記エコーキャンセラ回路
   の出力の電力に応じて前記アナログ・ディジタル変換回
   路の入力レベルを調整する手段とを有することを特徴と
   するエコーキャンセラ装置。