JPS63260309A - Variable attenuation circuit - Google Patents
Variable attenuation circuitInfo
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- Attenuators (AREA)
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
（イ）産業上の利用分野
本発明は、自動ラウドネス制御装置に用いて好適な可変
減衰回路に関するもので、特にパワーアンプの出力信号
レベルに応じて動作する電流モードの可変減衰回路に関
する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (a) Industrial Application Field The present invention relates to a variable attenuation circuit suitable for use in an automatic loudness control device, and particularly relates to a variable attenuation circuit suitable for use in an automatic loudness control device. Related to variable attenuation circuits.
（ロ）従来の技術
ヘッドフォンステレオ「武道館」のカタログに示されて
いる如く、パワーアンプの出力信号レベルに応じて低域
成分のブースト量を制御することにより聴感の改善を計
る自動ラウドネス制御回路が知られている。前記自動ラ
ウドネス制御回路は、第２図の如き構成を有する。第２
図において、入力端子（１）に印加されたオーディオ信
号は、プリアンプ（２）及びバップアアンブ（３）で増
幅される。また、プリアンプ（２）の出力信号中の低域
成分は、ローパスフィルタ（４）を通過し減衰回路（５
）で減衰された後ブーストアンプ（６）で増幅され払、
そして、バッファアンプ（３）の出力信号とブーストア
ンプ（６）の出力信号とは、加算回路（７）で加算され
、ボリューム（８）を介してパワーアンプ（９）に印加
され、該パワーアンプ（９）で増幅された後スピーカ（
１０）Ｇこ印加される。前記減衰回路（５）における減
衰量は、パワーアンプ（９）の出力信号レベルを検出す
る制御回路＜１１）の出力制御信号に応じて決まる。例
えば、パワーアンプ（９）の出力信号レベルが小のとき
は、制御回路（１１）の出力制御信号が小になり、減衰
回路（５〉の減衰量が小になる。その為、ブーストアン
プ（６）の出力信号が犬になり、加算回路（７）の出力
端に低域成分がブーストされた出力信号が得られる。ま
た、パワーアンプ（９）の出力信号レベルが大のときは
、制御回路（１１）の出力制御信号が大になり、減衰回
路（５）の減衰量が大になる。その為、ブーストアンプ
（６）の出力信号が小になり、加算回路（７）の出力端
に得られる出力信号は、フラットな周波数特性を有する
ものとなる。(b) Conventional technology As shown in the catalog of the Budokan headphone stereo, there is an automatic loudness control circuit that improves the hearing sensation by controlling the amount of boost of the low frequency component according to the output signal level of the power amplifier. Are known. The automatic loudness control circuit has a configuration as shown in FIG. Second
In the figure, an audio signal applied to an input terminal (1) is amplified by a preamplifier (2) and a booster amplifier (3). Furthermore, the low-frequency components in the output signal of the preamplifier (2) pass through a low-pass filter (4) and an attenuation circuit (5).
) and then amplified by the boost amplifier (6),
Then, the output signal of the buffer amplifier (3) and the output signal of the boost amplifier (6) are added in the adder circuit (7), and applied to the power amplifier (9) via the volume (8). After being amplified by (9), the speaker (
10) G is applied. The amount of attenuation in the attenuation circuit (5) is determined according to the output control signal of the control circuit <11) that detects the output signal level of the power amplifier (9). For example, when the output signal level of the power amplifier (9) is small, the output control signal of the control circuit (11) becomes small, and the amount of attenuation of the attenuation circuit (5>) becomes small.Therefore, the boost amplifier ( The output signal of 6) becomes a dog, and an output signal with boosted low frequency components is obtained at the output end of the adder circuit (7).Also, when the output signal level of the power amplifier (9) is high, the control The output control signal of the circuit (11) becomes large, and the amount of attenuation of the attenuation circuit (5) becomes large.Therefore, the output signal of the boost amplifier (6) becomes small, and the output terminal of the adder circuit (7) becomes large. The output signal obtained will have flat frequency characteristics.
ところで、減衰回路（５）の減衰量は、例えば第３図の
如き回路により制御される。左右パワーアンプ（１２）
及び（１３）の出力信号は、抵抗（１４） 、 （１５
）及び（１６）で加算され、入力結合コンデンサ（１７
）を介して増幅回路（１８）に印加される。前記増幅回
路（１８）の出力端に得られる増幅された信号は、ダイ
オード（１９）で検波され、コンデンサ（２ｏ）で平滑
される。その為、前記コンデンサ（２０）の一端に左右
パワーアンプ（１２）及び（１３）の出力信号に応じた
直流°電圧が得られ、該直流電圧が制御トランジスタ（
２１）のベースに印加されて減衰が行なわれる。その際
、入力抵抗（２２）の値をＲ１、前記制御トランジスタ
（２１）のコレクタ・エミッタ間インピーダンスをＲ２
とすれば、減衰比はＲｔ／（Ｒ１＋Ｒ１）となる。Incidentally, the amount of attenuation of the attenuation circuit (5) is controlled by a circuit as shown in FIG. 3, for example. Left and right power amplifier (12)
The output signals of (13) and (13) are the resistances (14) and (15
) and (16), and the input coupling capacitor (17
) is applied to the amplifier circuit (18). The amplified signal obtained at the output terminal of the amplifier circuit (18) is detected by a diode (19) and smoothed by a capacitor (2o). Therefore, a DC voltage corresponding to the output signals of the left and right power amplifiers (12) and (13) is obtained at one end of the capacitor (20), and the DC voltage is applied to the control transistor (
21) to perform attenuation. At that time, the value of the input resistance (22) is R1, and the impedance between the collector and emitter of the control transistor (21) is R2.
Then, the damping ratio becomes Rt/(R1+R1).
（ハ）発明が解決しようとする問題点
しかしながら、第３図の減衰回路は、様々な問題を有す
る為、集積回路（ＩＣ）化に不向きであった。すなわち
、第３図の場合、抵抗（１４） 、 （１５）及び（１
６）により、左右パワーアンプ（１２）及び（１３）の
出力信号を電圧的に加算する方法の為、前記抵抗（１４
） 、 （１５）及び（１６）の値を小さくすると、前
記出力信号間にクロストークが生じ、セパレーションが
悪化する。その為、大抵抗を内蔵することが出来ないＩ
Ｃにおいては、電圧加算という方法は取り難い、また、
ダイオード（１９）を用いて増幅回路（１８）の出力信
号を検波する方式の為、該増幅回路（１８）（７）出力
信号が１．２Ｖ（”２Ｖｓｔ： Ｖａｔはトランジスタ
及びダイオードの立ち上り電圧）以上ないと動作しない
、その為、低電源電圧（例えば１．５Ｖ）で動作するＩ
Ｃ内に内蔵することが出来ない、更に、トランジスタ（
２１）のコレクタ・エミッタ間インピーダンスが、ダイ
オード（１９）の立ち上り電圧や前記トランジスタ（２
１）のベース・エミッタ間立ち上り電圧のバラツキによ
り変化する為、素子の特性がバラツキ易いＩＣ内に形成
すると、減衰量を設定通りに得ることが困難となる。(c) Problems to be Solved by the Invention However, the attenuation circuit shown in FIG. 3 has various problems and is therefore unsuitable for integration into an integrated circuit (IC). That is, in the case of Fig. 3, the resistances (14), (15) and (1
6), the output signals of the left and right power amplifiers (12) and (13) are added in terms of voltage, so the resistor (14)
), (15) and (16), crosstalk occurs between the output signals and the separation deteriorates. Therefore, it is not possible to incorporate a large resistance.
In C, it is difficult to add voltage, and
Since the method uses a diode (19) to detect the output signal of the amplifier circuit (18), the output signal of the amplifier circuit (18) (7) is 1.2V (2Vst: Vat is the rising voltage of the transistor and diode). Therefore, the I
In addition, transistors (
The impedance between the collector and emitter of the transistor (21) is determined by the rising voltage of the diode (19) and the transistor (21).
Since it changes due to the variation in the rise voltage between the base and emitter in 1), it becomes difficult to obtain the attenuation amount as set if it is formed in an IC where the characteristics of the element tend to vary.
（ニ）問題点を解決するための手段
本発明は、上述の点に鑑み成されたもので、パワーアン
プの出力信号レベルを検出して出力信号を発生する比較
増幅回路と、該比較増幅回路の出力信号に応じた電流で
充電されるコンデンサと、該コンデンサの端子電圧に応
じた出力電流を発生するトランジスタと、該トランジス
タの出力電流に応じて可変インピーダンス手段のインピ
ーダンスを制御する制御回路と、前記トランジスタの出
力電流を前記比較増幅回路に帰還する帰還回路とを備え
る点を特徴とする。(d) Means for Solving the Problems The present invention has been made in view of the above points, and includes a comparison amplifier circuit that detects the output signal level of a power amplifier and generates an output signal, and a comparison amplifier circuit that detects the output signal level of a power amplifier and generates an output signal. a capacitor that is charged with a current according to an output signal of the capacitor, a transistor that generates an output current that corresponds to the terminal voltage of the capacitor, and a control circuit that controls the impedance of the variable impedance means according to the output current of the transistor; The present invention is characterized in that it includes a feedback circuit that feeds back the output current of the transistor to the comparison amplifier circuit.
（＊）作用
本発明に依れば、比較増幅回路を用いてパワーアンプの
出力信号レベルを電流モードで検出しているので、検出
抵抗の値をＩＣに内蔵し得る程度に小としてもクロスト
ークが悪化しない。また、パワーアンプの出力信号レベ
ルに応じた電流を用いて可変インピーダンスを制御して
いるので、制御精度が良く、低電源電圧で動作させるこ
とが出来る。(*) Effect According to the present invention, the output signal level of the power amplifier is detected in current mode using a comparison amplifier circuit, so even if the value of the detection resistor is small enough to be built into an IC, crosstalk will occur. does not get worse. Furthermore, since the variable impedance is controlled using a current that corresponds to the output signal level of the power amplifier, control accuracy is high and operation can be performed with a low power supply voltage.
（へ）実施例
第１図は、本発明の一実施例を示す回路図で、（２３）
は信号入力端子、（２４）は該入力端子（２３）に印加
される入力信号を、後述する可変インピーダンス回路と
ともに分圧して減衰する分圧抵抗、（２５）は減衰され
た入力信号を増幅するブーストアンプ、（２６）は左パ
ワーアンプ、（２７）は該左パワーアンプ（２６）の出
力信号がコンデンサ（２８）を介して印加される左スピ
ーカ、（２９）は右パワーアンプ、（３０）は該右パワ
ーアンプ（２９）の出力信号がコンデンサ（３１）を介
して印加される右スピーカ、（３２〉は負入力端子が接
地された比較増幅回路、（３３）は左スピーカ（２６）
の入力端と前記比較増幅回路（３２）の正入力端子との
間に接続された第１検出抵抗、（３４）は右スピーカ（
２９）の入力端と前記比較増幅回路（３２〉の正入力端
子との間に接続された第２検出抵抗、（３５）は前記比
較増幅回路（３２）の出力信号に応じてオンする第１ト
ランジスタ、（３６）は該第１トランジスタ（３５）の
出力信号を平滑するコンデンサ、（３７）は該コンデン
サ（３６）の端子電圧に応じた電流を流す第２トランジ
スタ、（邦）は第３乃至第５トランジスタ（３９）乃至
（４１）から成り、前記第２トランジスタ（３７）のコ
レクタ電流を反転する第１電流反転回路、（婬）は第６
乃至第９トランジスタ（４３）乃至（４６）から成り、
前記第５トランジスタ（４１）のコレクタ電流を反転す
る第２電流反転回路、（灯）は第１０乃至第１２トラン
ジスタ（４８）乃至（５０）から成り、前記第７トラン
ジスタ（４４）のコレクタ電流を反転する第３電流反転
回路、及び（旦）は第１乃至第４ダイオード（５２）乃
至（５５）から成り、第８及び第９トランジスタ（４５
）及び（４６）と第１１及び第１２トランジスタ（４９
）及び（５０）に流れる電流に応じたインピーダンスを
呈する可変インピーダンス回路である。尚、第４トラン
ジスタ（４０）のコレクタは比較増幅回路（３２）の正
入力端子に接続きれ、帰還路を形成しており、分圧抵抗
（２４）の抵抗値をＲ１、可変インピーダンス回路（旦
）の呈するインピーダンスをＲｘとすれば、減衰比はＲ
ｘ／（Ｒ＋＋Ｒｘ）となる。(f) Embodiment FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention, (23)
is a signal input terminal, (24) is a voltage dividing resistor that divides and attenuates the input signal applied to the input terminal (23) together with a variable impedance circuit to be described later, and (25) amplifies the attenuated input signal. Boost amplifier, (26) is a left power amplifier, (27) is a left speaker to which the output signal of the left power amplifier (26) is applied via a capacitor (28), (29) is a right power amplifier, (30) is the right speaker to which the output signal of the right power amplifier (29) is applied via the capacitor (31), (32> is the comparison amplifier circuit whose negative input terminal is grounded, and (33) is the left speaker (26)
The first detection resistor (34) is connected between the input terminal of the comparison amplifier circuit (32) and the positive input terminal of the comparison amplifier circuit (32).
A second detection resistor (35) is connected between the input terminal of the comparison amplifier circuit (32) and the positive input terminal of the comparison amplifier circuit (32); Transistor, (36) is a capacitor that smoothes the output signal of the first transistor (35), (37) is a second transistor that flows a current according to the terminal voltage of the capacitor (36), (Japanese) is a third to A first current inverting circuit consisting of fifth transistors (39) to (41) and inverting the collector current of the second transistor (37);
Consisting of to ninth transistors (43) to (46),
A second current inversion circuit (lamp) for inverting the collector current of the fifth transistor (41) is composed of tenth to twelfth transistors (48) to (50), and inverts the collector current of the seventh transistor (44). A third current inverting circuit for inverting and (Dan) consists of first to fourth diodes (52) to (55), and an eighth and ninth transistor (45).
) and (46) and the eleventh and twelfth transistors (49
) and (50) are variable impedance circuits that exhibit impedance according to the current flowing through them. The collector of the fourth transistor (40) is connected to the positive input terminal of the comparison amplifier circuit (32) to form a feedback path, and the resistance value of the voltage dividing resistor (24) is set to R1 and the variable impedance circuit (first ), the attenuation ratio is Rx.
x/(R++Rx).
左右パワーアンプ（２６）及び（２９）の出力信号が正
の時は、比較増幅回路（３２）の負入力端子が接地され
ている為、前記比較増幅回路（３２）の出力がｒ Ｈ、
となり、第１トランジスタ（３５）がオフとなる。その
為、コンデンサ（３６）の充電が行なわれず、第２トラ
ンジスタ（３９）がオンせず、可変インピーダンス回路
（旦）は動作しない。従って、入力端子（２３）に印加
きれる入力信号は、減衰きれること無くブーストアンプ
（２５）で増幅され、出力端子（５６）から後段に伝送
される。When the output signals of the left and right power amplifiers (26) and (29) are positive, since the negative input terminal of the comparison amplifier circuit (32) is grounded, the output of the comparison amplifier circuit (32) is rH,
Therefore, the first transistor (35) is turned off. Therefore, the capacitor (36) is not charged, the second transistor (39) is not turned on, and the variable impedance circuit (Dan) does not operate. Therefore, the input signal that can be applied to the input terminal (23) is amplified by the boost amplifier (25) without being attenuated, and is transmitted from the output terminal (56) to the subsequent stage.
左右パワーアンプ（２６）及び（２９）の出力信号の少
くとも一方、例えば左パワーアンプ（２６）の出力信号
が負になると、第１検出抵抗（３３）に矢印方向の電流
が流れ、比較増幅回路（３２）の出力がｒＬ」になる。When at least one of the output signals of the left and right power amplifiers (26) and (29), for example, the output signal of the left power amplifier (26), becomes negative, a current flows in the direction of the arrow in the first detection resistor (33), and the comparison amplification occurs. The output of the circuit (32) becomes rL.
その為、第１トランジスタ（３５）がオンになり、コン
デンサ（３６）の充電が行なわれる。前記左パワーアン
プ（２６）の負出力信号のレベルが小の間は、コンデン
サ（３６）の端子電圧が上昇せず、第２トランジスタ（
３７）がオンしないので、可変インピーダンス回路（旦
）が動作しない。前記左パワーアンプ（２６）の負出力
信号レベルが大になると、比較増幅回路（３２）の出力
が十分低下し、第１トランジスタ（３５）のコレクタ電
流が大になるので、コンデンサ（３６）の端子電圧が上
昇し、第２トランジスタ（３７）がオンになる。前記第
２トランジスタ（３７）がオンになると、そのコレクタ
電流が第１乃至第３電流反転回路（嬰）乃至（４ｚ）で
反転され、可変インピーダンス回路（５Ｘ）に所定の電
流が流れ、そのインピーダンスが小になる。第１電流反
転回路（塁且）の反転比をｎｌｘ第２及び第３電流反転
回路（４？）及び（〔）の反転比をｎ、とすれば、第２
トランジスタ（３７）のコレクタ電流１．に対して、ｎ
ｌｎｍ■、の電流が前記可変インピーダンス回路（旦）
を構成する第１乃至第４ダイオード（５２）乃至（５５
）に流れ、該第１乃至第４ダイオード（５２）乃至（５
５）のインピーダンスは、前記電流に応じたものとなる
。その為、入力端子（２３）に印加される入力信号は、
分圧抵抗（２４）と第１乃至第４ダイオード（５２）乃
至（５５）の合成インピーダンスとにより分圧された後
ブーストアンプ（２５）に印加されて増幅される。Therefore, the first transistor (35) is turned on and the capacitor (36) is charged. While the level of the negative output signal of the left power amplifier (26) is low, the terminal voltage of the capacitor (36) does not rise and the second transistor (
37) is not turned on, the variable impedance circuit (dan) does not operate. When the negative output signal level of the left power amplifier (26) increases, the output of the comparison amplifier circuit (32) decreases sufficiently and the collector current of the first transistor (35) increases, so that the voltage of the capacitor (36) increases. The terminal voltage increases and the second transistor (37) turns on. When the second transistor (37) is turned on, its collector current is inverted by the first to third current inversion circuits (4z) to (4z), and a predetermined current flows through the variable impedance circuit (5X), changing its impedance. becomes small. If the inversion ratio of the first current inversion circuit (base) is nlx and the inversion ratio of the second and third current inversion circuits (4?) and ([) is n, then the second
Collector current of transistor (37) 1. For n
lnm■, the current of the variable impedance circuit (dan)
The first to fourth diodes (52) to (55
), and the first to fourth diodes (52) to (5
The impedance of 5) depends on the current. Therefore, the input signal applied to the input terminal (23) is
The voltage is divided by the voltage dividing resistor (24) and the combined impedance of the first to fourth diodes (52) to (55), and then applied to the boost amplifier (25) and amplified.
一方、第２トランジスタ（３７）がオンすると、そのコ
レクタ電流に応じた電流ｎ、１．が第１′ｒｒｔ流反転
回路（邦）を構成する第４トランジスタ（４ｏ）のコレ
クタに流れ、前記第４トランジスタ（４ｏ）のコレクタ
電流が第１検出抵抗（３３）に流入する。その為、比較
増幅回路（３２〉が動作を停止し、第１トランジスタ（
３５）がオフになる。しかしながら、コンデンサ（３６
）の放電時定数を十分大に設定している為、第２トラン
ジスタ（３７）はオン状態を保ち、可変インピーダンス
回路（旦）も動作状態を保つ。第４トランジスタ（４０
）がコレクタ電流ｎ１ＩＩを流し得る状態になった後は
、左右パワーアンプ（２６）及び（２９）の負出力信号
のレベルが、前記コレクタ電流ｎｔ１＋よりも大なる電
流を流し得る程度に大とならない限り、比較増幅回路（
３２）が作動しない。On the other hand, when the second transistor (37) is turned on, currents n, 1 . flows into the collector of the fourth transistor (4o) constituting the 1'rrt flow inversion circuit (Japan), and the collector current of the fourth transistor (4o) flows into the first detection resistor (33). Therefore, the comparison amplifier circuit (32) stops operating, and the first transistor (32) stops operating.
35) is turned off. However, the capacitor (36
) is set to a sufficiently large discharge time constant, the second transistor (37) remains on, and the variable impedance circuit (37) also maintains its operating state. Fourth transistor (40
) is in a state where collector current n1II can flow, the level of the negative output signal of the left and right power amplifiers (26) and (29) does not become large enough to flow a current larger than the collector current nt1+. As long as the comparison amplifier circuit (
32) does not work.
従って、比較増幅回路（３２）、第１トランジスタ（３
５）及びコンデンサ（３６）は、ピーク電流検波回路と
して動作することになる。Therefore, the comparison amplifier circuit (32), the first transistor (3
5) and the capacitor (36) will operate as a peak current detection circuit.
上述の動作をまとめれば、左右パワーアンプ（２６）及
び（２９）の出力信号レベルが所定値以上に大になると
、可変インピーダンス回路（５１）が動作し、入力端子
（２３）に印加される入力信号の減衰が行なわれ、コン
デンサ（３６）の放電時定数に応じてその状態が保たれ
、その後は前記出力信号レベルよりも大なる出力信号の
発生時のみ比較増幅回路（３２）が動作し、可変インピ
ーダンス回路（５１）のインピーダンスを変化させる、
ということになる。その為、自動ラウドネス制御回路と
して用いる場合は、小音量聴取時に、可変インピーダン
ス回路（塁１）を動作させず、低域ブーストを行なわし
めることが出来、大音量聴取時には可変インピーダンス
回路（５１）を動作させ、通常聴取を行なうことが出来
る。更に、ボリュームを変化させ大音量聴取状態から小
音量聴取状態に変化させたとしても、コンデンサ（３６
）の保持機能により急激な低域ブーストが行なわれない
ので、聴取者に異和感を与えない。To summarize the above operation, when the output signal level of the left and right power amplifiers (26) and (29) becomes greater than a predetermined value, the variable impedance circuit (51) operates, and the input applied to the input terminal (23) The signal is attenuated and maintained in that state according to the discharge time constant of the capacitor (36), and thereafter the comparison amplifier circuit (32) operates only when an output signal higher than the output signal level is generated; changing the impedance of the variable impedance circuit (51);
It turns out that. Therefore, when used as an automatic loudness control circuit, the variable impedance circuit (51) can be boosted without operating the variable impedance circuit (base 1) when listening at low volumes, and the variable impedance circuit (51) can be activated when listening at high volumes. You can operate it and perform normal listening. Furthermore, even if you change the volume and change from a high volume listening state to a low volume listening state, the capacitor (36
)'s retention function prevents sudden low-frequency boosting, so listeners will not feel any discomfort.
（ト）発明の効果
以上述べた如く本発明に依れば、パワーアンプの出力信
号レベルに応じて減衰量を制御し得る可変減衰回路を提
供することが出来る。また、各回路を電流モードで動作
させている為、制御精度が良く、減電圧に対して強く、
かつ可変範囲の広い可変減衰回路を提供出来る。更に、
実施例の如く比較増幅回路を零電位で動作させれば、前
記比較増幅回路の入力結合コンデンサが不要になり、ク
ロストークの防止も計れるので、ＩＣ化に適した可変減
衰回路を提供出来る。(G) Effects of the Invention As described above, according to the present invention, it is possible to provide a variable attenuation circuit that can control the amount of attenuation according to the output signal level of a power amplifier. In addition, since each circuit operates in current mode, control accuracy is high, and it is resistant to voltage reduction.
Moreover, a variable attenuation circuit with a wide variable range can be provided. Furthermore,
If the comparison amplifier circuit is operated at zero potential as in the embodiment, the input coupling capacitor of the comparison amplifier circuit is unnecessary and crosstalk can be prevented, so that a variable attenuation circuit suitable for IC implementation can be provided.
第１図は、本発明の一実施例を示す回路図、第２図は自
動ラウドネス制御回路を示す回路図、及び第３図は従来
の減衰回路を示す回路図である。
（３２）・・・比較増幅回路、 （３３）（３４）・・
・電流検出抵抗、（３５）・・・第１トランジスタ、（
３６）・・・コンデンサ、（３７）・・・第２トランジ
スタ、（旦）・・・可変インピーダンス回路。FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a circuit diagram showing an automatic loudness control circuit, and FIG. 3 is a circuit diagram showing a conventional attenuation circuit. (32)... Comparison amplifier circuit, (33) (34)...
・Current detection resistor, (35)...first transistor, (
36)... Capacitor, (37)... Second transistor, (dan)... Variable impedance circuit.
Claims (1)
ンピーダンス手段のインピーダンスを変化させることに
より信号路を通過する信号の減衰を行なう可変減衰回路
であって、前記出力信号レベルを検出して出力信号を発
生する比較増幅回路と、該比較増幅回路の出力信号に応
じた電流で充電されるコンデンサと、該コンデンサの端
子電圧に応じた出力電流を発生するトランジスタと、該
トランジスタの出力電流に応じて前記可変インピーダン
ス手段のインピーダンスを変化させる制御回路と、前記
トランジスタの出力電流を前記比較増幅回路に帰還する
帰還回路とを備えることを特徴とする可変減衰回路。(1) A variable attenuation circuit that detects the output signal level of a power amplifier and attenuates a signal passing through a signal path by changing the impedance of a variable impedance means, which detects the output signal level and outputs an output signal. a capacitor charged with a current corresponding to the output signal of the comparison amplifier circuit; a transistor generating an output current corresponding to the terminal voltage of the capacitor; A variable attenuation circuit comprising: a control circuit that changes the impedance of the variable impedance means; and a feedback circuit that feeds back the output current of the transistor to the comparison and amplification circuit.
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62095574A JPS63260309A (en) | 1987-04-17 | 1987-04-17 | Variable attenuation circuit |
| US07/180,483 US4982435A (en) | 1987-04-17 | 1988-04-12 | Automatic loudness control circuit |
| EP88105872A EP0287057B1 (en) | 1987-04-17 | 1988-04-13 | Automatic loudness control circuit |
| DE3850289T DE3850289T2 (en) | 1987-04-17 | 1988-04-13 | Automatic volume control circuit. |
| CA000564288A CA1305432C (en) | 1987-04-17 | 1988-04-15 | Automatic loudness control circuit |
| KR88004342A KR970004616B1 (en) | 1987-04-17 | 1988-04-16 | Automatic loudness control circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62095574A JPS63260309A (en) | 1987-04-17 | 1987-04-17 | Variable attenuation circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63260309A true JPS63260309A (en) | 1988-10-27 |
| JPH0519325B2 JPH0519325B2 (en) | 1993-03-16 |
Family
ID=14141360
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62095574A Granted JPS63260309A (en) | 1987-04-17 | 1987-04-17 | Variable attenuation circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63260309A (en) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6181213U (en) * | 1984-10-31 | 1986-05-29 |
-
1987
- 1987-04-17 JP JP62095574A patent/JPS63260309A/en active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6181213U (en) * | 1984-10-31 | 1986-05-29 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0519325B2 (en) | 1993-03-16 |
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Legal Events
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