JPS63224698A - Speed controller for motor - Google Patents
Speed controller for motorInfo
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- JPS63224698A JPS63224698A JP62059733A JP5973387A JPS63224698A JP S63224698 A JPS63224698 A JP S63224698A JP 62059733 A JP62059733 A JP 62059733A JP 5973387 A JP5973387 A JP 5973387A JP S63224698 A JPS63224698 A JP S63224698A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は電動機の速度制御装置に係り、特に昇圧チョッ
パ回路と電力変換装置を備えた電動機の速度制御に好適
な速度制御装置に関するものである。[Detailed Description of the Invention] [Industrial Application Field] The present invention relates to a speed control device for an electric motor, and particularly to a speed control device suitable for controlling the speed of an electric motor equipped with a boost chopper circuit and a power conversion device. .
従来、交流電源を整流して直流電源に変換する整流回路
であって、電源電流の高調波を抑制する回路を備えたも
のとして、特開昭５９−１９９８８７３号公報に記載さ
れた回路があり、整流回路の出力端に昇圧チョッパ回路
としてリアクトルとスイッチング素子とを接続し、直流
出力電圧と設定電圧との差の交流電源の電圧信号を乗算
した同期誤差信号と電流波形とを比較し、その差の極性
に応じて上記のスイッチング素子をオン・オフさせるよ
うになっていた。Conventionally, as a rectifier circuit that rectifies an AC power source and converts it into a DC power source, there is a circuit described in JP-A-59-1998873, which includes a circuit that suppresses harmonics of the power source current. A reactor and a switching element are connected to the output end of the rectifier circuit as a step-up chopper circuit, and the current waveform is compared with the synchronization error signal obtained by multiplying the voltage signal of the AC power supply by the difference between the DC output voltage and the set voltage. The switching element was turned on and off depending on the polarity of the switch.
上記従来技術は、直流電源に接続される負荷が電力変換
装置であって、この電力変換装置により電動機を駆動す
る場合についての配慮がなされていなかった。すなわち
、回転速度を変化するのに、電力変換装置に加える直流
入力電圧を変化すれば回転速度が変化する特性の電動機
への上記従来技術の適用にあたっては、直流出力電圧に
対する設定電圧を上記速度とこの速度に対する指令速度
とにより作成するための速度制御回路を追加する必要が
あるなど、回路規模が複雑化するといった問題があった
。さらに昇圧チョッパ回路を用いる従来技術では、電力
変換装置に加えられる直流入力電圧の大きさを交流入力
電圧の波高値以下の値に制御することができず、電動機
の速度制御範囲が限定されるという問題があった。In the above-mentioned conventional technology, the load connected to the DC power supply is a power converter, and no consideration is given to the case where the electric motor is driven by the power converter. In other words, when applying the above-mentioned prior art to a motor whose rotational speed is changed by changing the DC input voltage applied to the power converter, the setting voltage for the DC output voltage should be set to the above-mentioned speed. There is a problem in that the circuit size becomes complicated, such as the need to add a speed control circuit to create a command speed based on this speed. Furthermore, with conventional technology that uses a step-up chopper circuit, it is not possible to control the magnitude of the DC input voltage applied to the power converter to a value below the peak value of the AC input voltage, and the speed control range of the motor is limited. There was a problem.
本発明の目的は、上記した従来技術のもつ欠点をなくし
、電動機を広範囲にわたって速度制御することができる
電動機の速度制御装置を提供することにある。SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to eliminate the drawbacks of the above-mentioned prior art and to provide a speed control device for an electric motor that can control the speed of an electric motor over a wide range.
上記目的は、所定値以上の高速領域では、昇圧チョッパ
回路を用いるとともに電動機に対する指令速度と検出速
度との偏差速度により上記昇圧チョッパ回路のスイッチ
ング素子の断続動作を制御する第１の速度制御機能と、
上記所定値以下の低速領域では、電力変換装置において
上記電動機に対する指令速度と検出速度との偏差速度が
零となるようにパルス幅変調制御を行う第２の速度制御
機能とを具備する構成として達成するようにした。The above purpose is to provide a first speed control function that uses a step-up chopper circuit and controls the intermittent operation of the switching element of the step-up chopper circuit based on the deviation speed between the commanded speed to the motor and the detected speed in a high-speed region exceeding a predetermined value. ,
In the low speed region below the predetermined value, the power converter is equipped with a second speed control function that performs pulse width modulation control so that the deviation speed between the command speed and the detected speed for the electric motor becomes zero. I decided to do so.
高速領域では指令速度を高めれば偏差速度が増加し、こ
れによって電流指令及び同期電流指令信号が増大し、そ
れにともない電源電流との差が増え、その結果、スイッ
チング素子のオン時間が長くなり、電源電流が増大する
。これにより電力変換装置に加えられる直流電圧が高ま
り、電動機の速度が上昇する。そして偏差速度が零にな
るまで以上の動作が繰り返され、電源電流の大きさを偏
差速度に応じて変えることにより電動機の速度を制御す
ることができる。また、低速領域では指令速度を高めれ
ば偏差速度が増加し、電力変換装置におけるＰ ＷＭ（
Ｐｕｌｓｅ ｖｉｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎパルス
幅変調）制御によって電動機へ加えられる電圧が高まり
、電動機の速度が上昇する。そして偏差速度が零になる
まで以上の動作が繰り返され、電動機の速度を制御する
ことができる。In the high-speed region, increasing the command speed increases the deviation speed, which increases the current command and synchronous current command signal, which increases the difference with the power supply current.As a result, the ON time of the switching element becomes longer, and the power supply Current increases. This increases the DC voltage applied to the power converter, increasing the speed of the motor. The above operation is repeated until the deviation speed becomes zero, and the speed of the motor can be controlled by changing the magnitude of the power supply current according to the deviation speed. In addition, in the low speed region, increasing the command speed will increase the deviation speed, and the PWM (
Pulse width modulation (pulse width modulation) control increases the voltage applied to the motor, increasing the speed of the motor. The above operation is repeated until the deviation speed becomes zero, and the speed of the electric motor can be controlled.
以下本発明を第１図、第４図に示した実施例及び第２図
、第３図を用いて詳細に説明する。The present invention will be described in detail below with reference to the embodiments shown in FIGS. 1 and 4, and FIGS. 2 and 3.
第１図は本発明の電動機の速度制御装置の一実施例を示
す回路構成図で、ブラシレス直流電動機用のものを示し
である。第１図において、交流電源１は、整流回路２．
昇圧チョッパ回路３を介して直流電圧Ｅ、に変換され、
インバータ４に直流電力を供給し、このインバータ４に
よって同期モータ５を駆動する。FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the motor speed control device of the present invention, and is for a brushless DC motor. In FIG. 1, an AC power supply 1 includes a rectifier circuit 2.
It is converted into a DC voltage E through the boost chopper circuit 3,
DC power is supplied to the inverter 4, and the synchronous motor 5 is driven by the inverter 4.
同期モータ５の速度を制御する制御回路は、マイクロコ
ンピュータ６、同期モータ５の回転子５ａの磁極位置を
モータ端子電圧７から検出するための位置検出回路８、
インバータ４を構成するトランジスタ４ａ〜４ｆに対す
るインバータ制御部９、電源電流１０の波形と大きさを
制御する電源電流制御部１１、低速モードと高速モード
の切り換えのための直流電圧比較部１２及び直流電流を
検出する直流電流検出部１３からなる。A control circuit for controlling the speed of the synchronous motor 5 includes a microcomputer 6, a position detection circuit 8 for detecting the magnetic pole position of the rotor 5a of the synchronous motor 5 from the motor terminal voltage 7,
Inverter control section 9 for transistors 4a to 4f constituting inverter 4, power supply current control section 11 that controls the waveform and magnitude of power supply current 10, DC voltage comparison section 12 for switching between low speed mode and high speed mode, and DC current It consists of a DC current detection section 13 that detects.
マイクロコンピュータ６は、同期モータ５を駆動するの
に必要な各種プログラム、例えば、速度制御処理、位置
検出回路８からの位置検出信号１４、速度指令１５、直
流電圧比較信号１６及び検出直流電流１７の取り込み、
また、インバータ用ドライバ９ａへのインバータドライ
ブ信号１８゜電源電流制御部１１への電流指令１９やイ
ンバータ制御部９への電圧信号２０の出力などの処理が
実行される。The microcomputer 6 executes various programs necessary to drive the synchronous motor 5, such as speed control processing, position detection signal 14 from the position detection circuit 8, speed command 15, DC voltage comparison signal 16, and detected DC current 17. Intake,
Further, processes such as outputting an inverter drive signal 18° to the inverter driver 9a, a current command 19 to the power supply current control unit 11, and a voltage signal 20 to the inverter control unit 9 are executed.
昇圧チョッパ回路３は、リアクトル３ａ、トランジスタ
３ｂ、ダイオード３ｃおよび平滑コンデンサ３ｄで構成
され、トランジスタ３ｂに対するドライブ信号が電源電
流制御部１１にて作成され。The boost chopper circuit 3 includes a reactor 3a, a transistor 3b, a diode 3c, and a smoothing capacitor 3d, and a drive signal for the transistor 3b is generated by a power supply current control section 11.
トランジスタ３ｂのオン時間及びオフ時間を変えること
により電源電流１ｏの瞬時瞬時の大きさを変えるものと
している。By changing the on time and off time of the transistor 3b, the instantaneous magnitude of the power supply current 1o is changed.
第２図は第１図の電源電圧２１と電源電流１０の波形図
で、第２図（ａ）と（ｂ）に示すように、？ｌｔ′ｆｌ
Ｋ電流制御部１１と昇圧チョッパ回路３によす電源電流
１０の波形を電源電圧２１と同位相の正弦波とするとと
もに、その大きさである実効値をマイクロコンピュータ
６から出力される電流指令１９に応じて制御するように
しである。FIG. 2 is a waveform diagram of the power supply voltage 21 and power supply current 10 in FIG. 1, and as shown in FIGS. 2(a) and (b), ? lt'fl
The waveform of the power supply current 10 supplied to the K current control unit 11 and the boost chopper circuit 3 is made into a sine wave having the same phase as the power supply voltage 21, and the effective value, which is the magnitude thereof, is set as the current command 19 outputted from the microcomputer 6. It should be controlled accordingly.
電源電流制御部１１は、整流回路２の出力電圧から電源
電圧２１と同期した全波整流波形となる電圧信号２２を
作成する電源電圧検出回路１１ａ。The power supply current control unit 11 is a power supply voltage detection circuit 11a that creates a voltage signal 22 having a full-wave rectified waveform synchronized with the power supply voltage 21 from the output voltage of the rectifier circuit 2.
この電圧信号２２とディジタル信号である電流指令１９
とを掛は合せ、アナログ信号である同期電流指令信号２
３を作成する乗算付Ｄ−Ａ変換器１１ｂ、電源電流１０
の全波整流波形を抵抗１１ｃにて検出して増幅する電源
電流増幅器ｌｉｄ、この出力である検出電源電流２４と
同期電流指令信号２３とを比較し、その差電圧を零とす
るように動作する電流制御増幅器１１ｅ、この出力であ
る誤差信号２５と三角波発振器１１ｆの出力である三角
波２６を比較してトランジスタ３ｂに対するチョッパ信
号２７を作成するコンパレータｌ１ｇ及びトランジスタ
３ｂに対するチョッパ用ドライバｌｊｈから構成しであ
る。This voltage signal 22 and the current command 19 which is a digital signal
Multiply and add together to obtain the synchronous current command signal 2, which is an analog signal.
D-A converter 11b with multiplication that creates 3, power supply current 10
A power supply current amplifier lid which detects and amplifies the full-wave rectified waveform of , with a resistor 11c, compares the output of the detected power supply current 24 with the synchronous current command signal 23, and operates to make the difference voltage zero. It consists of a current control amplifier 11e, a comparator l1g that compares the error signal 25 output from this and a triangular wave 26 that is the output of the triangular wave oscillator 11f to create a chopper signal 27 for the transistor 3b, and a chopper driver ljh for the transistor 3b. .
インバータ制御部９は、ディジタル信号である電圧信号
２０をアナログ信号に変換するＤ−Ａ変換器９ｂ、この
出力である電圧信号２８と三角波発振器９ｃの出力であ
る三角波２９を比較してインバータ４に対するチョッパ
信号３０を作成するコンパレータ９ｄ及びインバータ４
に対するインバータ用ドライバ９ａから構成しである。The inverter control unit 9 includes a D-A converter 9b that converts a voltage signal 20, which is a digital signal, into an analog signal, and a voltage signal 28, which is the output of the D-A converter 9b, and a triangular wave 29, which is the output of the triangular wave oscillator 9c. Comparator 9d and inverter 4 that create chopper signal 30
It consists of an inverter driver 9a for the inverter.
直流電流検出部１３は、直流電流１ａを抵抗３１にて検
出して増幅する直流電流増幅器１３ａ。The DC current detection unit 13 is a DC current amplifier 13a that detects and amplifies the DC current 1a using a resistor 31.
この出力をディジタル信号に変換するＡ−Ｄ変換器１３
ｂから構成しである。A-D converter 13 that converts this output into a digital signal
It consists of b.
直流電圧比較部１２は、直流設定電圧Ｅｄを増幅する設
定電圧増幅器１２ａ、この出力を、直流電圧Ｅ−を抵抗
３２．３３によって検出した信号と比較するコンパレー
タ１２ｂから構成しである。The DC voltage comparator 12 includes a set voltage amplifier 12a that amplifies the DC set voltage Ed, and a comparator 12b that compares the output of the set voltage amplifier 12a with a signal obtained by detecting the DC voltage E- by a resistor 32.33.
本発明の実施例の速度制御装置を備えた構成のブラシレ
ス直流モータにおいて、本発明では高速領域と低速領域
で異なった制御法を用い、それを切り換えることに特徴
があり、高速領域と低速領域で異なった制御法を用いる
理由及びその切り換の手法について以下に説明する。In the brushless DC motor configured with the speed control device according to the embodiment of the present invention, the present invention is characterized in that different control methods are used in the high-speed region and low-speed region, and the control method is switched between the high-speed region and the low-speed region. The reason for using different control methods and the method of switching between them will be explained below.
ブラシレス直流モータは、インバータの出力電圧を変え
ることにより速度制御を行うことができるが、その手法
としては直流電圧Ｅａを変化させる手法とインバータに
よるＰＷＭ制御とがある。The speed of a brushless DC motor can be controlled by changing the output voltage of an inverter, and methods for doing so include a method of changing the DC voltage Ea and PWM control using an inverter.
直流電圧Ｅ−を変える手法として昇圧チョッパ回路を用
いる手法があるが、この手法では昇圧チョッパ回路を用
いるため、直流電圧Ｅａが電源電圧２１の波高値よりも
低くする場合では、電源電圧の波高値の付近で昇圧チョ
ッパが動作せず、電源電流１ｏを正弦波に制御できなく
なる。従って、このような領域で速度制御を行うには、
インバータでＰＷＭ制御を行う必要があり、このため高
速領域と低速領域で異なった速度制御法を用いる必要が
生じる。そこで、常に直流電圧Ｅａが電源電圧２１より
も大きい領域、すなわち、直流電圧Ｅ４が電源電圧２１
の波高値よりも大きい領域では、昇圧チョッパ回路を用
いて直流電圧制御を、インバータではＰＷＭ制御を行わ
ない高速制御モードを行い、それ以外の領域では昇圧チ
ョッパ回路では直流電圧Ｅ−が一定電圧となるような制
御を、インバータではＰＷＭ制御を行う低速制御モード
を行うようにすればよいことがわかる。There is a method of using a step-up chopper circuit as a method of changing the DC voltage E-, but since this method uses a step-up chopper circuit, when the DC voltage Ea is lower than the peak value of the power supply voltage 21, the peak value of the power supply voltage The boost chopper does not operate near , and the power supply current 1o cannot be controlled to a sine wave. Therefore, in order to perform speed control in such areas,
It is necessary to perform PWM control using an inverter, and therefore it is necessary to use different speed control methods in the high speed region and the low speed region. Therefore, in the region where the DC voltage Ea is always higher than the power supply voltage 21, that is, the DC voltage E4 is always higher than the power supply voltage 21.
In the region larger than the peak value of , the step-up chopper circuit performs DC voltage control, and the inverter performs high-speed control mode without PWM control. In other regions, the step-up chopper circuit controls the DC voltage E- as a constant voltage. It can be seen that such control can be performed by using the inverter in a low-speed control mode that performs PWM control.
両モードの切り換えは、インバータのＰＷＭ制御のデユ
ティ（ｄｕｔｙ）が１００％となれば低速モードから高
速モードへ、直流電圧ＥＬが電源電圧２１の波高値より
大きな値を取るように選ばれた設定電圧Ｅ−ｃより小さ
くなれば、高速モードから低速モードへ切り換えればよ
いことがわかる。以下、第３図と第４図を用いて具体的
な実現手法を説明する。Switching between both modes is done by switching from low speed mode to high speed mode when the duty of PWM control of the inverter reaches 100%, and using a set voltage selected so that the DC voltage EL takes a value larger than the peak value of the power supply voltage 21. It can be seen that if it becomes smaller than E-c, it is sufficient to switch from the high-speed mode to the low-speed mode. A specific implementation method will be described below using FIGS. 3 and 4.
第３図は位置検出信号１４の波形図で、６０゜毎に３相
の信号の状態が変化する。そして、６０゜毎の時間ｔ１
〜ｔｏを測定し、１サイクルの時間Ｔを求めることによ
り同期モータＳの速度を検出するようにする。FIG. 3 is a waveform diagram of the position detection signal 14, in which the states of the three-phase signals change every 60 degrees. Then, the time t1 for every 60°
The speed of the synchronous motor S is detected by measuring ~to and finding the time T of one cycle.
第４図は第１図のマイクロコンピュータ６において実行
される速度制御処理の一実施例を示すフローチャートで
、電流指令１９とインバータ制御部９への電圧信号２０
の作成手順を表わしている。FIG. 4 is a flowchart showing an example of the speed control process executed in the microcomputer 6 of FIG.
It shows the creation procedure.
処理■において、マイクロコンピュータ６の外部から与
えられた速度指令１５により指令速度Ｎｒを算出し、処
理■において、位置検出信号１４の１サイクルの時間Ｔ
を求め、処理■において、１サイクルの時間Ｔと比例定
数により速度Ｎを算出する。その後、現在のモードを判
定し、高速モードであれば、直流電圧Ｅａが電源電圧２
１の波高値より大きな値を取るように選ばれた設定電圧
Ｅ＋ｉｃより小さい場合には処理■を、大きい場合には
処理■を行うようにし、また、現在のモードが１゛
低速モー５あれば、インバータ制御部９への電圧信号２
０がデユティ１００％となるときに＄ＦＦ（１６進数で
ＦＦを示す）となるように定めたとき、電圧信号２０が
＄ＦＦとなる場合には処理■を、そうでない場合には処
理■を行うようにする。In process (2), the command speed Nr is calculated based on the speed command 15 given from the outside of the microcomputer 6, and in process (2), the time T of one cycle of the position detection signal 14 is calculated.
In step (3), the speed N is calculated using the time T of one cycle and the proportionality constant. After that, the current mode is determined, and if it is the high speed mode, the DC voltage Ea is the power supply voltage 2.
If the set voltage E+ic is smaller than the set voltage E+ic, which is selected to take a value larger than the peak value of 1, process ■ is performed, and if it is larger, process ■ is performed, and if the current mode is 1゛low speed mode 5 , voltage signal 2 to inverter control unit 9
When it is determined that when 0 becomes 100% duty, it becomes $FF (FF is shown in hexadecimal), if the voltage signal 20 becomes $FF, process ■, otherwise process ■ Let's do it.
処４１Ｖでは、電流指令１９であるところの工、は直流
電流信号１７であるところのＩｔと比例定数ΔＮ＝Ｎｒ
−Ｎより比例項Ｐしと積分項ＩＬを作成し、その和とし
てそれぞれ決定される。ここに、比例項Ｐしは、比例ゲ
インＫＰＬと偏差速度ΔＮの積として、また、積分項Ｉ
Ｌは、積分ゲインＫｒシと偏差速度ΔＮとの積をその時
点における積分項に加えて作成する。その後、電流指令
値Ｉｒ、電圧信号Ｅ「を出力し、低速モードとする。処
理■では、電圧信号２０は＄ＦＦとして、電流指令１９
は比例項ＰＨと積分項Ｉ）１の和としてそれぞれ出力さ
れる。ここに、比例項ＰＨは比例ゲインＫＰＨと偏差速
度ΔＮの積として、また、積分項ＩＨは積分ゲインＫＩ
Ｈと偏差速度ΔＮとの積をその時点における積分項に加
えて作成する。その後、電流指令値上１、電圧信号Ｅｒ
を出力し、高速モードとする。At 41V, the current command 19 is the DC current signal 17, It, and the proportionality constant ΔN=Nr.
-N, a proportional term P and an integral term IL are created, and each is determined as the sum of these terms. Here, the proportional term P is defined as the product of the proportional gain KPL and the deviation speed ΔN, and the integral term I
L is created by adding the product of the integral gain Kr and the deviation speed ΔN to the integral term at that point in time. After that, the current command value Ir and the voltage signal E" are output, and the low speed mode is set. In process (2), the voltage signal 20 is set to $FF, and the current command 19
are respectively output as the sum of the proportional term PH and the integral term I)1. Here, the proportional term PH is the product of the proportional gain KPH and the deviation speed ΔN, and the integral term IH is the product of the integral gain KI
The product of H and the deviation speed ΔN is added to the integral term at that point in time. After that, the current command value is increased by 1, and the voltage signal Er
is output and set to high-speed mode.
以上の速度制御処理を繰り返し実行することにより、指
令速度Ｎｒ と検出速度Ｎが等しくなるように制御され
る。By repeatedly executing the speed control process described above, the command speed Nr and the detected speed N are controlled to be equal.
なお、上記した実施例では、ブラシレス直流モータに適
用した場合について説明したが、他の同期モータにも適
用可能であることはいうまでもない。In addition, although the above-mentioned Example demonstrated the case where it applied to a brushless DC motor, it cannot be overemphasized that it is applicable also to other synchronous motors.
以上説明した本発明によれば、重速領域では昇圧チョッ
パ回路を用いて電動機の速度制御を行うため電力変換装
置でのＰＷＭ制御を行う必要がなく電力変換装置での損
失低減及び電動機の巻線電流の高調波成分を少なくする
ことが可能となり、また、電力変換装置に加えられる直
流入力電圧の大きさが交流入力電圧の波高値よりも小さ
くなるような領域、すなわち、昇圧チョッパ回路のみで
は速度制御が不可能であるような低速領域では、電力変
換装置でＰＷＭ制御を行うように構成したことにより低
速領域での速度制御を可能とし、広範囲にわたる速度制
御が可能となるという効果がある。According to the present invention described above, in the heavy speed range, the boost chopper circuit is used to control the speed of the motor, so there is no need to perform PWM control in the power converter, reducing losses in the power converter, and reducing the windings of the motor. It is possible to reduce the harmonic components of the current, and it is also possible to reduce the speed in a region where the magnitude of the DC input voltage applied to the power converter is smaller than the peak value of the AC input voltage. In a low-speed region where control is impossible, the power converter is configured to perform PWM control, thereby making it possible to control the speed in the low-speed region and making it possible to control the speed over a wide range.
第１図は本発明の電動機の速度制御装置の一実施例を示
す回路構成図、第２図は第１図における電源電圧と電源
電流の波形図、第３図は位置検出信号の波形図、第４図
の第１図のマイクロコンビ二一タにおける速度制御処理
の一実施例を示すフローチャートである。
１・・・交流電源、２・・・整流回路、３・・・昇圧チ
ョッパ回路、４・・・インバータ、５・・・同期モータ
、６・・・マイクロコンピュータ、８・・・位置検出回
路、９・・・インバータ制御部、９ａ・・・インバータ
用ドライバー。
９ｂ・・・Ｄ−Ａ変換器、９ｃ・・・三角波発振器、９
ｄ・・・コンパレータ、１１・・・電源電流制御部、ｌ
ｌａ・・・電源電圧検出回路、ｌｌｂ・・・乗算材Ｄ−
Ａ変換器、ｌｉｄ・・・電源電流増幅器、ｌｉｅ・・・
電流制御増幅器、ｌｌｆ・・・三角波発振器、ｌ１ｇ・
・・コンパレータ、ｌｌｈ・・・チョッパ用ドライバー
、１２・・・直流電圧比較器、１２ａ・・・設定電圧増
幅器、１２ｂ・・・コンパレータ、１３・・・直流電流
検出部、１３ａ・・・直流電流増幅器、１３ｂ・・・Ａ
−Ｄ変換器。FIG. 1 is a circuit configuration diagram showing an embodiment of the motor speed control device of the present invention, FIG. 2 is a waveform diagram of the power supply voltage and power supply current in FIG. 1, and FIG. 3 is a waveform diagram of the position detection signal. 4 is a flowchart showing an example of speed control processing in the microcombiner of FIG. 1 in FIG. 4; DESCRIPTION OF SYMBOLS 1... AC power supply, 2... Rectifier circuit, 3... Boost chopper circuit, 4... Inverter, 5... Synchronous motor, 6... Microcomputer, 8... Position detection circuit, 9... Inverter control unit, 9a... Inverter driver. 9b...D-A converter, 9c...Triangular wave oscillator, 9
d... Comparator, 11... Power supply current control section, l
la...power supply voltage detection circuit, llb...multiplying material D-
A converter, lid... power supply current amplifier, lie...
Current control amplifier, llf...triangular wave oscillator, l1g...
...Comparator, llh...Chopper driver, 12...DC voltage comparator, 12a...Setting voltage amplifier, 12b...Comparator, 13...DC current detection section, 13a...DC current Amplifier, 13b...A
-D converter.
Claims (1)
せる昇圧チョッパ回路によつて直流に変換し、この直流
電力を電力変換装置に供給し、該電力変換装置に接続さ
れた電動機を駆動する制御装置において、所定値以上の
高速領域では、前記電動機に対する指令速度と検出速度
との偏差速度が零となるように前記昇圧チョッパ回路の
スイッチング素子の断続動作を制御する第１の速度制御
機能と、前記所定値以下の低速領域では、前記電力変換
装置において前記電動機に対する速度指令と検出速度と
の偏差速度が零となるようにパルス幅変調制御を行う第
２の速度制御機能とを具備することを特徴とする電動機
の速度制御装置。1. Convert AC power to DC using a rectifier circuit and a step-up chopper circuit that changes the magnitude of AC current, supply this DC power to a power converter, and drive a motor connected to the power converter. In the control device, a first speed control function controls an intermittent operation of a switching element of the boost chopper circuit so that a speed deviation between a command speed for the electric motor and a detected speed becomes zero in a high speed region equal to or higher than a predetermined value. and a second speed control function that performs pulse width modulation control so that the speed deviation between the speed command for the electric motor and the detected speed becomes zero in the power conversion device in a low speed region below the predetermined value. An electric motor speed control device characterized by:
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|---|---|---|---|
| JP62059733A JP2656483B2 (en) | 1987-03-14 | 1987-03-14 | Motor speed control device |
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Applications Claiming Priority (1)
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| JP62059733A JP2656483B2 (en) | 1987-03-14 | 1987-03-14 | Motor speed control device |
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| JPS59198897A (en) * | 1983-04-25 | 1984-11-10 | Mitsubishi Electric Corp | Power converter for ac motor |
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1987
- 1987-03-14 JP JP62059733A patent/JP2656483B2/en not_active Expired - Lifetime
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