JPS63174412A - 位相差給電形アンテナ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［技術分野］ 本発明は、位相差給電形アンテナに関するものである。

［背景技術１ 位相差給電形アンテナは、八木式アンテナと異なり、全
素子に強制給電してエンド７アイヤアレイアンテナを構
成するものであるが、構造が複雑になるため、２〜３素
子型のものが実用化されている。待にテレビアンテナ用
として使用する場合は、ゴースト信号排除特性が重視さ
れ、アンテナ指向特性のうち、前後比が最大となる条件
で設計されることが多い。

今、３個の点液源■、■、■が第４図（ａ）に示す座標
上でＺ軸に沿って等間隔ｄで配置された場合について考
える。各素子の給電電流の振幅をそれぞれＩ、、Ｉ２．
Ｉ３とし、位相差が互いに隣合った素子間で順次δラジ
アン進んでいるとし、ψ＝（２π／λ）・ｄ　ｃｏｓθ
十δ　　・・・・・（１）とおく。ただし、λは使用周
波数の波長、θはＺ軸からの指向角である。

このような配列の波源からの輻射指向性を２（θ）とお
くと、（２）式のように表される。

ｇ（θ）”　ｌ　Ｉ　＋十Ｉ　、、ｅ、＋ψ十Ｊ　、ｅ
２Ｊφｌ　　　　・・−１２）今、（２）式のＩＩ、Ｉ
２．Ｉ３の間にＩ、：　　Ｉ２：　　ｌ３＝１　　：　
−２：　　１　　・・・（３）の関係があるとすれば、
ｇ（θ）は、 ｇ（θ）＝Ｉ　、ｘｌｌ　　２ｅ’ψ十ｅ２　ｊ　’＃
　ｌ＝Ｉ＋ｘｌ（ｉ　　ｅ’ψ）月　　　　・・・・・
・（４）となり、この条件下で前後比最大、すなわちθ
＝πにおいて、ｇ（θ）がゼロになる条件を求めると、
■、≠０であるから、 １−ｅ’ψ＝Ｏ・・・・・・（５） となる。すなわち、（１）式より ψ＝（２ｙｒ／＾）−ｄｃｏｓ７ｒ＋δ＝Ｏ−１６）（
６）式より、 δ＝（２π／＾）・ｄ　　　　　　　　・・・・・・（
７）とすれば良いことがわかる。

点波源を２個とした場合も同様に、Ｉ３−０として、 Ｉ、：　　ｌ２＝１　　：　−１・・・・・・（８）と
おくと、り′（θ）は、 ｙ’　（θ）＝Ｉ、Ｘ１ｌ−ｅ−ψ；　　　　・・・・
・・（９）となり、３個の場合と同様に前後比最大の条
件はδ＝（２π／＾）・ｄ となる。

実際にこのようなアンテナを、グイボール型アンテナ素
子を用いて実現する場合は、第４図（１〕）に示すよう
に、最大輻射方向を２軸方向としてグイボール型アンテ
ナ素子（イ）（ロ）（ハ）を配列し、互いに隣接する素
子間の位相差を、素子間隔の波長距離に相当する位相差
とし、振幅比を３素子の場合は、１ニー２：１．２素子
の場合は、１ニー１の比率に選べば良い。

第５図はダイポールアンテナ素子を用いた位相差給電形
アンテナの実際の構成例を示したものである。第５図（
ａ）は３素子の場合の構成例で、ダイポールアンテナ素
子（す、下アンテナ素子と記す）１，２．３の夫々に平
衡・不平衡変換トランス（以下バルントランスと記す）
４，５．６が接続されている。これらバルントランス４
，５．６に、アンテナ出力端子９がらのアンテナ出力が
ハイブリッド２分配器（以下分配器と記す）７，８にて
分配されて入力されている。アンテナ素子２への給電電
流はアンテナ出力端子９からの給電電流の半分となるが
、アンテナ素子１及び３に対しては、分配器７により更
に２分の１の電流が供給される。また、アンテナ索子２
とバルントランス５との接続点では図示したように反転
接続されているので、結局、アンテナ素子１，２．３へ
の給Ｎ電流比は１ニー２：１となり、（３）式を満足す
る。更に、分配器８からバルントランス５に至る給電線
路の電気長０．２と、分配器８から、分配器７を介して
バルントランス４に至る給電線路の電気長Ｑ＋と、分配
器８から分配器７を介してバルントランス６に至る給電
線路の電気長α３との間に α＋　　ＩＺ２＝ｄ　　　　　　・・・・・・（１０）
０．２（Ｌ３＝ｄ　　　　　　・・・・・・（１１）の
関係が成り立つように給電線路の長さを選べば（７）式
の位相差給電条件が満足される。

この条件は、Ｚ軸上で前後比が最大になる条件であるが
、θ＝Ｏすなわち正面方向から到来する信号振幅につい
て考えると、（３）式の条件は広帯域に成立していると
して（広帯域トランスを使用すれば容易に実現できる。

）、（４）式でｌ１＝１とすると、（４）式は次式とな
る。

（θ）＝　ｌ（１−ｅ”）２１ ＝　２　（１−ｃｏｓψ）　　　・・・・・・（１２）
（１）式でθ＝０とおいて（７）式を代入すると、ψ＝
２Ｘ（２π／λ）・ｄ　　・・・・・・（１３）となる
。そして、（１２）式に（１３）式を代入すると、ｆ（
０）＝　２　ｆｌ　−ｃｏｓ（４πｄ／λ）ｌ　　　−
（１４）となる。（１４）式中ｄは構造上一定値をとる
から、λが変化するとｆ（０）は変化する。ここで、比
較しやすいように、ｆ（０）を正規化し、λの代わりに
周波数ｆ（ＭＨｚ）を用いると、 Ｋ　＝２０１ｏｇｆｆ（０）／　４１ ＝２０１ｏｇ［０，５ｉ１−ｃｏｓ（４ｘｄｆ／３００
）ｌ］　　・＝（１５）ただし、単位は、Ｋ（ｄＢ）、
ｆ（ＭＨｚ）、ｄ（印）である。

このアンテナをテレビアンテナとして使用する場合を考
えて、９０〜２２２ＭＨｚ帯で（１５）式を計算した例
を＠６図に示す。第６図【こおいて、横軸は周波数（Ｍ
Ｈｚ）、縦軸は信号振幅の相対値Ｋ（ｃｌＢ）を表す。

図中上部に日本でのテレビ放送帯（ＶＨＦＬＯＷ、ＶＨ
Ｆ　　ＨＩＧＨ）が横線で示しである。また、（１５）
式の計算値をｄをパラメータにして表示している。実線
はｄ＝０．４８ｍ、点線はｄ−０，７６伯、−７α鎖線
はｄ＝０．３８ｎ＋の場合を示す。

これから明らかなように、■ＨＦハイチャネル用として
設計（ｄ＝ｏ、３８＋ｎ）すれば、ＶＨＦローチャネル
では、−５〜−８ｄＢとなり、Ｖ　ＨＦローチャネル用
として設計（ｄ＝０．７６ｍ）すれば、ＶＨＦハイチャ
ネルで、−１０ｄＢ以下（−１５〜−１７ｄＢ’）とな
る。また、妥協設計（ｄ＝０．４８＋ｏ）すれば、ＶＨ
Ｆハイチャネル、ローチャネル共に一４ｄＢ程度に低下
する。

更に、ｄの値が大きくなるほど周波数帯域幅が狭くなり
、周波数の変化に対して受信レベルの低下が激しいこと
がわかる。従って、従来この種のテレビ受信アンテナで
は、ｄ＝０．３〜０．５（＋ａ）程度に選び、ＶＨＦロ
ーチャネルの受信レベル低下は不可能であるとして妥協
設計されていた。

次に、第５図（ｂ）に示した二素子の場合について考え
ると、（９）式で■、＝１とおいて、（１３）式を代入
して次式を得る。

２’　（０）＝　ｎ　Ｘ　（１−ｃｏｓ（４ｙｒ　ｄ／
λ）ｌ”２−（１６）（１４）式の場合と同様にｆ’　
（０）を正規化して、ｆで表わすと次式のようになる。

Ｋ’　＝２０１ｏｇｌｙ’　（０）／　２１＝　１１０
１ｏ［０，５Ｘ　ｉｌ　−ｃｏｓ（２ｆ　ｙｒ　ｄ／　
１５０）ｌ　］・・・・・・（１７） （１５）式の場合と同様に、テレビ受信用として計算す
ると、第７図のようになる。第７図の表示は第６図と同
様である。ＶＨＦハイチャネル用としで設計すれば、一
点鎖線で示したように、ｄ＝０゜３８ｍで、このときロ
ーチャネルでは、−２〜−４ｄＢ、ＶＨＦローチャネル
用として設計すれば７一 点線で示したように、ｄ＝０．７６ｔｏで、このときハ
イチャネルでは、−７〜−８ｄＢとなる。また、妥協設
計をすれば実線で示したように、ｄ＝０．４８ｍでハイ
チャネル、ローチャネル共に、−１〜−２ｄＢとなる。

第６図と比較すると、ｄが大きいと帯域幅が狭くなる傾
向は同じであるから、ｄ＝０．３〜０．５　（ｎｏ）と
してローチャネルを犠牲にした妥協設計が従来性なわれ
ていた。尚、第５図（ｂ）において、アンテナ出力端子
１１から電流が分配器１０を介して第５図（ａ）と同様
にバルントランス４，５に給電している。

以上説明したように、従来の位相差給電形アンテナでは
、ＶＨＦローチャネルでの利得低下が設計土耕けられな
いものであった。

［発明の目的１ 本発明は、上述の点に鑑みて提供したものであって、低
周波数帯での利得の低下を防止し、特にテレビ受信に適
した位相差給電形アンテナを提供することを目的とした
ものである。

［発明の開示］ （構成） 本発明は、複数本の長さの異なるダイポールアンテナ素
子を互いに近接して組み合わせた多周波型ダイポールア
ンテナを少なくとも二組設け、この多周波型ダイボール
アンテナを位相差給電する位相差給電回路を設け、上記
多周波型ダイポールアンテナの長さの短いダイポールア
ンテナ素子を互いに相近付けて配置すると共に、長いダ
イポールアンテナ素子を互いに相遠ざけて配置したこと
で、各多局波型ダイポールアンテナの長いダイポールア
ンテナ素子間の間隔を広げて広帯域における低周波数帯
の利得の低下を防止し、また、各多周波型グイポールア
ンテナの短いダイポールアンテナ素子間の間隔を近付け
て、広帯域における高周波数帯の利得の低下を防止する
ようにしたことを特徴とするものである。

（実施例） 以下、本発明の実施例を図面により説明する。

本発明は、テレビ受信用アンテナとしては、ＶＨＦ帯で
は、互いに離れた三周波数帯を受信すれば良いことに着
目し、多周波型グイポールアンテナを使用して、必要な
受信帯域を受信するとともに、その多線条構造を利用し
て、実効的にアンテナ素子間隔を周波数帯に応じて変化
させようとするものである。

以下、具体的に説明する。第１図は本発明に基づく三素
子位相差給電形アンテナの構成例を示すもので、２周波
型ダイポールアンテナを２組形成したものである。つま
り、三周波型のアンテナ素子１２．１４及び１３．１５
を用い、その給電点にバルントランス１６．１７を接続
している。アンテナ出力端子２４から出力された電流は
、２分配器２２で分配され、一方は同軸ケーブル２３を
介してバルントランス１６に入力し、他方は分波器２１
に入力している。また、分波器２１からは、長さの異な
る同軸ケーブル１９．２０を介して分波器１８に接続さ
れ、この分波器１８はバルントランス１７に接続されて
いる。第１図に示すような複数のアンテナ素子で構成し
たグイポール多周波型アンテナは、従来広く用いられて
いるが、この型のアンテナ素子では、例えば、高周波数
帯では、長さの短いアンテナ素子１４．ｉ　５が各々動
作し、低周波数帯では長さの長いアンテナ素子１２．１
３が主として動作すると考えて良い。従って、例えば第
１図で示した三周波型ダイポールアンテナの各素子間隔
り、、Ｄ２を り、＝０．４８１１１　　　Ｄ２＝０．３８１０に選べ
ば、第７図を参照して、ＶＨＦローチャネル受信時の利
得が約１．５ｄＢ向上する。従って、従来改善できなか
ったＶＨＦローチャネルの利得を向上させることが可能
になる。第２図に示すように、三素子型位相差給電形ア
ンテナに、この三周波型アンテナ素子を用いた場合でも
、各素子間隔り、、Ｄ、をそれぞれり、、Ｄ２と同じ値
に選ぶと、第６図よりＶＨＦローチャネルでの利得改善
は約３ｄＢとなることがわかる。

いま、第１図のように二組の三周波型ダイポールアンテ
ナの高周波数帯用のアンテナ素子１４゜１５を互いに近
付けて配置し、低周波数帯用のアンテナ素子１２．１３
を互いに遠ざけて配置すれば、三素子を各々点液源とし
て考えたときの利得が改善されることになるが、これに
加えて、二層液アンテナ素子１２，１３．１．４．１５
は、ＶＨＦローチャネル及びＶＨＦハイチャネルで各々
最適の長さのグイポールアンテナとして動作するから、
個別素子利得も改善され、パターン乗積の原理により、
単一のグイポールアンテナ素子を用いた場合と比較して
総合利得は一層改善される。また、各アンテナ素子のイ
ンビーグンス特性も良好になり、整合が容易となる利点
もある。

しかしながら、前後比に関して考えると、この二層液ア
ンテナ素子を用いた場合は、実効的に素子間隔ｄが変化
するから、これに応じて位相差給電回路の移相量を変化
させないと前後比が劣化することになる。

第１図では、最も簡単な周波数依存型移相器の実現例と
して、分波器１８．２１及び長さの異なる同軸ケーブル
１９．２０を用いた例を示している。分波回路手段を構
成する分波器１８，２１はＶＨＦハイチャネルとローチ
ャネルの分波を行なうものであり、その対応する分波出
力同士を異なった長さの同軸ケーブル１９．２０で結ぶ
ことにより、異なった移相量の設定が可能である。従っ
て、各周波数帯で位相条件を満足させることができるも
のである。つまり、前後比を最大にすることができる。

尚、周波数依存型移相器は、一般的には分散型遅延線路
・集中定数による移相回路でも実現可能である。このよ
うに構成することで、位相差給電形アンテナをテレビ受
信アンテナとして使用した場合、つまり、広帯域受信を
行なう場合に問題となる低周波数帯（Ｖ　ＨＦのローチ
ャネル）の利得の低下を前後比を損なうことなく容易に
防止することができるものである。また、多周波型アン
テナを使用することにより、受信帯の間の不要周波数帯
信号に対しては受信レベルを低くすることができるので
、帯域外妨害波の影響も減少するものである。尚、上記
長さの異なる同軸ケーブル１９．２０で移相回路手段を
構成する。また、上記バルン）ランス１６，１７、分波
器１８゜２１、分配器２２、同軸ケーブル１９．２０等
で位相差給電回路を構成する。

＠２図は、三素子位相差給電形アンテナに本発明を適用
した実施例を示している。第２図において、三周波型ア
ンテナ素子２５，２６．２７に夫々バルントランス２８
，２９．３０が接続され、アンテナ出力端子３７から、
分配器３６，３．４、分波器３５、電気長の異なる同軸
ケーブル３２，３３、分波器３１を介して上記バルント
ランス２８゜２９．３０に電流を供給するようにしてい
る。

この場合、第１図と異なるのは、中央のアンテナ素子２
６が図中の座標軸ｙ−ｚ平面内に置かれていることで、
これはｘ−ｙ平面内に置かれたアンテナ素子２５．２６
とｙ軸に関して対称性を持たせることを目的としている
。

第３図は、多周波型アンテナ素子を用いた例を示すもの
で、−第３図（、）では、３周波用アンテナ素子３８，
３９．４０を用いて三素子位相差給電形アンテナの構成
例を示し、第３図（ｂ）では、同図（、）と類似してい
るが、各周波用アンテナ素子４１．４２．４３が扇状に
配列された例を示している。第３図では給電系が示して
いないが、分波器が３出力となり、移相用ケーブルが３
組必要となる点のみ異なり、他は第１図の場合と同様で
ある。

［発明の効果］ 本発明は上述のように、複数本の長さの異なるダイポー
ルアンテナ素子を互いに近接して組み合わせた多周波型
ダイポールアンテナを少なくとも二組設け、この多周波
型ダイポールアンテナを位相差給電する位相差給電回路
を設け、上記多周波型ダイポールアンテナの長さの短い
ダイポールアンテナ素子を互いに相近付けて配置すると
共に、長いダイポールアンテナ素子を互いに相遠ざけて
配置したことで、各多周波型ダイポールアンテナの長い
ダイポールアンテナ素子間の間隔を広げて広帯域におけ
る低周波数帯の利得の低下を防止し、また、各多周波型
ダイポールアンテナの短いダイポールアンテナ素子間の
間隔を近付けて、広帯域における高周波数帯の利得の低
下を防止することができる効果を奏するものである。従
って、特に、テレビ受信に適した位相差給電形アンテナ
を提供できるものである。また、多周波型アンテナを使
用することにより、受信帯の間の不要周波数帯信号に対
しでは受信レベルを低くすることができるので、帯域外
妨害波の影響も減少するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例の三素子型の位相差給電形アン
テナの構成図、第２図は同上の他の実施例の三素子型の
場合の構成図、第３図（ａ）（ｂ）は同上の夫々更に他
の実施例を示す図、第４図及び第５図は位相差給電形ア
ンテナの原理を示す説明図、第６図及び第７図は従来例
の位相差給電形アンテナの特性図である。 １２．１３，１４，１５はダイポールアンテナ素子であ
る。 代理人　弁理士　石　１）長　七 −１リー 手続補正帯（自発） １．事件の表示 昭和６２年特許願第６３６６号 ２、発明の名称 位相差給電形アンテナ ３、補正をする者 事件との関係　　特許出願人 住　所　大阪府門真市大字門真１０４８番地名称＜５８
３）松下電工株式会社 代表者　　藤　井　自　夫 ４、代理人 郵便番号　５３０ ５、補正命令の日付 自　　　発 ６、補正により増加する発明の数　なし［１］　本願明
細書の第６頁第８行目の「（θ）」をｈ（θ）」と訂正
する。 ［２］　同上第６頁第１３行目、第１５行目、第１６行
目及び第１８行目のＩｆ（０）Ｊをｒ！？（０）Ｊと夫
々訂正する。 ［３］　同上第８頁第８行目のｒｆ’（０）を正規化し
て、ｆで」を削除して下記の文を挿入する。 ｈ’（０）を正規化し、更に波長入の代わりに周波数ｒ
で」 ［４１同上第１３頁第８行目の［比較して−１の次に、
「指向性利得が向上し」の文を挿入する。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）複数本の長さの異なるダイポールアンテナ素子を
   互いに近接して組み合わせた多周波型ダイポールアンテ
   ナを少なくとも二組設け、この多周波型ダイポールアン
   テナを位相差給電する位相差給電回路を設け、上記多周
   波型ダイポールアンテナの長さの短いダイポールアンテ
   ナ素子を互いに相近付けて配置すると共に、長いダイポ
   ールアンテナ素子を互いに相遠ざけて配置して成ること
   を特徴とする位相差給電形アンテナ。
2. （２）複数の周波数を分波する分波回路手段を少なくと
   も二組用いて、相対応する周波数帯出力端子間を、それ
   ぞれの周波数帯に応じて異なった量の移相を行なう移相
   回路手段を介して互いに接続した位相差給電回路を備え
   たことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の位相差
   給電形アンテナ。