JPS628572Y2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPS628572Y2 JPS628572Y2 JP13807979U JP13807979U JPS628572Y2 JP S628572 Y2 JPS628572 Y2 JP S628572Y2 JP 13807979 U JP13807979 U JP 13807979U JP 13807979 U JP13807979 U JP 13807979U JP S628572 Y2 JPS628572 Y2 JP S628572Y2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- amplifier
- impedance
- negative
- positive
- variable resistor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
本考案は増幅器の出力インピーダンスを負性に
することのできる出力インピーダンス制御回路に
関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to an output impedance control circuit that can make the output impedance of an amplifier negative.
従来より、オーデイオ増幅器等にスピーカを結
線する為のスピーカコードのインピーダンス分を
相殺し、出力インピーダンスゼロを実現すること
のできる出力インピーダンス制御回路は種々のも
のが発表されており、第１図に示すものはその代
表的一例である。 Various output impedance control circuits have been announced that can achieve zero output impedance by canceling out the impedance of a speaker cord used to connect a speaker to an audio amplifier, etc., as shown in Figure 1. This is a typical example.
この回路は、負荷Rl10とグランドとの間に接続
された抵抗Rsで増幅器A10の出力信号電流を検出
し、この検出電流を増幅器A11で反転増幅して前
記増幅器A10の電圧負帰還ループ中に印加する構
成となつており、可変抵抗器VR10の調整によつ
て前記検出電流による電流帰還量を負〜０〜正と
連続的に変化させることにより、前記増幅器A10
の出力インピーダンスを正〜０〜負と連続的に変
え得るものである。 This circuit detects the output signal current of the amplifier A 10 with a resistor Rs connected between the load Rl 10 and the ground, and inverts and amplifies this detected current with the amplifier A 11 to provide a voltage negative feedback of the amplifier A 10 . The amplifier A 10
The output impedance can be changed continuously from positive to 0 to negative.
しかし、この回路では電流帰還用に反転増幅器
が必要であり、回路も複雑である等、コスト面、
製作面で不利な点を提供するものであつた。 However, this circuit requires an inverting amplifier for current feedback, and the circuit is complicated.
This presented disadvantages in terms of production.
本考案は斯る従来の欠点をなくすもので、その
目的は、電流帰還用の能動素子が不要で回路構成
の簡単な増幅器の出力インピーダンス制御回路を
提供することにある。 The present invention aims to eliminate such conventional drawbacks, and its purpose is to provide an output impedance control circuit for an amplifier that does not require an active element for current feedback and has a simple circuit configuration.
以下本考案の実施例を第２図に基づいて説明す
る。 An embodiment of the present invention will be described below based on FIG. 2.
図中A1は増幅器であつて、抵抗R2，R3による
電圧負帰還ループを有し、負荷Rl1はスピーカコ
ード等のインピーダンス分Z2を介して該増幅器
A1の出力端に接続されている。そして該負荷Rl1
とグランドとの間には第１のインピーダンス素子
Zs1が配接されている。E1は前記増幅器用正電
源、E2は同増幅器用負電源であり、E1の負極及
びE2の正極は互いに接続されていて、この接続
点は第２のインピーダンス素子Zs2を介してグラ
ンドに接地されている。更に前記２つのインピー
ダンス素子の共通グランド側でない夫々の他端間
に可変抵抗器VR1の２つの固定端が接続され、一
方摺動子端は前記増幅器A1の逆相入力端に接続
されている。 In the figure, A1 is an amplifier, which has a voltage negative feedback loop formed by resistors R2 and R3 , and a load R1 is connected to the amplifier via an impedance component Z2 such as a speaker cord.
Connected to the output end of A1 . and the load Rl 1
A first impedance element is connected between
Zs 1 is attached. E 1 is the positive power supply for the amplifier, E 2 is the negative power supply for the amplifier, and the negative pole of E 1 and the positive pole of E 2 are connected to each other, and this connection point is connected to the power supply through the second impedance element Zs 2 . Grounded. Further, two fixed ends of a variable resistor VR 1 are connected between the other ends of the two impedance elements that are not on the common ground side, while the slider end is connected to the negative phase input end of the amplifier A 1 . There is.
以上のZs1，Zs2，VR1で本考案の出力インピー
ダンス制御回路が構成されている。 The above Zs 1 , Zs 2 , and VR 1 constitute the output impedance control circuit of the present invention.
なお、図中r1，r2は前記可変抵抗器VR1の摺動
子によつて分割される抵抗値を夫々表わすものと
し、更に前記各符号は各素子の夫々の素子定数を
も表わものとする。 In the figure, r 1 and r 2 represent the resistance values divided by the slider of the variable resistor VR 1 , and each of the above symbols also represents the element constant of each element. shall be taken as a thing.
また図中Vsは入力端及び入力電圧、Voは出力
電圧を夫々示す。 Further, in the figure, Vs indicates the input terminal and input voltage, and Vo indicates the output voltage, respectively.
斯る構成においては、前記各素子定数並びに各
部の電圧の間にはR1≫r1，r2≫Zs1，Zs2とし、ま
た抵抗R1、抵抗R2、および抵抗R3にそれぞれ流
れる電流の向きを第２図の矢印の向とすれば、以
下のような関係が成立する。 In such a configuration, R 1 ≫r 1 , r 2 ≫Zs 1 , Zs 2 exists between the above-mentioned element constants and the voltages of each part, and the voltages flowing through the resistor R 1 , resistor R 2 , and resistor R 3 respectively If the direction of the current is the direction of the arrow in FIG. 2, the following relationship holds true.
まず、前記増幅器Ａ１の反転入力端の電圧は負
帰還作用により非反転入力端の電圧とほぼ等しく
なる。 First, the voltage at the inverting input terminal of the amplifier A1 becomes approximately equal to the voltage at the non-inverting input terminal due to the negative feedback effect.
そこで抵抗R2に流れる電流は、前記増幅器Ａ
１の出力端の電圧より反転入力端の電圧を引いて
抵抗値R2で割ればよいから、
Ｖｏ＋ＶＣ１−Ｖｓ／Ｒ２
となる。 Therefore, the current flowing through the resistor R2 is the same as that of the amplifier A.
Since the voltage at the inverting input terminal is subtracted from the voltage at the output terminal of 1 and divided by the resistance value R 2 , the result is Vo+VC 1 −Vs/R 2 .
また、抵抗R3に流れる電流はVs／R3で、抵抗
R1に流れる電流は、
となる。 Also, the current flowing through resistor R 3 is Vs/R 3 , and the current flowing through resistor R 3 is Vs/R 3.
The current flowing through R 1 is becomes.
また、前記反転入力端は入力インピーダンスが
高いから電流は流れ込まない。 Further, since the input impedance is high at the inverting input terminal, no current flows into the inverting input terminal.
したがつて、上記した各抵抗に流れる電流間に
は下記の関係式が成り立つ。 Therefore, the following relational expression holds between the currents flowing through each of the above-described resistors.
また、r1，R2≫Zs1，Zs2であるから、負荷Rl1
に流れる電流と、第１のインピーダンス素子
Zs1、第２のインピーダンス素子Zs2に流れる電流
は等しいと見てよい。よつて、
Vc1＝Ｚｓ１／Ｚ２＋Ｒｌ１Vo
Vc2＝−Ｚｓ２／Ｚ２＋Ｒｌ１Vo
の関係式が成り立つ。これらを第(1)式に代入し
て、回路の伝達関数を求めると、
となる。 Also, since r 1 , R 2 ≫Zs 1 , Zs 2 , the load Rl 1
and the current flowing through the first impedance element.
It can be considered that the currents flowing through Zs 1 and the second impedance element Zs 2 are equal. Therefore, the relational expression Vc 1 =Zs 1 /Z 2 +Rl 1 Vo holds true. Vc 2 = -Zs 2 /Z 2 +Rl 1 Vo. Substituting these into equation (1) to find the circuit transfer function, we get becomes.
ここで、一般に増幅器Ａ、出力インピーダンス
Zo、負荷抵抗Ｒとしたとき、増幅器の伝達関数
は、
ＲＡ／Ｒ＋Ｚｏ
となるから、これに第(2)式を対応させると、増
幅度は、（R1R2＋R2R3＋R3R1）／R3R1、負荷抵抗
は、Z2＋Rl1、そして出力インピーダンスZoは、
Zo＝｛（ｒ１＋ｒ２）（Ｒ１＋Ｒ２）−ｒ２Ｒ２｝Ｚｓ１−ｒ２Ｒ２Ｚｓ２／Ｒ１（ｒ１＋ｒ２）
＝（ｒ１＋ｒ２）（Ｒ１＋Ｒ２）Ｚｓ１−ｒ２Ｒ２（Ｚｓ１＋Ｚｓ２）／Ｒ１（ｒ１＋ｒ２） …(3)
となる。ここでの第(3)式の右辺を書き変えて、
とし、この式の右辺分子第２項について、
Ｋ＝ｒ２／（ｒ１＋ｒ２）・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）・
（Ｚｓ１＋Ｚｓ２）／Ｚｓ１…(4)
とおけば、この式中のr2／（r1＋r2）は前記可変
抵抗器VR1の摺動子の調整により０〜１の間で連
続的に変化する。従つて第(4)式においてＫの値
は、
０≦Ｋ≦Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）・（Ｚｓ１＋Ｚｓ２）
／Ｚｓ１…(5)
となるからこの第(5)式の最右辺１をより大きな
値、例えば２にとつておけばVR1の調整によつて
Ｋの値を０≦Ｋ≦２の範囲で変化させることがで
きる。 Here, in general, amplifier A, output impedance
When Zo and load resistance R, the transfer function of the amplifier is RA/R+Zo, so when formula (2) is applied to this, the amplification degree is (R 1 R 2 + R 2 R 3 + R 3 R 1 ) / R3R1 , the load resistance is Z2 + Rl1 , and the output impedance Zo is Zo={( r1 + r2 )( R1 + R2 ) -r2R2 } Zs1 - r2R 2 Zs 2 /R 1 (r 1 +r 2 ) = (r 1 +r 2 ) (R 1 +R 2 )Zs 1 -r 2 R 2 (Zs 1 +Zs 2 )/R 1 (r 1 +r 2 )...(3 ) becomes. Rewriting the right-hand side of equation (3) here, For the second term of the numerator on the right side of this equation, K=r 2 /(r 1 +r 2 )・R 2 /(R 1 +R 2 )・
(Zs 1 + Zs 2 )/Zs 1 (4) If we set r 2 /(r 1 + r 2 ) in this formula to be between 0 and 1 by adjusting the slider of the variable resistor VR 1 . Continuously changing. Therefore, in equation (4), the value of K is 0≦K≦R 2 /(R 1 +R 2 )・(Zs 1 +Zs 2 )
/Zs 1 ...(5) Therefore, if the right-most side 1 of equation (5) is set to a larger value, for example 2, the value of K can be adjusted within the range 0≦K≦2 by adjusting VR 1 . It can be changed with .
そうすると、第(4)式及び第(3)′式の関係によ
り、この場合のZoの値は、
−（Ｒ１＋Ｒ２）Ｚｓ１／Ｒ１≦Z0≦（Ｒ１＋Ｒ２）
Ｚｓ１／Ｒ１…(6)
の範囲で連続的に変化できることになる。すな
わち、R1，R2，Zs1，Zs2の値を適当に決めてお
くことにより、インピーダンスZoの値を可変抵
抗器VR1よつて正〜０〜負と連続的に変化・調整
できることになるのである。従つて、増幅器A1
に負荷Rl1を接続する際に必ず該負荷Rl1と直列に
出力回路にはいつてしまうスピーカコード等の不
用なインピーダンス分Z2は、Z0＝−Z2となるよう
可変抵抗器を調整してやれば等価的に相殺するこ
とが可能となる。 Then, according to the relationship between equations (4) and (3)', the value of Zo in this case is -(R 1 +R 2 )Zs 1 /R 1 ≦Z 0 ≦(R 1 +R 2 )
This means that it can be changed continuously within the range of Zs 1 /R 1 (6). That is, by appropriately determining the values of R 1 , R 2 , Zs 1 , and Zs 2 , the value of impedance Zo can be continuously changed and adjusted from positive to 0 to negative using variable resistor VR 1 . It will become. Therefore, amplifier A 1
When connecting the load Rl 1 to the output circuit, the unnecessary impedance Z 2 such as a speaker cord that is always connected to the output circuit in series with the load Rl 1 can be removed by adjusting the variable resistor so that Z 0 = -Z 2 . If you do this, it will be possible to cancel them out equivalently.
以上述べたように、本考案に係る出力インピー
ダンス制御回路は、これを用いた増幅器の出力イ
ンピーダンスを正〜０〜負と連続的に可変制御で
きるから、スピーカコード等の不用なインピーダ
ンス分を相殺することができ、従つて増幅器の出
力信号を理想的に負荷に印加することが可能とな
るという従来の同種回路と全く同様な機能を持ち
ながら、電流正帰還のための能動素子が不要であ
り、回路構成も至極簡素であつて、コスト面、製
作面で非常に有利であるという特長を有するもの
である。 As described above, since the output impedance control circuit according to the present invention can continuously vary the output impedance of the amplifier using the circuit from positive to 0 to negative, unnecessary impedance of speaker cords etc. can be canceled out. Although it has exactly the same function as a conventional similar circuit in that it can ideally apply the output signal of the amplifier to the load, it does not require an active element for current positive feedback. The circuit configuration is extremely simple and has the advantage of being extremely advantageous in terms of cost and manufacturing.
第１図は出力インピーダンス制御回路の従来
例、第２図は本考案に係る出力インピーダンス制
御回路の一実施例、を夫々示す回路構成図であ
る。
Zs1，Zs2……インピーダンス素子、VR1……可
変抵抗器、Rl1……負荷、R1〜R3……抵抗、E1…
…正電源、A1……増幅器、E2……負電源。
FIG. 1 is a circuit configuration diagram showing a conventional example of an output impedance control circuit, and FIG. 2 is a circuit diagram showing an embodiment of the output impedance control circuit according to the present invention. Zs 1 , Zs 2 ... impedance element, VR 1 ... variable resistor, Rl 1 ... load, R 1 to R 3 ... resistance, E 1 ...
...Positive power supply, A 1 ...Amplifier, E 2 ...Negative power supply.
Claims (1)
該増幅器に接続される負荷とグランドとの間に配
接された第１のインピーダンス素子と、当該増幅
器用正電源の負極と当該増幅器用負電源の正極と
の接続点とグランドとの間に配接された第２のイ
ンピーダンス素子と、前記２つのインピーダンス
素子の共通グランド側でない夫々の他端間にその
２つの固定端が接続された可変抵抗器と、該可変
抵抗器の動子端と当該増幅器の逆相入力端との間
に接続された抵抗とから成り、前記負荷に流れる
出力信号電流を前記２つのインピーダンス素子で
検出し前記可変抵抗器を通じて当該増幅器入力段
に電流正帰還することにより当該増幅器の出力イ
ンピーダンスを正〜０〜負と連続的に制御し得る
ように構成されていることを特徴とする出力イン
ピーダンス制御回路。 In an amplifier having a voltage negative feedback loop, a first impedance element disposed between a load connected to the amplifier and the ground, and a negative terminal of the positive power supply for the amplifier and a positive pole of the negative power supply for the amplifier. a second impedance element arranged between the connection point and ground; a variable resistor whose two fixed ends are connected between the other ends of the two impedance elements that are not on the common ground side; It consists of a resistor connected between the moving terminal of a variable resistor and the negative phase input terminal of the amplifier, and the output signal current flowing to the load is detected by the two impedance elements and is connected to the amplifier through the variable resistor. 1. An output impedance control circuit characterized in that the output impedance of the amplifier can be continuously controlled from positive to 0 to negative by positive feedback of current to the input stage.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13807979U JPS628572Y2 (en) | 1979-10-05 | 1979-10-05 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13807979U JPS628572Y2 (en) | 1979-10-05 | 1979-10-05 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5656216U JPS5656216U (en) | 1981-05-15 |
| JPS628572Y2 true JPS628572Y2 (en) | 1987-02-27 |
Family
ID=29369460
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13807979U Expired JPS628572Y2 (en) | 1979-10-05 | 1979-10-05 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS628572Y2 (en) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0715274Y2 (en) * | 1986-10-16 | 1995-04-10 | ソニー株式会社 | Sound quality adjustment circuit |
-
1979
- 1979-10-05 JP JP13807979U patent/JPS628572Y2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5656216U (en) | 1981-05-15 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPS628572Y2 (en) | ||
| JPS6121866Y2 (en) | ||
| JPS6123869Y2 (en) | ||
| JPS6218089B2 (en) | ||
| JPH05161032A (en) | Broad band video output circuit | |
| EP0280516B1 (en) | Differential amplifier circuit | |
| JPH0122262Y2 (en) | ||
| JPS6214727Y2 (en) | ||
| JPS6143302Y2 (en) | ||
| JPS6117368B2 (en) | ||
| JPH0233387Y2 (en) | ||
| JP3389764B2 (en) | Low frequency amplifier circuit | |
| JP2542245B2 (en) | Voltage output circuit | |
| JPH02266601A (en) | Differential amplifier | |
| JPH0323690Y2 (en) | ||
| JPH0441611Y2 (en) | ||
| EP0206607A2 (en) | Wideband feedback amplifier | |
| JPS5915126Y2 (en) | Balanced differential input type amplifier | |
| JPS6336567B2 (en) | ||
| JPS6019376Y2 (en) | repeater | |
| JPS6123860Y2 (en) | ||
| JPS6319925Y2 (en) | ||
| JPS6040046B2 (en) | Stabilized power supply circuit | |
| JPH0346406A (en) | Variable gain amplifier | |
| JPS59138108A (en) | Offset compensating circuit |