JPS6285684A - Drive circuit for ultrasonic motor - Google Patents

Drive circuit for ultrasonic motor

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JPS6285684A
JPS6285684A JP60226566A JP22656685A JPS6285684A JP S6285684 A JPS6285684 A JP S6285684A JP 60226566 A JP60226566 A JP 60226566A JP 22656685 A JP22656685 A JP 22656685A JP S6285684 A JPS6285684 A JP S6285684A
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JP
Japan
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output
frequency
electrode
phase difference
waveform
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JP60226566A
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Japanese (ja)
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Nobuyuki Suzuki
信行 鈴木
Masao Shimizu
雅夫 清水
Mitsuhiro Katsuragawa
桂川 光広
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Canon Inc
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    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02NELECTRIC MACHINES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H02N2/00Electric machines in general using piezoelectric effect, electrostriction or magnetostriction
    • H02N2/10Electric machines in general using piezoelectric effect, electrostriction or magnetostriction producing rotary motion, e.g. rotary motors
    • H02N2/14Drive circuits; Control arrangements or methods
    • H02N2/142Small signal circuits; Means for controlling position or derived quantities, e.g. speed, torque, starting, stopping, reversing

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  • General Electrical Machinery Utilizing Piezoelectricity, Electrostriction Or Magnetostriction (AREA)

Abstract

PURPOSE:To drive a motor at resonance frequency by simple constitution by setting the frequency of frequency voltage so that a phase difference between a monitor signal from an electrode for monitor and frequency voltage for drive is brought to one on a resonant state at all times. CONSTITUTION:Drive electrodes 1-1, 1-2, an electrode 1-3 for monitor for detecting the resonant state of a stator 1 and a common electrode 1-4 are fitted to a ring-shaped stator 1. Displacement from a predetermined phase difference of a phase difference between an output signal from the electrode 1-3 for monitor and frequency for drive is detected by a phase comparator 12, and an output from the phase comparator 12 is fed to a VCO 5 through a low-pass filter 4, thus determining the frequency of frequency voltage for driving a motor so that a phase difference on a resonant state is brought at all times.

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 不発明は、電歪素子、磁歪素子前の4気−機械エネルギ
ー変換素子を用い進行性振動波を発生させ、該振動波に
てローターを駆動する超音波モータの駆動回路、特Jこ
制御回路をデジタル的lこ構成した超音波モータ駆動回
路に関するものである。
[Detailed Description of the Invention] <Industrial Application Field> The invention is to generate a progressive vibration wave using a 4Q-mechanical energy conversion element in front of an electrostrictive element or a magnetostrictive element, and to drive a rotor with the vibration wave. The present invention relates to an ultrasonic motor drive circuit in which a drive circuit for an ultrasonic motor to be driven and a special control circuit are digitally configured.

〈従来技術〉 従来、超音波モータを駆動する回路としでは、該モータ
がそn自身の共振周波数の信号を印加された時のみしか
効率よく回転しないという性質上、檀々のものが*奄さ
nている。例えば、!。数棟の発振周波数を有する発振
器を用い、その各々の周波数を超音波モータ(以下SS
Mと称す。)に印加し、その時の回転数を検出して、最
も大きな回転数を与えた周波数を選択し固定するもの。
<Prior art> Conventionally, circuits that drive ultrasonic motors have been known to operate efficiently due to the fact that the motor rotates efficiently only when a signal at its own resonant frequency is applied. There are n. for example,! . An oscillator with several oscillation frequencies is used, and each frequency is controlled by an ultrasonic motor (SS
It is called M. ), detects the rotational speed at that time, selects and fixes the frequency that gives the largest rotational speed.

あるいは、v1橿の発振周波数を与える代りに周波数を
連続スクイーゾしながらSSMの回転数を検出して回転
数がビークlこ達した周波数で止め、固定するもの0 2.88M#こSSMの駆!ItI伏1轢を検出するた
めの検出端子を設け、該端子からの信号を帰還する帰還
方式を採用し、該方式に於いてあらかじめ知られている
S S Nriの共振周波数を中心としたQの高いフィ
ルタを帰還回路のループ内に挿入し、共振周波数でのル
ープゲインを一上げることにより帰還作用でSSMの共
振周波数が発振し、その発振した信号でSSMを駆動す
るもの。
Alternatively, instead of giving the oscillation frequency of the v1 rod, the frequency is continuously squeezed, the SSM rotation speed is detected, and the rotation speed is stopped and fixed at the frequency when the rotation speed reaches the peak l.0 2.88M#This SSM drive! A detection terminal is provided to detect ItI fall and a feedback method is adopted in which the signal from the terminal is fed back. By inserting a high filter into the loop of the feedback circuit and increasing the loop gain at the resonant frequency, the resonant frequency of the SSM oscillates due to the feedback effect, and the oscillated signal drives the SSM.

あるいは、共振周波数付近でのループゲインを上げる代
りに、SSM起動開始時に、共振周波数付近の周波数で
SSM)j、−強制的に駆動し、その駆動によって生ず
る検出端子からの信号を帰還することによって、上記の
共振周波数付近の周波数を正確に共振周波数lこ会わせ
、その周波数の信号でSSMを駆動するもの。
Alternatively, instead of increasing the loop gain near the resonant frequency, at the start of SSM activation, the SSM) j, - is forcibly driven at a frequency near the resonant frequency, and the signal from the detection terminal generated by the drive is fed back. , the frequency near the above resonant frequency is precisely set to the resonant frequency l, and the SSM is driven by a signal of that frequency.

等があげらnる。しかしながら上述従来装置にあっては
それぞれ以下のような入点を有していたO 上記1の型式の装置、即ち駆動周波数を選択あるいはス
ウイーグするものに於いては、周波数選択またはスウイ
ープする回路が必要な上、SSMの回転数を検出するた
めの装置をも必要とし、その構成が複雑となる0また、
SSMの共振周波数はSSMに加わる負荷、あるいは環
境条件によって変化1−るため、常lこ効率よい回転を
得るためには駆動周波数の選択あるいはスウイープを短
期間繰り返し、連続的lこ駆動周波数を設定し直す必要
がある。
etc. are listed. However, the above-mentioned conventional devices each had the following input points. In the device of type 1 above, that is, one that selects or sweeps the driving frequency, a frequency selection or sweeping circuit is required. Moreover, it requires a device to detect the rotational speed of the SSM, making its configuration complicated.
Since the resonant frequency of an SSM changes depending on the load applied to the SSM or environmental conditions, in order to always obtain efficient rotation, it is necessary to select or sweep the drive frequency for a short period of time and set a continuous drive frequency. I need to do it again.

又、上記2の帰還型、即ちSSMの検出端子の信号を利
用するものにあっては、1に述べたSSMにシロわる負
荷あるいは環境条件の変化に追従した周波数を得られる
がQの高いフィルタあるいは起′ta開始時のみ強制的
にSSMを駆動する発振回路が必要となり、その両者共
に摺電が複雑であり、回路の消費邂流壇の原因Iこもな
る。
In addition, in the case of the feedback type mentioned in 2 above, that is, the one that uses the signal from the detection terminal of the SSM, it is possible to obtain a frequency that follows changes in the load or environmental conditions compared to the SSM mentioned in 1, but it requires a high Q filter. Alternatively, an oscillation circuit that forcibly drives the SSM only at the start of activation is required, and both of these require complicated electrical currents, which can lead to increased circuit consumption.

く目的〉 本発明の目的とする処は88 Mの一助法悪を検知する
ためのモニター電極8設け、位電極の1らのモニター信
号とSSMを駆動するために印刀口される駆動用の周波
電圧とのα相差を検知して上記位相差が常lこ共振状悪
時の位相星となる様前記周波電圧の周波数を決定するこ
とにて、極めて簡単な構成lこて常にSSMを共振周波
数lこて駆動し、上述の問題を解決したSSMの駆動回
路を提供せんとするものである。
The object of the present invention is to provide a monitor electrode 8 for detecting the malfunction of the 88M, and to transmit a monitor signal of one of the electrodes and a driving frequency to be used to drive the SSM. By detecting the α phase difference with the voltage and determining the frequency of the frequency voltage so that the above phase difference becomes a phase star in the bad case of resonance, an extremely simple configuration can be achieved. The present invention aims to provide a driving circuit for an SSM that drives a trowel and solves the above-mentioned problems.

上記目的を連成する構成として本発明にあっては、 電気−機械エネルギー変換素子lこ互に位相の異なる周
波電圧を印加することにて固定子表面に進行性振動波を
発生させ、該振動波にてローターを駆動する超音波モー
ターにおいて、 前記超音波モーターの駆動状態を検知するモニター用電
極を配すると共に該モニター電極の出力信号と前記駆動
用周波電圧との位相差の所定位相差からのずれを検知す
る比較回路と、該比較回路出力に基づいて前記駆動用の
周波電圧の周波数を決定する周波数決定回路とを設け、
前記位相差が前記所定位相差関係となる探局波電圧の周
波数制御を行なう様tこしたものである。
In the present invention, as a configuration that combines the above objects, a progressive vibration wave is generated on the stator surface by applying frequency voltages having different phases to each electric-mechanical energy conversion element l, and the vibration In an ultrasonic motor that drives a rotor using waves, a monitoring electrode is arranged to detect the driving state of the ultrasonic motor, and a predetermined phase difference between the output signal of the monitoring electrode and the driving frequency voltage is provided. and a frequency determination circuit that determines the frequency of the driving frequency voltage based on the output of the comparison circuit,
The frequency control of the probe wave voltage is such that the phase difference has the predetermined phase difference relationship.

〈実施例〉 第1図は本発明に係る超音波モータの固定子の電極の形
状を示した構成図である。図中1はリング凰状をした固
定子で該固定子にはその表面に分極地理された電歪素子
が配されている。又1−1゜1−2は駆動波形を加える
駆動電極であり、互いに90″位相の異なる駆動波形が
印加される。1−3は固定子の共振状態を検出Tるため
の電極であり、また1−4は共通IE極で電極1−1.
1−2.1−3の各電極に対向Tる1を極に接続されで
いる。
<Example> FIG. 1 is a configuration diagram showing the shape of the electrodes of the stator of the ultrasonic motor according to the present invention. In the figure, reference numeral 1 denotes a ring-shaped stator, and an electrostrictive element having a polarization pattern is arranged on the surface of the stator. Further, reference numerals 1-1 and 1-2 are drive electrodes that apply drive waveforms, to which drive waveforms with a phase difference of 90'' are applied. Reference numeral 1-3 is an electrode for detecting the resonance state of the stator. Further, 1-4 is a common IE electrode, and electrodes 1-1.
1-2.1-3 is connected to the opposite electrode T1.

同、該固定子自体の構成は公知であるため、その詳mな
説明は省略するが、上記成極fこ90″位相の異なる駆
動波形(周波電圧)が印カロされることIこてシミ定子
の表面に進行性の振動波を発生fるものである。第2図
は′ii1図示の超音波モータの固定子の電極1−1.
1−2 への駆動波形と共振状態の検出電極1−3の出
力波形との位相関係を示す波形図である。第2図Ca)
の電極1−1.1−2 の駆動波形は88Mを正転させ
る場合の波形を示しており、第2図(i))の電極1−
1.1−2 のぷ効波形はSSMを逆転させる場合の波
形を示している。
Similarly, since the structure of the stator itself is well known, a detailed explanation thereof will be omitted, but it is noted that drive waveforms (frequency voltages) with different phases of 90'' are applied to the soldering iron stain. A progressive vibration wave is generated on the surface of the stator.FIG. 2 shows electrodes 1-1 of the stator of the ultrasonic motor shown in FIG.'ii1.
1-2 is a waveform diagram showing the phase relationship between the drive waveform to the detection electrode 1-2 and the output waveform of the detection electrode 1-3 in a resonant state. Figure 2 Ca)
The driving waveform of electrode 1-1.1-2 in FIG.
1.1-2 shows the waveform when reversing the SSM.

又、正及び逆転時lこおける共振状態では図の如く−a
l−3からの出力がそnぞれ亀甑1−1の波形から90
″ずれた位相関係の波形が出力される様上記1極1−3
の立[度が設定されでいる。尚該実施例でぼ上記の如<
′、嬢極1−1、と1極1−3の波形が90’ずnでい
るので、を極1−3の位置も電ff11−1に対して9
0°ずれた位[illこ配されている。
Also, in the resonant state during forward and reverse rotation, -a as shown in the figure.
The output from l-3 is 90 from the waveform of Kamekoshi 1-1.
``Pole 1-3 above so that a waveform with a shifted phase relationship is output.
The height has already been set. In this example, as described above.
', since the waveforms of pole 1-1 and pole 1-3 are 90'zn, the position of pole 1-3 is also 90' with respect to the voltage ff11-1.
It is placed 0 degrees off.

第3図は本発明fζ係るSSMの駆動回路の一実施例を
示す回路図である。図中1は!:s1図示の固定子を示
し、1−1〜1−4は第1図にて述べた各電極・ε示し
でいる。2は十入力端を前記検出電極1−3に接続する
と共lこ一入力端lこ基準醒圧Vムが入力されるレベル
コンパレーターである。
FIG. 3 is a circuit diagram showing an embodiment of the SSM drive circuit according to the present invention fζ. 1 in the diagram is! :s1 shows the stator shown in FIG. 1, and 1-1 to 1-4 show each electrode and ε mentioned in FIG. Reference numeral 2 designates a level comparator having one input terminal connected to the detection electrode 1-3 and one input terminal receiving the reference voltage Vm.

12はその一方の入力端を前記コンパレーター2の出力
と接続すると共に他方の入力を後述のエクスクルンブオ
アゲート(以下ex−or  と称f)14の出力と接
続するフェイズコンパレーター(位相比較回路)である
。該7エイズコンバレー・ター12は例えばUSP42
91274号 等lこて周知であり、その詳細な説明は
省略するが入力信号の位相差を検知して位相差が存在す
る場合のみ出力を発生するものである。
12 is a phase comparator (phase comparison circuit) having one input terminal connected to the output of the comparator 2 and the other input connected to the output of an exclusive-or gate (hereinafter referred to as "ex-or") 14, which will be described later. ). The 7 aids converter 12 is, for example, USP42.
No. 91274, etc., are well known, and although a detailed explanation thereof will be omitted, the trowel detects a phase difference between input signals and generates an output only when a phase difference exists.

核コンパレーター12のブロック構成及び大刀出力特性
は第・4図及び第5図fこ示″4−通りであり、入力1
411−への入力パルス(立上り信号)が人力48・\
の立上り信埼より先に入力さ?1.たia什(こは立上
り信号差の期、i、ylのみ出力(・工Vcc (ハイ
レベル信号以下Hと称す。)となり、上ml入力端Sへ
の立上り信号の入力にて出力はオーブン状態(高インピ
ーダンス状態)己なる。
The block configuration and output characteristics of the nuclear comparator 12 are as shown in Figures 4 and 5.
The input pulse (rising signal) to 411- is human power 48・\
Entered before the rise of Shinsaki? 1. This is the period of rising signal difference, only i and yl are output (-Vcc (high level signal is referred to as H below)), and when the rising signal is input to the upper ml input terminal S, the output is in the oven state. (High impedance state) Becomes self.

又入力端Sへの入力パルス(AI:J:I/)信号ンが
入力端jLへの立と4′)信号より先tこ入力さn*=
合には立とり信号副面出力はグランドレベル(目りレベ
ル以下りと称す)となる。
Also, the input pulse (AI:J:I/) signal to the input terminal S is inputted earlier than the rising and 4') signal to the input terminal jL, n*=
In this case, the vertical signal sub-surface output is at ground level (referred to as below the grain level).

又、出力がH又:ま]jを示す描は以外はオーブン状態
とrzるものである。よっc1位相追/Jsゼロの時に
は出力はオープン状1態+))まI沫持さn、る、。
Also, except for the drawings where the output is H or :ma]j, the state is the same as in the oven state. Therefore, when c1 phase tracking/Js is zero, the output is in the open state 1+)).

4はローバスフ・イルターでコンパレーター 12の出
力を平滑化しでいる。f1ティ比5o俤の信号を入力電
圧lこ応じた周波数で出方する二d圧制御発掘器(VC
O)でその入力はローバフイルター4の出力tこつなが
れている。6は、位相シフターで6−1はvco s 
 の出力がつながれでおり、vCO出力の1/2の周波
数の信号がO″ と90″の位相関係ので2系列作られ
、それぞれ出力端6−2゜6−3から出力される。7は
出力回路でその入力はシフタ−6の出力端6−2に接続
さ几、その出力はコイル10を経でl−1の駆@電極6
c接吠さaている。
4 smoothes the output of comparator 12 with a low bass filter. A two-d voltage control excavator (VC
O) whose input is connected to the output t of the low bar filter 4. 6 is a phase shifter and 6-1 is a vco s
The outputs of the VCO outputs are connected, and two series of signals having a frequency of 1/2 of the vCO output are produced with a phase relationship of 0'' and 90'', and are outputted from the output terminals 6-2 and 6-3, respectively. 7 is an output circuit whose input is connected to the output terminal 6-2 of the shifter 6, and its output is connected to the drive electrode 6 of l-1 through the coil 10.
C is barking a.

9はex−orでその人力は7フメー6の出力46−3
及び回転方向を制御端子tこ接続されておりその出力は
出力回路8を経てコイル111こ接続され、さらにコイ
ルから1−2の駆動電極に接続されている。向上記コイ
ル10.11は通函1−1゜1−2と共Iこ屯気的共倣
回路を構成しでいる。又、上記d」力回路7.8/ζS
ける入力と出力1司の位相1関係は同位相となる様ヂ岸
戟さ几でいる。
9 is ex-or and its human power is 7 fume 6 output 46-3
and the rotation direction are connected to a control terminal t, and its output is connected to a coil 111 via an output circuit 8, which is further connected to drive electrodes 1-2. The coils 10, 11 and the boxes 1-1 and 1-2 form a parallel air circuit. In addition, the above d" force circuit 7.8/ζS
The phase 1 relationship between the input and output 1 is controlled so that they are in the same phase.

16はコンパレーターでその十人力tこ電極1−2、ガ
ス−人力lこ基準ぼ圧Vムが接続されでいる。
Reference numeral 16 denotes a comparator to which electrodes 1-2 and gas-to-human reference voltage V are connected.

14はex−orで、コンパレーター16の出刃とイン
バータ15の出力を入力乏し、その出力はフェイズコン
パレーターのS入力412につなが几ている。また15
のインバ・−・夕の入力は回転方向制呻端子lこ接続さ
れている。
14 is an ex-or which inputs the output of the comparator 16 and the output of the inverter 15, and its output is connected to the S input 412 of the phase comparator. Also 15
The inputs of the input terminals are connected to the rotation direction control terminals.

上記構成中のコンパレーター2.16はぼ極液形をロジ
ックレベルの電圧に低下させるための愼構を有すると共
iこフェイズコンパレーター12、ローパスフィルター
4.vc05  iごて7エーズロツクドルーブ(以下
PLLと称す。)を構成しており、ルー・プ利得の大な
る間ループを形成し頁帰還作用ζこて入力位相差が′4
になる様作切する。
The comparator 2.16 in the above configuration has a structure for reducing the voltage of the polar liquid type to a logic level voltage, as well as the phase comparator 12, the low-pass filter 4. vc05 i Trowel 7 Ace lock loop (hereinafter referred to as PLL) is formed, forming a loop with a large loop gain, and the page feedback effect ζ Trowel input phase difference is '4'.
I will make a crop to make it.

該第3図実施例の動作について説明する。電波を投入す
ると、各部にII−fが印加される。初期状態では7エ
イズコンパレ・−タ・−12の[七及び8入方共fこ入
力が存在しないので、この状態ではコンパレーター12
は出力をオープ:/状、嘘としている。
The operation of the embodiment shown in FIG. 3 will be explained. When a radio wave is applied, II-f is applied to each part. In the initial state, there is no input for both the 7 and 8 inputs of the 7 aids comparator 12, so in this state the comparator 12
opens the output:/, which is a lie.

このタメローパスフィルター4への入力が伝わらないた
め、フィルター4の出力はグランドレベルとなっており
、VCO5への入力I電圧はゼロとなる。核v005は
入力電圧がゼロの時下限の共振周波数fo−で発振する
様構成されており、VaOはこrLlこて前述の如くデ
ユティ50チのパルスを周波数f o’で送出する。該
VOO5・の出力パルスは位相シフター61こて位相差
が90″のバールスを出力端6−2.6−3  からそ
nぞれ送出Tる。同出力端6−2.6−3 からの出力
パルスの周波数はVOOの出力パルスの周波数の半分の
周波数となる。該シフター6の出力端6−2からのパル
スは出力回路7、コイル108介して駆#ttJ電極1
−11こ印刀口される。コイルlOのインダクタンス電
極1−1゜1−4間のキャパシタンスと抵抗にで直列共
振を起こすため上記シフターの出力が方形波(パルス)
であっても電極1−1#こおける駆動波形は第2図の如
く正弦波となる。今、正転モードが選択されているもの
とするとex−or9の一万の入力にはLが入力されで
いるため、出力回路8への入力パルスは位相が90″進
んだパルスが印DIllされ、コイル11、電極1−2
.1−4 の作用に第2図(a)の如く電極1−1の駆
動波形に対し90°位相の進んでいる正弦波が電極1−
2に印〃目される。これにて電極1−1.1−2 には
互いに9011位相の異なる正弦波が印加されることと
なり固定子1の表面lこは進行性振動波が発生し、固定
子の表面と摩募/接触しているローターが該振動波lこ
て回動、SSMが作動する。
Since the input to the Tamer low-pass filter 4 is not transmitted, the output of the filter 4 is at ground level, and the input I voltage to the VCO 5 is zero. The nucleus v005 is configured to oscillate at the lower limit resonance frequency fo- when the input voltage is zero, and the VaO sends out pulses with a duty of 50 at the frequency fo' as described above. The output pulses of the VOO5 are sent out from the output terminals 6-2.6-3 in pulses with a phase difference of 90'' from the phase shifter 61. The frequency of the output pulse is half the frequency of the output pulse of VOO.The pulse from the output terminal 6-2 of the shifter 6 is passed through the output circuit 7 and the coil 108 to the drive #ttJ electrode 1.
-11 koin sword mouth. The output of the shifter is a square wave (pulse) because the capacitance and resistance between the inductance electrodes 1-1 and 1-4 of the coil IO cause series resonance.
Even so, the drive waveform at electrode 1-1# becomes a sine wave as shown in FIG. Now, assuming that the normal rotation mode is selected, L is input to the 10,000 input of ex-or9, so the input pulse to the output circuit 8 is a pulse whose phase is advanced by 90''. , coil 11, electrode 1-2
.. 1-4, a sine wave whose phase is advanced by 90 degrees with respect to the drive waveform of electrode 1-1 as shown in FIG. 2(a) is generated as shown in FIG.
2 is marked. As a result, sine waves having 9011 phases different from each other are applied to the electrodes 1-1, 1-2, and a progressive vibration wave is generated on the surface of the stator 1, causing friction between the surface of the stator 1 and the The contacting rotor rotates due to the vibration wave, and the SSM is activated.

この様lこして固定子lの表面に振動波が発生すると、
電極1−37))らはaS状ダン表わす出力波形(正弦
波)が発生し、これがコンパレーター2に印加され基準
レベルVh lこてロジックレベルの電圧にリミットさ
れコンパレーター12の一万の入力端Rに上記電極1−
31こ発生した正弦波の周波数と位相を有するパルスと
して印加される。
When vibration waves are generated on the surface of the stator l in this way,
The electrodes 1-37)) generate an output waveform (sine wave) representing an aS shape, which is applied to the comparator 2 and is limited to the voltage of the reference level Vhl logic level. The above electrode 1- is attached to the end R.
It is applied as a pulse having the frequency and phase of a sine wave generated by 31 times.

又、一方電極1−1の駆動波形もコンパレーター16に
印加され同様tこロジックレベルの電圧にリミットされ
ex−or14の一万の入力端に印加される。正転モー
ドではインバーター15の出力はHとなっているので上
記eX−0114はコンパレーター16の出力に対する
インバーターとしで作用し上記コンパレーター16の反
転信号がコンパレーター12の入力端Sに印加さnる。
The driving waveform of one electrode 1-1 is also applied to the comparator 16, similarly limited to a logic level voltage, and applied to the input terminal of the ex-or 14. In the forward rotation mode, the output of the inverter 15 is H, so the eX-0114 acts as an inverter for the output of the comparator 16, and the inverted signal of the comparator 16 is applied to the input terminal S of the comparator 12. Ru.

このため、上記コンパレーター12のR入力端への入力
信号は電極1−3の出力波形の位相を有するパルスであ
ると共にコンパレーター12のS入力端への入力信号は
電極1−2の駆動波形に対しで180@づれた位相を有
するパルスとなる。
Therefore, the input signal to the R input terminal of the comparator 12 is a pulse having the phase of the output waveform of the electrodes 1-3, and the input signal to the S input terminal of the comparator 12 has the drive waveform of the electrodes 1-2. The pulse has a phase shifted by 180@.

即チ、コンパレーター16の出力は第6図(b)に示す
如く、電極1−2の駆動波形と同一の周波数及び位相を
有するパルスであり、こnがe X−Or14にて反転
され第6図(C)に示すパルスがコンパレーター12の
S入力に伝わる■ 一方コンパレーター12のR入力には電極1−Sの出力
波形と同一の周波数及び位相関係のパルスが印加される
。該コンパレーター12のル入力lこ印加されるパルス
が例えばwc6図(d)の夷緘で示す波形であった場曾
にはコンパレーター12のS。
That is, the output of the comparator 16 is a pulse having the same frequency and phase as the driving waveform of the electrode 1-2, as shown in FIG. 6. The pulse shown in FIG. 6(C) is transmitted to the S input of the comparator 12. On the other hand, a pulse having the same frequency and phase relationship as the output waveform of the electrode 1-S is applied to the R input of the comparator 12. If the pulse applied to the input of the comparator 12 has, for example, the waveform shown in FIG.

Rへの入力波形が同一であるため、コンパン−ター12
の出力はオーダン状悪のままの状態を示し電極1−1.
1−2 への駆動波形はそのままの状態に保持される。
Since the input waveforms to R are the same, compantor 12
The output of electrodes 1-1. shows the poor condition of electrodes 1-1.
The drive waveform to 1-2 is maintained as it is.

第6図(d) lこ示した実線の波形はex−or14
と同−波形(第6図(C))であり、該ex−or14
の出力波形はコンパレーター16の波形116図(b)
 ) #こ対して180’づれた波形であり、かつコン
パレーター16の上記波形は電極1−2の駆動波形と同
一の周波数及び位相関係のパルスであるため、結局、第
6図(d)の実線波形は電極1−1に対して90”位相
のづれた第2図<’a>における電極1−3の出力波形
に対するパルス成形となる。
Figure 6(d) The solid line waveform shown in Figure 6(d) is ex-or14.
It is the same waveform (Fig. 6(C)), and the ex-or14
The output waveform of the comparator 16 is the waveform 116 (b)
) # The waveform is shifted by 180' from this, and the waveform of the comparator 16 is a pulse with the same frequency and phase relationship as the drive waveform of the electrode 1-2, so in the end, the waveform shown in FIG. 6(d) is the same. The solid waveform is pulse shaping for the output waveform of electrode 1-3 in FIG. 2<'a>, which is 90'' out of phase with electrode 1-1.

上述の如く電極1−3からはSSMがmbnい共振状態
を示したpJiilこ1毬1−1の波形にして90゜づ
れた出力波形(第2図(a)の1−3の波形)を示す様
設定されでいるため、上記の場合はSSMが共振g!@
されていることを示し、この際なこはその時の駆動周波
数でSSMが駆動されることとなる口 又、電極1−3の出力波形が第2図(a)の状態から電
極1−1の波形との関係で位相差が90@よりも大とな
っている場合にはコンパレーター2の出力は第6図(d
)の点線で示した波形となる。よって、この場&lこは
コ/パレータ−12の出刃は第6図(e)の如くその人
力fR,Sへ入力パルスの立上り信号の位相差分・・イ
となるため結局!電極1−1の駆動波形に対するイj1
−3の出力波形との位相差が90’より大となる程上記
コンパレーター12の出力がハイとなる時間(デユーテ
ィ)が大となる。
As mentioned above, from the electrode 1-3, the output waveform (waveform 1-3 in Fig. 2(a)) shifted by 90 degrees from the waveform of 1-1 is outputted from the electrode 1-3. In the above case, the SSM is set to resonate g! @
This indicates that the SSM is driven at the driving frequency at that time, and the output waveform of electrode 1-3 changes from the state shown in Figure 2(a) to the waveform of electrode 1-1. If the phase difference is greater than 90@, the output of comparator 2 will be as shown in Figure 6 (d
) is the waveform shown by the dotted line. Therefore, in this case, the output of the co/parator 12 is the phase difference of the rising signal of the input pulse to the human power fR,S as shown in FIG. 6(e). Ij1 for the drive waveform of electrode 1-1
The time (duty) during which the output of the comparator 12 is high becomes longer as the phase difference with the output waveform of -3 is greater than 90'.

該コンパレーター12の出力はロウバスフィルター4を
介してvcoiこ入力しており、該V00は入力電圧が
犬の程周波数の高いデユーティ50チのパルスを発生す
るため、上述の場合にはシフター6から≧礪1−1.1
−2jこ印加される駆動周波数は高くなる。SS M 
cv電極1−1.1−3 の波形との位相差とgA!@
周波数との関係は;π7図1こ示T通りであり、駆動周
波数が高くなる程電極1−1.1−3  間の位イ1M
が減少する付性を示Tため、上記のQ作にて負帰還がか
かりコンパレータ12の入力、@S、aへの入力成形が
第6図の(C)と(d)の実線との関係となる機料#さ
れる。
The output of the comparator 12 is inputted to the Vcoi through the low-pass filter 4, and since the V00 generates a pulse with a duty of 50 and a frequency as high as the input voltage, in the above case, the shifter 6 From ≧ 1-1.1
-2j The applied driving frequency becomes higher. SS M
Phase difference with the waveform of cv electrode 1-1.1-3 and gA! @
The relationship with frequency is; π7 as shown in Figure 1.
Since T shows a decreasing tendency, negative feedback is applied in the above Q operation, and the input to the comparator 12, @S, and the input shaping to a are related to the solid lines in (C) and (d) in Figure 6. The equipment will be #.

よって、この場合にも成極1−1と1−3の波形関係が
第2図(a)の関係、即ち[1極1−1の波形lこ対し
て電極1−3の出力波形が90″づnた共振状、川とな
る様駆動周波教がig、i定される。
Therefore, in this case as well, the waveform relationship between the polarizations 1-1 and 1-3 is as shown in FIG. The driving frequency curves are determined to form a resonant river.

又、電極1−1の波形iこ、づする成極1−3の出力波
形の関係が90°よりも少わfくなった礪汁にはコンパ
レーター2の出力はex−or14の出力(第6図(e
) jこ対しで第6図(d)の2−1のIAt%となる
。よってこの場合Iこ(J第6図(e)  の点線の如
く上記波形訂6図(C) Cd)の立上り信号の位相差
分だけしの1δ号か送出される。ローパスフィルター4
は上記りの信号lこ応答してその出力を低減させるため
、この場&1XVOOへの入力1圧が低下しVOOの出
力@波数も減少する。よって、この場合には電極1−1
と1−3の波形間の位相差が90″方向へ増大する方向
の周波数が選はn4極1−1の波形Jc対して電極1−
3の出力波形が90’づれた共振状態となる様iこ駆勧
周−波数が調定される口 以上の通り、f43図実翔例1こあっては、フェイズコ
ンパレーターにで:2/パレーター2の出力(電極1−
3の出力)とex−or14の出力(4億1−2の駆動
波形lこ対Tる1 80’位相づれた波形)との位相差
がゼロとなる様との駆vJ周波数が調定さnるので、共
振状屓が変化しても1極1−1と1−3の波形が90@
づれた関係を示す駆動周波数、即ち最も強い共振周波数
は追従し常(こ共豫伏、@で1駆動される。又、逆転モ
ードの場ハはインバーター15の出力がLとなるためコ
ンパレーター12の8入力端に(ばコンパレーター16
の出力がそのまま入力されることとなり、この場合は4
2図(b)7コ示り、’:@ff1l−1と1−3の波
形のil相関係となる周波数が常!こ選ば几ることとな
る。
In addition, if the relationship between the waveform i of electrode 1-1 and the output waveform of polarization 1-3 is less than 90°, the output of comparator 2 will be the output of ex-or 14 ( Figure 6 (e
) j is 2-1 IAt% in FIG. 6(d). Therefore, in this case, only the phase difference of the rising signal of the above-mentioned waveform (Cd) as shown by the dotted line in FIG. 6(e) is sent out. low pass filter 4
responds to the above signal and reduces its output, so the input pressure to &1XVOO decreases and the output @ wave number of VOO also decreases. Therefore, in this case, electrode 1-1
The frequency in which the phase difference between the waveforms of electrodes 1-3 and 1-3 increases in the 90'' direction is selected for the waveform Jc of n4 poles 1-1 and the waveform Jc of electrode 1-3.
As described above, the output waveform of 3 is in a resonant state shifted by 90' and the wave number is adjusted. Output of parator 2 (electrode 1-
The drive vJ frequency is adjusted so that the phase difference between the output of 3) and the output of ex-or14 (the drive waveform of 4001-2 and the waveform with a phase difference of 180') is zero. Therefore, even if the resonance shape changes, the waveforms of one pole 1-1 and 1-3 will be 90@
The drive frequency that shows a shifted relationship, that is, the strongest resonance frequency, always follows and is driven by 1 at @.In addition, in the reverse mode, the output of the inverter 15 becomes L, so the comparator 12 8 input terminal (if comparator 16
The output of will be input as is, in this case 4
Figure 2 (b) shows 7, ': @ff1 The frequency at which the waveforms 1-1 and 1-3 have an il phase relationship is always the same! This will be the choice.

第8図は第3図示のフェイズコンパレーター12、ロー
パスフィルター4、V[05、位相7フター6、出力回
路7,8の詳細を示す回路図である。図中のフエーイズ
コンパレーター121(J、;いで12−1.12−2
.12−13.12−14.12−1512−16はイ
ンバーター12−3.12−8ぼアンドゲート、12−
4.12−5.12−6.12−7 はオアゲート、1
2−9.12−12はノアゲート、12−11J、12
−11はナツトゲート12−17IPチャ/ネルMO8
FET  、12−18はNチャンネルMoS  FE
T  である。
FIG. 8 is a circuit diagram showing details of the phase comparator 12, low-pass filter 4, V[05, phase 7 cover 6, and output circuits 7 and 8 shown in FIG. 3. Phase comparator 121 (J,; 12-1.12-2
.. 12-13.12-14.12-1512-16 is inverter 12-3.12-8 and gate, 12-
4.12-5.12-6.12-7 is or gate, 1
2-9.12-12 is Noah Gate, 12-11J, 12
-11 is Natgate 12-17 IP channel MO8
FET, 12-18 are N-channel MoS FE
It is T.

該コンパン−ター12自体公知であるので、その詳細な
説明は省略するか、その入出力時性は上述の第5図1こ
で述べた過つであり入力パルスの立上り信号の位相差を
検知してハイ、ロウ、オープン状態を示すものである。
Since the companther 12 itself is well known, a detailed explanation thereof will be omitted, or its input/output timing is the same as that described in FIG. This indicates a high, low, or open state.

ローパスフィルター4は抵抗4−1と4−2及びコンデ
ンサ4−3で燐酸され、抵抗4−1はローパスフィルタ
ー4の入出力量Iこ、又抵抗4−2とコンデンサー4−
3は出力とグランド(GNI))間に直列に接続さ几て
いる。vao sにおいで5−1はオペアンプ、5−2
 、5−6 、5−7 、5−8 。
The low-pass filter 4 is phosphorized with resistors 4-1 and 4-2 and a capacitor 4-3, and the resistor 4-1 is connected to the input/output amount I of the low-pass filter 4, and the resistor 4-2 and the capacitor 4-
3 is connected in series between the output and ground (GNI). In vao s, 5-1 is an operational amplifier, 5-2
, 5-6 , 5-7 , 5-8 .

5−9はNPN型トラ/ジスタ、5−3.5−4゜5−
5 ハP N P型トラ/ジXi、5−10 、5−1
6は抵抗、5−11はコンデンサ、5−14.5−15
はナントゲート5−17は定電流源をそnfn示してい
る。¥ OQ 5の人力(まオペアンプ5−1の■入力
で1もり、該アンプ5−1の0人力(1トランジスター
5−2のエミッタと抵抗5−10の一方に接続され、又
該抵抗5−10の他方は、GNPに接続されている。上
記オペアンプ5−1.)lフジスター5−2抵抗5−1
0にて′電圧α流変換回路を構成しアンプ5−1に入力
される一藏圧lこ応じた電流をトランジスター5−2の
コレクター1c流す。
5-9 is NPN type tiger/distor, 5-3.5-4゜5-
5 HaP NP Type Tiger/Di Xi, 5-10, 5-1
6 is a resistor, 5-11 is a capacitor, 5-14.5-15
The Nant gate 5-17 indicates a constant current source. ¥ OQ 5 human power (1 input at the operational amplifier 5-1, 0 human power of the amplifier 5-1 (1 connected to the emitter of the transistor 5-2 and one of the resistors 5-10, and the resistor 5-1 The other end of 10 is connected to GNP.The above operational amplifier 5-1.) Fujistar 5-2 Resistor 5-1
0, a voltage α current conversion circuit is formed, and a current corresponding to the voltage l input to the amplifier 5-1 flows through the collector 1c of the transistor 5-2.

トランジスター5−2のコレクターはトランジスター5
−3のコレクターとベース、トランジスター5−4.5
−5 のベース、更には定電流源5−171こ接続され
ており、トランジスター5−3゜5−4.5−5  は
カレントミツ−回路を4成している。
The collector of transistor 5-2 is transistor 5
-3 collector and base, transistor 5-4.5
The base of the transistor 5-5 is connected to the constant current source 5-171, and the transistors 5-3 and 5-4.5-5 form four current circuits.

又、トランジスター5−4のコレクタは、トランジスタ
ー5−6および5−7のコレクタ及びトランジスター5
−7 、5−8 、5−9 のベースに接続されている
み トランジスター5−5のコレクタはトランジスター
5−8.5−9  のコレクタ及びコンパレーター5−
12の0人力と5−13のe人カ、更にはコンデンサー
5−11と接続されている。
Further, the collector of the transistor 5-4 is connected to the collectors of the transistors 5-6 and 5-7 and the collector of the transistor 5-4.
-7, 5-8, and 5-9.The collector of transistor 5-5 is connected to the collector of transistor 5-8, 5-9, and comparator 5-9.
It is connected to the zero power of 12, the e-power of 5-13, and the capacitor 5-11.

コンパレーター5−12のe入力には基準電圧V1が、
又5−13のe入力は基準電圧V2(vt >V2 )
  カEI]ZIOgft、コyバL/ −1’−5−
12の出力はナントゲート5−14の一万の入力lこ、
又ゲート5−14の他方の入力tこはナントゲート5−
15の田刀が接続されでいる。コンパレーター5−13
の出力はナンドゲ−)5−15の一万の入力に、又ゲー
)5−15の他方の入力1こはゲート5−14の出力l
こつながれている。
The reference voltage V1 is input to the e input of the comparator 5-12.
Also, the e input of 5-13 is the reference voltage V2 (vt > V2)
KaEI] ZIOgft, Koyba L/ -1'-5-
The output of 12 is the input of 10,000 of Nantes gate 5-14,
The other input of the gate 5-14 is the Nantes gate 5-14.
15 swords are connected. Comparator 5-13
The output of 1 is connected to the 10,000 input of gate 5-15, and the other input 1 of gate 5-15 is connected to the output l of gate 5-14.
It's tied together.

該ゲート5−14.5−15にてフリップフロップが榊
底され、フリップフロップのゲー)5−15の出力は抵
抗5−16を介してトランジスター5−6のベースに印
〃口されている。
The flip-flop is connected to the gate 5-14 and 5-15, and the output of the flip-flop gate 5-15 is connected to the base of the transistor 5-6 via the resistor 5-16.

位相シフタ−6において6−4と6−5はDフリップフ
ロップ、6−6はインバーターを示しでいる。出力回路
71こおいて、7−1.7−1’、7−2゜7−4.7
−5  はNPN型トランジスター、7−3はPNP型
トランジスター7−7.7−8  はダイオードを示し
でいる。父、出力回路8は出力回路7と同一構成となっ
ている。
In the phase shifter 6, 6-4 and 6-5 are D flip-flops, and 6-6 is an inverter. In the output circuit 71, 7-1.7-1', 7-2°7-4.7
-5 is an NPN type transistor, 7-3 is a PNP type transistor, and 7-7 and 7-8 are diodes. First, the output circuit 8 has the same configuration as the output circuit 7.

上述の構成に係る各回路(ローパスフィルター4、vC
O5,位相シフター 6 +出力回路7,8)の動作に
ついて説明する。
Each circuit related to the above configuration (low-pass filter 4, vC
The operation of O5, phase shifter 6 + output circuits 7 and 8) will be explained.

上記フィルター4はコンパレーター120)出力を平滑
化するものであり、その結果1717丈−4−3にはコ
ンパレーター12の出力状、轢に応じた出力が発生する
The filter 4 is for smoothing the output of the comparator 120), and as a result, an output corresponding to the output condition of the comparator 12 is generated at 1717-4-3.

詳述すると、前述の如くコンパレーター120)R2S
入力への位相点がゼロ、即ちぼ極1−1と電極1−3位
相差が90°の場合lこはコ/パレータ−12の出力は
オープン状態となっているため、ローパスフィルター4
のコ/デ/サー4−3のば位はそのままの状態を保持す
るが、電極1−1の波形Iこ対して電極1−3の波形が
90°位相進みよりも犬なる位相進み状態となった場曾
には上述の如くコンパレーター12の出力はその位相差
lこ応じたデユーティのハイ信号が送出さn、フィルタ
ー4のコンデンサー4−3の電圧が増大する。又逆に電
極1−1の波形Iこ対Tるζ極1−3の波形が90″よ
り少ない位相だけ進み状態となるとコ/パレータ−12
の出力がその位相差lこし6じたデユーティのロウ信号
(グランドレベル)(!:fjす、コンデ/サー4−3
の充電1を位がデユーティlこ応じて低下する。
In detail, as mentioned above, the comparator 120) R2S
When the phase point to the input is zero, that is, the phase difference between the pole 1-1 and the electrode 1-3 is 90°, the output of the co/parator 12 is in an open state, so the low-pass filter 4
The position of the controller 4-3 remains unchanged, but the waveform of the electrode 1-3 is in a phase lead state of 90° compared to the waveform I of the electrode 1-1. When this happens, as described above, the output of the comparator 12 sends out a high signal with a duty corresponding to the phase difference l, and the voltage across the capacitor 4-3 of the filter 4 increases. Conversely, if the waveform of the electrode 1-1 and the waveform of the ζ pole 1-3 lead by a phase less than 90'', the co/parator 12
The output of the output is the low signal (ground level) of the duty whose phase difference l is 6 times higher (!: fj, condenser/server 4-3
The charge level decreases according to the duty cycle.

即チ、該フィルター4はコンパレーター12の出力状態
を電圧変換した上vCOに伝える機能を有している。
That is, the filter 4 has the function of converting the output state of the comparator 12 into a voltage and transmitting the converted voltage to vCO.

上記フィルター4の出力はvCOのアンプ5−11こ入
力されるため、抵抗5−10にはフィルター4の出力電
圧に応じた電流が流れトランジスター5−2のコレクタ
一端子lこ該電流を形成する。
Since the output of the filter 4 is inputted to the vCO amplifier 5-11, a current corresponding to the output voltage of the filter 4 flows through the resistor 5-10, forming the current at the collector terminal of the transistor 5-2. .

即ちアンプ5−1.抵抗5−10.トランジスター5−
2はフィルター出力を電流に変換する電圧−it流変換
回路を接続する。詳述Tるとフィルター4の出力がVで
あったとすると、抵抗5−10の電流がトランジスター
5−2のコレクタ一端子lこ形成される。又定電流源5
−17の定電流を12とすると、この12  と上記i
l  との合成硫RIがトランジスター5−3カ)ら供
給されることとなりカレントミラー回路をJ3成するト
ランジスター5−4.5−5の電流も上記■となる。
That is, amplifier 5-1. Resistance 5-10. Transistor 5-
2 connects a voltage-to-current conversion circuit that converts the filter output into current. In detail, assuming that the output of the filter 4 is V, a current of the resistor 5-10 is formed at one terminal of the collector of the transistor 5-2. Also, constant current source 5
-17 constant current is 12, this 12 and the above i
Since the synthetic sulfur RI with 1 is supplied from the transistor 5-3, the current of the transistor 5-4 and 5-5 forming the current mirror circuit J3 also becomes the above-mentioned (2).

今トランジスター5−6がオフであり、かつコンデンサ
ー5−11が充電状態にあるものとする。
Assume that the transistor 5-6 is now off and the capacitor 5-11 is in a charged state.

この状団ではトランジスター5−41こ流nる1m カ
全てトランジスター5−7に流れるため、トランジスタ
ー5−7とカレントミラー回路を溝底TるトラフジX#
−5−8,5−91こもそrl、ぞaトランジスター5
−71こ流れる電流11fと同一の1訛が流れる。この
精米、トランジスター5−5fこ流れる「電流値とトラ
ンジスター 5−8.5−91こそれぞれぴtnる(流
値が同一となるため、コンデンサー5−11力)らは上
記トランジスター5−5tこ流れる電流値分の電流が流
出、コンデンサ−5−11は該トランジスター5−57
こ流れる電流値、部ち上記Iiこて攻城される。
In this case, all of the current flowing through the transistor 5-41 flows to the transistor 5-7, so the transistor 5-7 and the current mirror circuit are connected to the bottom of the groove.
-5-8,5-91 Komosorl, zoa transistor 5
-71 currents flow in the same manner as the current 11f. In this milled rice, the current value flowing through transistor 5-5f and transistor 5-8. A current corresponding to the current value flows out, and the capacitor 5-11 is connected to the transistor 5-57.
The value of the current flowing through the trowel is sieged by the above-mentioned Ii.

これ1こてコ/デ/サー5−11の4位は低下、基準レ
ベルV、以下となるとコンパレータ・−5−13の出力
がLとrlリフリップフロッグを構成するナンドゲ−1
−5−15の出力Hとなる。このためトランジスター5
−6がオン、j:rfる。5−亥トランシスター5−6
bSオ/となることlこCトランジスター5−41こ流
イtでいた。電流が全てグランドjこ唯れると共にトラ
ン、′)スタ・−5−7、5−8、5−9がオフとなる
。、よって、この場合はトラフジ5スター5−5JCt
Ytenる電流、即ち上Ae= I iC’7: :i
 7 f 、/ f−5−11が定窺流光tされコンデ
ンサ−5−11の電位がIL羞準レしルv1メこ滓する
1Jこイ1.にてコンパレーター5−12が反転、出7
:ip、[・となすため、ナンドゲ−)5−15の出力
をLとなしトランジスター5−6を再びオフとハr、こ
の泌再び上記放電が行なI−> :n、以後上記の充放
イが繰り返えし実行される。
This 1 The 4th place of Koteko/De/Ser 5-11 is lowered, below the reference level V, the output of comparator -5-13 becomes L and rl, which constitutes a flip-flop.Nando game-1
-5-15 output H. Therefore, transistor 5
-6 is on, j: rf. 5-Pig Transister 5-6
To become bS O/I, the C transistor 5-41 was used. When all the current flows to the ground, the transistors 5-7, 5-8, and 5-9 are turned off. Therefore, in this case, Torafuji 5 Star 5-5JCt
Yten current, that is, upper Ae = I iC'7: :i
7f,/f-5-11 is subjected to constant light flow t, and the potential of capacitor 5-11 drops to the IL photovoltaic level v1. Comparator 5-12 is inverted at output 7.
:ip, [in order to make it, the output of NAND game) 5-15 is set to L, transistor 5-6 is turned off again, and the above discharge is performed again. Hoai is executed repeatedly.

」二連の如くコンデンサー5=111こzlす゛る光放
電は、トランジスター5=−4のルI5!1直■で実行
され、該電流11^■はフィルターの1717丈−4−
3のイ圧、即ちコンパレーター12の出力状唄iこ応じ
て決定されるため、上紀元放電のスピードは電極1−1
と4愼1−3の波形の4s′L相差lこUしじで決定さ
nることとなる。
The photodischarge of the capacitor 5 = 111 times as in two series is carried out in the loop I5!1 of the transistor 5 = -4, and the current 11^ is the 1717 length of the filter -4-
3, that is, the output state of the comparator 12, the speed of the discharge is determined by the pressure of the electrode 1-1.
This is determined by the 4s'L phase difference of the waveform 41-3.

詳述すると電極1−1に対する電極1−3の波形が90
″位相進み状、態lこある時にはコンパレーター12の
出力(まオープン状態であるため、コンデンサ−4−3
の電位は一定のまま保持されているので、上記庖+t+
1iiIも一定となる。よって、この場合には上記コン
デンサ−5−111こ対する充放電動作も一定スピード
となり、フリップフロップを溝底するt/トゲ−)5−
14の出力も上記一定スピードで反ff1fるため、該
フリップフロッグの出力パルスの周波数が一定のまま保
持される。
To explain in detail, the waveform of electrode 1-3 with respect to electrode 1-1 is 90
``When the phase is advanced, the output of comparator 12 (because it is open, the capacitor 4-3 is
Since the potential of is held constant, the above +t+
1iiiI is also constant. Therefore, in this case, the charging/discharging operation for the capacitor 5-111 is also at a constant speed, causing the flip-flop to bottom out.
Since the output of 14 also inverts ff1f at the above-mentioned constant speed, the frequency of the output pulse of the flip-frog is kept constant.

該周波数は55MIC対1′る最も這い共振周波数の2
倍となる謙設定さnでJ′6り麦述のシフター6の作用
ζこて共振周波数とじで電極1−1.1−2  に伝わ
ることとなりS S Mはこの伏、標では一定の共振周
波数のまま躯、0保持さ几る。
The frequency is 2 of the lowest resonant frequency of 55 MIC vs. 1'.
At the lower setting n, which is doubled, the action of the shifter 6 described in J'6 ζ is transmitted to the electrode 1-1.1-2 at the iron resonance frequency, and S The body remains at the same frequency and remains at 0.

又、何らかの原因jこで二連の共振側1状悪、0)らづ
71第7図の如く?η劃側波よが共振点よりも低くなり
篭1甑1−1にズ1Tる庫銹1−3の波形が90″位相
進みよりも犬となると、コンパレーター12の出力はハ
イとなる七共にその期間がイヱ相I垣が太となるほど長
くなるf:め、コンデンサ−4−3は充電されその@位
も位相差カニ大(L、なる作高くなる。
Also, for some reason, the two resonance sides are in bad condition, as shown in Figure 7? When the side wave becomes lower than the resonance point and the waveform of 1-3 becomes more than 90" in phase, the output of comparator 12 becomes high. In both cases, the period becomes longer as the phase I fence becomes thicker, and the capacitor 4-3 is charged, and its phase difference becomes larger (L), and the output becomes higher.

よって、上記電流値もIも犬己なるため、上記フリップ
フロッグの出力周波数が)」加方向へ移行する。これに
で電極1−X、1−2への駆動波形の周波数が増大し、
駆動波形をj賃上の共振間e、故へ戻す。従って、′l
t極1−1と1−3の波形のイ立(l差も上記90’泣
相差へ戻るため、Jメ仮共仮駆!1171がなさrしる
。) 又、逆1こ駆動波形が共!1、黛周e、数よりも高<4
fつた場合には第7図の如< tM & i−1の波形
(こ対する電極1−3と波形が90’ (U ’f41
通みよりも小なるノテコンパレーター12のj11力は
ロウを示すと共にロウの!f/J IPii Iま上記
立!i差が入円なるほど透くなる。、大て)で、コンf
/ダ−4−3の放りこ設も」二足位相差1こ応じるもの
七ねiリニ1ンデンザ−4−= 3の電位も位tfj澄
が大となる鴎低Fし、−ヒ記屯召t(直Iも小となるの
で辷記フリノブフIニップの出力、tAl a数が低く
なる方向へ移行Tb、)(ニア7、に−Lメ1−1.1
−2  の駆即1周、′支故ら1氏F5駆4i/J周、
反攻が上記共振状態へ戻り、電極1−1と電極1−3へ
の波形も上記共振状憬となる。
Therefore, since both the current value and I are the same, the output frequency of the flip-flop moves in the positive direction. This increases the frequency of the drive waveform to electrodes 1-X and 1-2,
Return the drive waveform to the resonance interval e above j. Therefore, 'l
The difference between the waveforms of the t poles 1-1 and 1-3 (because the l difference also returns to the above-mentioned 90' phase difference, the J gear temporary drive! 1171 is generated.) Also, the inverse 1 drive waveform is Both! 1, Mayuzhou e, higher than the number <4
If the waveform of electrode 1-3 is 90' (U 'f41
The j11 power of Note Comparator 12, which is smaller than the general rule, shows the low and the low! f/J IPii I stand above! The more the i difference increases, the more transparent it becomes. , large), con f.
/Dar-4-3's thrown setting also responds to the two-leg phase difference by 1. (Near 7, to L Me 1-1.1
-2's drive immediately 1 lap, 1 Mr. F5 drive 4i/J lap,
The counterattack returns to the above-mentioned resonance state, and the waveforms to electrodes 1-1 and 1-3 also become the above-mentioned resonance state.

この様にvCOはその出力パルス周波数をフィルター4
のコンデンサー4−3の電位に応じて決定し、上述の如
く電極ITI、1−2 への駆動周波数を共振周波数へ
移行させるものである。
In this way, vCO filters its output pulse frequency to
is determined according to the potential of the capacitor 4-3, and shifts the driving frequency to the electrode ITI, 1-2 to the resonant frequency as described above.

同、共振周波数自体が環境変化等に影響され変化した場
合でも変化した共振周波数で・駆動され、た場合に電極
1−1.1−3 の位相差関係が90・となるものであ
り、上述の如く本発明では上記位相差関係を常に保つよ
う作動するので、変化した共振周波数に追従して安定駆
動されることとなる。
Similarly, even if the resonant frequency itself changes due to environmental changes, etc., the electrodes 1-1, 1-3 are driven at the changed resonant frequency, and the phase difference relationship between electrodes 1-1, 1-3 becomes 90. Since the present invention operates so as to always maintain the above-mentioned phase difference relationship, stable driving follows the changed resonance frequency.

又、SSMの駆動初期lこあっては、コンデンサー4−
3の電位がゼロであり、上記トランジスター5−2のコ
レクターには電流が流れることはないが、この場合lこ
は定電流源5−17にて規制される一定電流値−ごてコ
ンデンサー5−111こ対する充放電がなされる。該定
電流源5−171こよる充放電動作がなさ几た際の上記
7リツグフロツプの周波数は最も強い共振周e、数に一
番近い下方の共振周波数の2倍の周波数に対して直前の
周波数となる様上記定東流源5−17の電流値が設定さ
れでおり、こnlこでSSMは駆動を開始する。
Also, at the initial stage of SSM drive, capacitor 4-
3 is zero, and no current flows through the collector of the transistor 5-2; however, in this case, the current is a constant current value regulated by the constant current source 5-17. 111 cells are charged and discharged. When the constant current source 5-171 stops charging and discharging, the frequency of the seven logic flops is the strongest resonance frequency e, which is the frequency immediately before the frequency that is twice the lower resonance frequency closest to the number. The current value of the constant east current source 5-17 is set so that the current value of the constant east current source 5-17 is set so that the SSM starts driving at this point.

尚、上記周波数での駆動を開始した後には上述動作にて
位相差比較がなさ几徐々tこ周波数を上昇させ上記最も
強い共振周波数となる機制御される。
Incidentally, after starting driving at the above-mentioned frequency, no phase difference comparison is performed in the above-described operation, and the frequency is gradually increased to reach the above-mentioned strongest resonance frequency.

以上の様にvoo5はフエーイズコ/パレータ12及び
フィルター4の作用Iこヨリコンパレーター12への入
力信号の位相差がゼロ、即ち電極1−1と1−3への波
形が906位相進みの状態となる様5こその出力周波数
を変化させ、該出力パルスをシフター61こ入力する。
As described above, voo5 is in a state where the phase difference of the input signal to the phase co/parator 12 and filter 4 is zero, that is, the waveform to electrodes 1-1 and 1-3 is 906 phase advanced. The output frequency is changed as shown in Figure 5, and the output pulse is input to the shifter 61.

ばシフタ−6はvoo 5の出力パルスをそれでもvC
O5の出力パルスの周e、数Iこ対して半分の周波数を
有する0@と90@との2列系のパルスlこ変換して駆
動電極1−1.1−2 への駆動信号に変換する機能を
有する。
If the shifter 6 still outputs the output pulse of voo 5 as vC
A two-line series of pulses of 0@ and 90@ having half the frequency e and several I of the output pulse of O5 is converted into a drive signal to the drive electrode 1-1.1-2. It has the function of

即ち、例えば今vCOの出力パルスとして第9図Ca)
に示したものが出力されているとすると、クリップ70
ツブ6−4.6−5  は入力のそれぞれ立上り信号に
て出力が反転する様構戊されているので、7リツグフロ
ツプ6−4の出力は第9図(C)の如くなる。又、フリ
ップフロップ6−5にはインバーター6−68介してV
CO出力の反転パルスが入力されるため、フリップ70
ツブ6−5の出力は第9図(d)の如くなる。第9図(
C) (d)から明らかな1J口くシフターの各7リツ
プ7cIツブ6−4.6−5はそれぞれ位相が9011
シフトしたパルスであり、かつ入力パルスの1/2の周
波数のパルスを送出する。よって、VaOの周波数が上
記の如く最も強い共振周波数の2倍のM1改数の場合に
はシフターのフリップフロップはそれぞれ上記共振周波
数で、かつ位相が90@つれたパルスを送出し出力回路
7.8に伝入る。
That is, for example, as the output pulse of vCO now in Fig. 9 Ca)
If the output shown in is output, clip 70
Since the tubes 6-4, 6-5 are configured so that their outputs are inverted at each rising edge signal of the input, the output of the 7-rig flop 6-4 is as shown in FIG. 9(C). In addition, V is applied to the flip-flop 6-5 via an inverter 6-68.
Since the inverted pulse of the CO output is input, the flip 70
The output of the knob 6-5 is as shown in FIG. 9(d). Figure 9 (
C) Each of the 7 lip 7cI knobs 6-4, 6-5 of the 1J mouth shifter that is clear from (d) has a phase of 9011.
A pulse that is a shifted pulse and has a frequency 1/2 of the input pulse is sent out. Therefore, when the frequency of VaO is M1 modified twice the strongest resonant frequency as described above, the flip-flops of the shifter send out pulses at the resonant frequency and with a phase difference of 90@, respectively, to the output circuit 7. 8.

該出力回路は入力パルスをコイル10.llfこ伝える
ものであり、その詳細な説明は省略するが、該出力回路
を介したパルスがコイル10.11に伝わり、コイル1
0,11、電極1−1.1−2゜1−4の9作用fこて
該パルスと同一の周波数及び位相を有する正弦波(第2
図示)が電極1−1.1−2に印加されること七なりS
SMが上記共振周波数で駆動される。
The output circuit sends input pulses to coil 10. The detailed explanation will be omitted, but the pulse via the output circuit is transmitted to the coils 10 and 11, and the coil 1
0,11, electrode 1-1.1-2゜1-4 9 action f trowel A sine wave (second wave) with the same frequency and phase as the pulse
) is applied to electrode 1-1.1-2.
The SM is driven at the above resonant frequency.

〈効果〉 以上、詳述した如く、本発明tC係る超音波モーターの
駆動回路lこあってはモニター用4極の出力信号と駆動
用周改1圧との位相差関係が常に共振状態を衣わす位相
差関係となる様に駆動用周波電圧の周波数を決定してい
るので、超音波モーターを極めて簡単な構成lこで常l
こ共振状態に駆動も系るものである。
<Effects> As described in detail above, in the ultrasonic motor drive circuit according to the present invention tC, the phase difference relationship between the output signal of the 4 monitor poles and the drive cycle voltage 1 always remains in a resonant state. Since the frequency of the driving frequency voltage is determined so as to have a phase difference relationship, the ultrasonic motor can be constructed in an extremely simple manner.
Drive is also related to this resonance state.

又、本夾j例ではvCOからの出カフil−直接フリッ
プ70ツ7’6−4+こ伝えると共にインバーター6−
6を介しC7ψノブフロップ6−51こ伝えでいるか、
フリップフロップ6−5を立下り信号に同期してその出
力を反転させる様iこした場合fこは上記インバーター
6−6を設ける必要がない。
Also, in this example, the output from the vCO is directly transmitted to the flip 70x7'6-4+ and the inverter 6-
Is the C7ψ knob flop 6-51 transmitted through 6?
If the output of the flip-flop 6-5 is inverted in synchronization with the falling signal, there is no need to provide the inverter 6-6.

又、VOOy:)zらの出力パルスをバイナリ−カウン
ターで分周し、分周山刃のロジックを取ることにで上記
v00出力パルスのうち奇数のパルス列と偶数のパルス
列を得これらのパルス列をそれぞれフリップ70ツブ6
−4.6−57こ伝える様lこしでもシフター6から9
0°位相の異なるパルスを得ることが出来る。
In addition, by frequency-dividing the output pulses of VOOy:)z etc. using a binary counter and using the logic of the dividing peak, we obtain odd-numbered pulse trains and even-numbered pulse trains among the v00 output pulses and flip these pulse trains respectively. 70 Tsubu 6
-4.6-57 How to convey this l Koshidemo shifter 6 to 9
Pulses with different phases of 0° can be obtained.

又、VaO出力パルスの一周の整数倍ごとに7リツプ7
0ッグ6−4の出力を反転させると共1こ上記整数倍の
)@期lこ対する半周期におけるvCO出力の変化信号
によりフリツプフロツプ6−5の出刃を反転する様にし
τも90’[mの異なる信号を得ることが出来るもので
あり、この回g6vc。
Also, for every integer multiple of one cycle of the VaO output pulse, 7 rip 7
By inverting the output of the flip-flop 6-4 and inverting the output of the flip-flop 6-5 by the change signal of the vCO output in the half period opposite to the period (which is an integer multiple of 1 or more), τ is also 90'[ It is possible to obtain m different signals, and this time g6vc.

出力8分周した上ロジックを取ることにC!!現出来る
ものである。
C to take the logic after dividing the output by 8! ! It is something that can be realized.

又、果鳳例では電極1−1と電極1−3は9.0゜づれ
た位置に配しでいるが、WLL123を電極1−目こ対
して任意の位It(例えばうずれた位r1t)に配した
場合における共振状態での電極1−1と電極1−3との
波形の位相差も酬となるため、フエーイズコンパレータ
ーの入力波形の差が00となる球制御し電極1−1.1
−2 への駆動周波数を調定すれば良いものである。
In addition, in the Kaho example, electrode 1-1 and electrode 1-3 are arranged at positions offset by 9.0 degrees, but WLL123 is placed at an arbitrary position It (for example, at a shifted position r1t) with respect to electrode 1-1. ), the phase difference between the waveforms of electrode 1-1 and electrode 1-3 in the resonance state also acts as a compensator. 1.1
It is sufficient to adjust the driving frequency to −2.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第1図は超音波モーターの固定子の成極形状を示す説明
図2.窮2図(a) 、 (b)は超音波モーターの駆
動波形及び出力波形を示f彼形図、2窮3図は本発明に
係る超音波モーターの一実施例を示すブロック図、第4
図は第3図示のコンパレーター12の構成を示すブロッ
ク図、第5図(a) 、 (b)。 (C)は=/ハレーター12の動作を説明するための波
形図、第6図(a) 、 Cb) 、 (C) 、 (
d) 、 (e)は第3図示の回路の動作を説明する波
形図、第7図はモーターの特性を示す特性図、第8図は
第3図示のモーターの具体的+il成を示す回路図、第
9図(a)〜(d)は第8図のシフターの動作5:説明
する波形図である。 5・・・VCO6・・・シフター 12・・・7工−イズゴンバレーター 特許出顧人  キャノン株式会社 冨5図
Figure 1 is an explanatory diagram showing the polarization shape of the stator of an ultrasonic motor. Figure 2 (a) and (b) are cross-sectional diagrams showing the drive waveform and output waveform of the ultrasonic motor, Figure 2 and 3 are block diagrams showing one embodiment of the ultrasonic motor according to the present invention, and Figure 4
The figure is a block diagram showing the configuration of the comparator 12 shown in FIG. 3, and FIGS. 5(a) and 5(b). (C) is a waveform diagram for explaining the operation of the halator 12, Figure 6 (a), Cb), (C), (
d), (e) are waveform diagrams explaining the operation of the circuit shown in Figure 3, Figure 7 is a characteristic diagram showing the characteristics of the motor, and Figure 8 is a circuit diagram showing the specific +il configuration of the motor shown in Figure 3. , FIGS. 9(a) to 9(d) are waveform diagrams illustrating operation 5 of the shifter in FIG. 8. 5...VCO6...Shifter 12...7 - Izugon Valator Patent Supplier: Canon Co., Ltd. Tomi 5

Claims (1)

【特許請求の範囲】 電気−機械エネルギー変換素子に互に位相の異なる周波
電圧を印加することにて固定子表面に進行性振動波を発
生させ、該振動波にてローターを駆動する超音波モータ
ーにおいて 前記超音波モーターの駆動状態を検知するモニター用電
極を配すると共に該モニター電極の出力信号と前記駆動
用周波電圧との位相差の所定位相差からのずれを検知す
る比較回路と、該比較回路出力に基づいて前記駆動用の
周波電圧の周波数を決定する周波数決定回路とを設け、
前記位相差が前記所定位相差関係となる様周波電圧の周
波数制御を行なうことを特徴とする超音波モーターの駆
動回路。
[Claims] An ultrasonic motor that generates progressive vibration waves on the surface of a stator by applying frequency voltages with different phases to electric-mechanical energy conversion elements, and drives a rotor with the vibration waves. a comparison circuit disposed with a monitoring electrode for detecting a driving state of the ultrasonic motor and detecting a deviation of a phase difference between an output signal of the monitoring electrode and the driving frequency voltage from a predetermined phase difference; and a frequency determining circuit that determines the frequency of the driving frequency voltage based on the circuit output,
A drive circuit for an ultrasonic motor, characterized in that frequency control is performed on a frequency voltage such that the phase difference has the predetermined phase difference relationship.
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