JPS6277085A - Drive controlling method for brushless dc motor - Google Patents
Drive controlling method for brushless dc motorInfo
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- JPS6277085A JPS6277085A JP60215579A JP21557985A JPS6277085A JP S6277085 A JPS6277085 A JP S6277085A JP 60215579 A JP60215579 A JP 60215579A JP 21557985 A JP21557985 A JP 21557985A JP S6277085 A JPS6277085 A JP S6277085A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/06—Arrangements for speed regulation of a single motor wherein the motor speed is measured and compared with a given physical value so as to adjust the motor speed
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- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
(産業上の利用分野)
本発明は、例えば自動車の燃料供給ポンプを駆動さゼる
ために用いられるブラシレス直流モータの駆動制御方法
に関づる。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (Field of Industrial Application) The present invention relates to a method for controlling the drive of a brushless DC motor used, for example, to drive a fuel supply pump of an automobile.
(従来の技術)
従来、一般にブラシレス直流モータの各相コイルに接続
されたトランジスタ等のスイッチング作動により各相コ
イルに順次駆動′直流を通電してロータを回転させる駆
動制御方法においては、ロータの磁極位置を検出し、該
検出!a極位置に従って上記トランジスタを順次スイッ
チングさせ、各相コイルに順次、駆動電流を通電してロ
ータを回転させるものである。ロータの磁極位置検出方
法として、例えばホール素子等の電気検出センサを使用
する方法などが、株式会社技術調査会発行の「メカトロ
ブックス・1最先端の制…1用七−タ」などに記載され
、公知技術になっている。その他に磁極位置検出センサ
などを使用しないブラシレス直流モータの制御方法があ
る。例えば、アメリカ合衆国のゼネラルモーターズから
発行された「SへE Technical Pap
er 5eriesJ 8 4 0 4 4 5
号P59に記載されているように、各相コイルに発生す
る逆起電力を検出して該逆起電力をロジックレベル信号
に変換した信号を遅延させることなくそのままのタイミ
ングでロータの磁極位置検出信号として用いる方法であ
り、上記ロータの磁極位置検出信号を前記トランジスタ
の駆動信号に変換し、トランジスタをオン状態にして各
相コイルに順次・駆動電流を通電させロータを回転させ
る制御方法が示されている。(Prior Art) Conventionally, in a drive control method in which each phase coil of a brushless DC motor is sequentially driven by the switching operation of a transistor or the like connected to each phase coil, the rotor is rotated by applying direct current. Detect the location and detect the location! The transistors are sequentially switched according to the a-pole position, and a drive current is sequentially applied to each phase coil to rotate the rotor. As a method of detecting the magnetic pole position of the rotor, for example, a method of using an electrical detection sensor such as a Hall element is described in "Mechatro Books 1 Cutting-Edge Control...1 7-Ta" published by Gijutsu Kenkyukai Co., Ltd. , has become a publicly known technology. In addition, there is a method of controlling a brushless DC motor that does not use a magnetic pole position detection sensor or the like. For example, "S to E Technical Pap" issued by General Motors of the United States.
er 5eriesJ 8 4 0 4 4 5
As described in No. P59, the back electromotive force generated in each phase coil is detected and the back electromotive force is converted into a logic level signal, and the rotor magnetic pole position detection signal is generated at the same timing without delay. This method is used as a control method in which the magnetic pole position detection signal of the rotor is converted into a drive signal for the transistor, the transistor is turned on, and a drive current is sequentially applied to each phase coil to rotate the rotor. There is.
(発明が解決しようとする問題点)
上記従来のように、逆起電力を検出してロータの磁極位
置信号を生成し、該磁極位置信号を遅延さけることなく
そのままのタイミングで通電相切換信号すなわち、トラ
ンジスタを駆動させる駆動信号として使用し、各相コイ
ルに順次、駆動電流を通電させる方法においては、逆起
電力の波高値がロータの回転速度に対応して変化するこ
と、及び逆起電力波形の立ち下がりが急であることなど
から、上記信号を得るためのスレッシュホールドレベル
を変えることが出来ず、そのため、駆動信号を前記トラ
ンジスタに印加するタイミングを変化させることができ
ない。(Problems to be Solved by the Invention) As in the above-mentioned conventional method, a back electromotive force is detected to generate a rotor magnetic pole position signal, and the magnetic pole position signal is outputted at the same timing as the energized phase switching signal, that is, without delay. In the method of using the drive signal as a drive signal to drive a transistor and sequentially passing the drive current to each phase coil, the peak value of the back electromotive force changes in accordance with the rotational speed of the rotor, and the waveform of the back electromotive force changes. Because of the steep fall of the signal, it is not possible to change the threshold level for obtaining the signal, and therefore the timing at which the drive signal is applied to the transistor cannot be changed.
ところで、ブラシレス直流モータの各相に順次駆動電流
を通電し、ロータを回転させる際の最適な通電相切換タ
イミング、すなわち、ブラシレス直流モータからトルク
を効率良く出力ざゼるための通電相切換タイミングは、
ブラシレス直流モータの種類が異なる毎に変化するため
、各相コイルから検出された逆起電力をスレッシュホー
ルドして得られた前記駆動信号によって通電相を切換え
た場合、必ずしもブラシレス直流上−夕の出力特性を最
良にさせることができない、すなわち、通電相切換タイ
ミングを可変にすることが必要であるという問題があっ
た。By the way, what is the optimal energizing phase switching timing when sequentially applying drive current to each phase of a brushless DC motor to rotate the rotor, that is, the energizing phase switching timing to efficiently output torque from the brushless DC motor? ,
Since this changes depending on the type of brushless DC motor, if the energized phase is switched using the drive signal obtained by thresholding the back electromotive force detected from each phase coil, the output of the brushless DC upper and lower currents does not necessarily change. There is a problem in that the characteristics cannot be optimized, that is, it is necessary to make the energization phase switching timing variable.
そこで本発明にJ3いては、各相コイルに発生する逆起
電力を検出して所定のレベルでスレッシュホールドし、
さらに、ブラシレス直流モータの特性に応じて設定され
た可変の遅延時間で遅延させた信号を駆動信号として用
いることによってブラシレス直流モータの出力特性に対
応して通電相切換タイミングを最適に設定し、ブラシレ
ス直流モータの出力効率を最良にさせることを解決すべ
き技術的課題とするものである。Therefore, in the present invention, J3 detects the back electromotive force generated in each phase coil and thresholds it at a predetermined level.
Furthermore, by using a signal delayed by a variable delay time set according to the characteristics of the brushless DC motor as a drive signal, the energizing phase switching timing can be optimally set according to the output characteristics of the brushless DC motor, and the brushless The technical problem to be solved is to maximize the output efficiency of a DC motor.
(問題点を解決するための手段)
上記課題解決のための技術的手段は、ブラシレス直流モ
ータの駆動制御方法を、ブラシレス直流モータの各相コ
イルに発生する逆起電力を検出し、該逆起電力をスレッ
シュホールドして得られた信号を調整可能な所定時間遅
延させて遅延信号を生成し、該遅延信号を次相コイルに
駆動電流を切換通電させるためのスイッチング素子の駆
動信号として用いるようにしたことである。(Means for solving the problem) The technical means for solving the above problem is to improve the drive control method of a brushless DC motor by detecting the back electromotive force generated in each phase coil of the brushless DC motor. A signal obtained by thresholding the power is delayed by an adjustable predetermined time to generate a delayed signal, and the delayed signal is used as a driving signal for a switching element for switching the driving current to the next phase coil. That's what I did.
(実施例) 次に本発明の一実施例を図面に従って説明する。(Example) Next, one embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
第1図は、ロータの周面に永久磁石でS、N、S。Figure 1 shows permanent magnets on the circumferential surface of the rotor.
N極に着磁された3相のブラシレス直流モータが時J1
方向に回転した場合の各相コイルに発生する逆起電力の
波形をロータの回転角度に対応して示したものである。When a 3-phase brushless DC motor magnetized to the N pole is
The waveform of the back electromotive force generated in each phase coil when the rotor rotates in this direction is shown in correspondence to the rotation angle of the rotor.
図に示づように、第1桁コイルに発生する逆起電力は、
ロータの回転開始基準位置を0°としてロータの回転角
がO°〜90’の範囲で正の逆起電力が発生し、90°
〜180゜の範囲においては負の逆起電力が、また18
0゜〜270°の範囲においては正の逆起電力が、さら
に270°〜360’の範囲にd3いては負の逆起電力
が発生する。As shown in the figure, the back electromotive force generated in the first digit coil is
A positive back electromotive force is generated when the rotation angle of the rotor is in the range of 0° to 90', assuming that the rotation start reference position of the rotor is 0°.
In the range of ~180°, there is a negative back electromotive force, and 180°
A positive back electromotive force is generated in the range of 0° to 270°, and a negative back electromotive force is generated in the range of 270° to 360' d3.
一方、第■相コイルに発生する逆起電力波形は、前記第
1桁コイルの逆起電力波形とはと/νど近似し、第■相
コイルの逆起電力波形の正・負ピークよりそれぞれ60
°遅れた回転角において正負それぞれのピークが示され
る波形となる。On the other hand, the back electromotive force waveform generated in the phase II coil is similar to the back electromotive force waveform of the first digit coil, and is smaller than the positive and negative peaks of the back electromotive force waveform of the phase II coil, respectively. 60
The waveform has positive and negative peaks at rotation angles delayed by °.
ざらに、第■相コイルに発生ずる逆起電力波形は、前記
第1桁コイル及び第■相コイルに発生ずる逆起電力波形
と近似し、第■相コイルの逆起電力波形の正・負ピーク
よりそれぞれ60°dれた回転角において正負ぞれぞれ
のピークが示される波形となる。Roughly speaking, the back electromotive force waveform generated in the phase II coil is similar to the waveform of the back electromotive force generated in the first digit coil and the phase II coil, and the positive and negative waveforms of the back electromotive force waveform of the phase II coil are similar. The waveform has positive and negative peaks at rotation angles that are 60°d from the peak.
次に、第2図に示すブラシレス直流モータの駆動制御回
路について説明する。Next, a drive control circuit for the brushless DC motor shown in FIG. 2 will be explained.
前記3相のブラシレス直流モータの電源となる例えばバ
ッテリからの電圧子Bが各相コイルCL1、C10,C
10のそれぞれの一端に印加されるように接続される。For example, a voltage element B from a battery, which serves as a power source for the three-phase brushless DC motor, is connected to each phase coil CL1, C10, C.
10 are connected to one end of each.
また、第1相コイルCL1の他端にはNPN型のトラン
ジスタTR1のコレクタが、また、第■相コイルCL
2の他端には同型の1−ランジスタTR2のコレクタが
、ざらに第■相コイルCL3の他端には同型のトランジ
スタ1” R3のコレクタがそれぞれ接続される。一方
、それぞれのトランジスタTR1,TR2,TR3のエ
ミッタは前記バッテリの○ボルトGNDに接続される。Further, the collector of the NPN type transistor TR1 is connected to the other end of the first phase coil CL1, and the collector of the NPN type transistor TR1 is connected to the other end of the first phase coil CL1.
The collector of a 1-transistor TR2 of the same type is connected to the other end of the transistor TR2 of the same type, and the collector of a transistor 1''R3 of the same type is connected to the other end of the phase coil CL3. , TR3 are connected to the ○ volt GND of the battery.
従ってトランジスタTR1のベースに論理信号「1」に
相当する駆動信号が印加されスイッチングオン状態にな
ると、第■相コイルCし1に駆動電流が通電され、また
、同様にしてTR2がスイッチングオン状態になると第
■相コイルCl−2に駆動電流が通電され、さらに、同
様にしてTR3がスイッチングオン状態になると第■相
コイルCL3に駆動電流が通電される。Therefore, when a drive signal corresponding to the logic signal "1" is applied to the base of the transistor TR1 and the transistor TR1 is switched on, a drive current is applied to the phase coil C1, and in the same way, TR2 is switched on. Then, a drive current is applied to the second phase coil CL-2, and similarly, when TR3 is switched on, a drive current is applied to the second phase coil CL3.
第■相コイルCL1の検出電圧はコンパレータC0M1
の反転入力端子に入力され、一方、非反転入力端子には
制御電圧Vccを抵抗R1とR2で分圧した電圧がスレ
ッシュホールド電圧VREFとして印加される。第■相
コイルCL2の検出電圧はコンパレータC0M2の反転
入力端子に入力され、一方、非反転入力端子には前記ス
レッシュホールド電圧VREFが印加される。さらに、
第■相コイルCL3の検出電圧はコンパレータC○M3
の反転入力端子に入力され、一方、非反転入力端子には
前記スレッシュホールド電圧VREFが印加される。The detected voltage of the phase ■ phase coil CL1 is the comparator C0M1
On the other hand, a voltage obtained by dividing the control voltage Vcc by resistors R1 and R2 is applied to the non-inverting input terminal as a threshold voltage VREF. The detected voltage of the second phase coil CL2 is input to the inverting input terminal of the comparator C0M2, while the threshold voltage VREF is applied to the non-inverting input terminal. moreover,
The detection voltage of the phase ■ phase coil CL3 is the comparator C○M3
, and the threshold voltage VREF is applied to the non-inverting input terminal.
なお、それぞれのコンパレータC0M1.C0M2.C
0M3は、各相コイルCL1.Cl−2゜C10の検出
電圧がスレッシュホールド電圧VRE「より低い状態に
おいてハイレベルの信号、例えば論理信号「1」を出力
するタイプのコンパレータが用いられる。Note that each comparator C0M1. C0M2. C
0M3 is each phase coil CL1. A type of comparator is used that outputs a high level signal, for example, a logic signal "1" when the detection voltage of Cl-2°C10 is lower than the threshold voltage VRE.
それぞれのコンパレータC0M1.C0M2゜C0M3
からの前記論理信号「1」の出力信号は、それぞれのデ
ィレィ回路[)TI、DT2.DT3に入力され、例え
ばミリ秒の時間単位で遅延される。ディレィ回路DTI
から出力された遅延信号は2個のNORゲートで回路構
成されたフリップフロップFF1のセラ1〜端子に印加
されるとともに、同様のゲーl−で回路構成されたフリ
ップフロップFF2のリセット端子に印加される。また
、ディレィ回路DT2から出力された遅延信号は上記フ
リップ70ツブFF2のセット端子に印加されるととも
に、フリップフロップFF3のリセット端子に印加され
る。さらに、ディレィ回路DT3から出力された遅延信
号は上記フリップフロップFF3のけツ1へ端子に印加
されるとともに、前記フリップフロップFFIのリセッ
ト端子に印加される。Each comparator C0M1. C0M2゜C0M3
The output signal of the logic signal "1" from the respective delay circuits [)TI, DT2 . The signal is input to DT3 and is delayed by, for example, a millisecond time unit. Delay circuit DTI
The delay signal outputted from the circuit is applied to the cell 1 terminal of the flip-flop FF1, which is configured with two NOR gates, and is also applied to the reset terminal of the flip-flop FF2, which is configured with a similar gate circuit. Ru. Further, the delay signal output from the delay circuit DT2 is applied to the set terminal of the flip-flop FF2, and is also applied to the reset terminal of the flip-flop FF3. Further, the delay signal output from the delay circuit DT3 is applied to the terminal of the flip-flop FF3 and the reset terminal of the flip-flop FFI.
上記構成によるフリップフロップFF1.FF2、F「
3は、それぞれのセット端子に論理信号rlJが印加さ
れた場合に出力信号は論理信号rOJどなる。従って、
上記セット端子に論理信号「1」が印加された場合、フ
リップフロップF・ 「7の出力端子に抵抗R3を介
して接続されたトランジスタTRIはカントオフされる
。また、上記同様にノリツブフロップFF2の出力端子
に抵抗R4を介して接続されたトランジスタTR2はカ
ッ1−オフされ、さらに、フリップフロップFF3の出
力端子に抵抗R5を介して接続された1〜ランジスタ丁
R3ちまたカッ1−オフされる。Flip-flop FF1 with the above configuration. FF2, F"
3, when the logic signal rlJ is applied to each set terminal, the output signal becomes the logic signal rOJ. Therefore,
When the logic signal "1" is applied to the set terminal, the transistor TRI connected to the output terminal of the flip-flop F7 via the resistor R3 is canted off. The transistor TR2 connected to the output terminal via the resistor R4 is turned off, and the transistors R3 connected to the output terminal of the flip-flop FF3 via the resistor R5 are also turned off.
一方、フリップフロップFFI、FF2.FF3は、そ
れぞれのリセット端子に論理信号「1」が印加された場
合に論理信号「1」を出力し、その結果、前記トランジ
スタTR1,TR2,TR3はそれぞれオン状態になり
、各相コイルCL1゜C10,C10のそれぞれに駆動
電流が通電される。On the other hand, flip-flops FFI, FF2. FF3 outputs a logic signal "1" when a logic signal "1" is applied to each reset terminal, and as a result, the transistors TR1, TR2, and TR3 are respectively turned on, and each phase coil CL1° A drive current is applied to each of C10 and C10.
次に、上記ブラシレス直流モータの駆動制御回路の作用
を説明する。今、トランジスタTRIがオン状態で第■
相コイルCL1に駆動電流が通電され、前記第1図に示
したような逆起電力が発生している場合、コンパレータ
C0M1は、第■相コイルCL1から検出した逆起電力
がスレッシュホールド電圧VREFより低下した瞬間に
、第3図に示すように、実線で示すP1信号の出力を開
始すると同時に、P1信号をディレィ回路DT1に入力
させて予め設定された所定時間tだけ遅延さける。従っ
てディレィ回路DTIから出力された信号はディレィ回
路1〕T1で設定された可変設定時間tだけ遅延された
第3図のP2信号となる。Next, the operation of the drive control circuit for the brushless DC motor will be explained. Now, with transistor TRI in the on state,
When a drive current is applied to the phase coil CL1 and a back electromotive force as shown in FIG. As shown in FIG. 3, at the moment of the drop, the output of the P1 signal indicated by the solid line is started, and at the same time, the P1 signal is input to the delay circuit DT1 to delay it by a preset predetermined time t. Therefore, the signal output from the delay circuit DTI becomes the P2 signal shown in FIG. 3, which is delayed by the variable setting time t set by the delay circuit 1]T1.
ディレィ回路DTIから上記遅延信号P2の出力が開始
されるとフリップフロップFFIはセットされ、フリッ
プフロップFF2はリセットされるため、トランジスタ
TRIはカッ1〜オフ状態になり、同時にトランジスタ
TR2はオン状態になって、通電相が第1組から第■相
に切換えられる。When the output of the delay signal P2 is started from the delay circuit DTI, the flip-flop FFI is set and the flip-flop FF2 is reset, so the transistor TRI goes into the cut-off state, and at the same time, the transistor TR2 goes into the on state. Then, the energized phase is switched from the first set to the second phase.
この瞬間、コンパレータCOMIの反転入力端子に印加
される電圧はスレッシュホールド電圧VREFより高く
なるため、コンパレータCOMIの出力信号は「0」に
なって、第3図に示すように信号P1は立ち下がり、時
間を後に信号P2も立ち下がる。At this moment, the voltage applied to the inverting input terminal of the comparator COMI becomes higher than the threshold voltage VREF, so the output signal of the comparator COMI becomes "0" and the signal P1 falls as shown in FIG. After a certain period of time, the signal P2 also falls.
次に、コンパレータC0M2は、第■相コイルCL 2
から検出した逆起電力がスレッシュホールド電圧VRE
Fより低下した瞬間に、第3図の実線で示ずP3信号の
出力を開始する。該P3信号はディレィ回路DT2に入
力され、ディレィ回路DT2で設定された可変時間tだ
け遅延される。Next, the comparator C0M2 selects the second phase coil CL 2
The back electromotive force detected from the threshold voltage VRE
At the moment when the voltage drops below F, output of the P3 signal (shown by the solid line in FIG. 3) is started. The P3 signal is input to the delay circuit DT2, and is delayed by a variable time t set by the delay circuit DT2.
ディレィ回路DT2で遅延された信号は第3図において
P4で示された信号となる。The signal delayed by the delay circuit DT2 becomes a signal indicated by P4 in FIG.
ディレィ回路DT2から上記遅延信号P4の出力が開始
されると、フリップフロップFF2はセットされ、ノリ
ツブフロップFF3はりセラ1−されるため、トランジ
スタTR2はカットオフ状態になり、同時にトランジス
タTR3はオン状態になって通電相が第■相に切換えら
れる。When the output of the delay signal P4 is started from the delay circuit DT2, the flip-flop FF2 is set and the control flop FF3 is turned on, so that the transistor TR2 is cut off and at the same time, the transistor TR3 is turned on. , the energized phase is switched to phase (■).
この瞬間、コンパレータC0M2の反転入力端子に印加
される電圧はスレッシュボールド電圧VREFより高く
なるため、コンパレータC0M2の出力信号はrOJに
なって、信@P3は立ち下がり、時間を後に信号24も
立ち下がる。At this moment, the voltage applied to the inverting input terminal of comparator C0M2 becomes higher than the threshold voltage VREF, so the output signal of comparator C0M2 becomes rOJ, signal @P3 falls, and after some time, signal 24 also falls. .
通電相が第■相から第■相に切換えられ、コンパレータ
C0M3が第■相コイルCL3から検出した逆起電力が
スレッシュホールド電圧VREFより低下した瞬間に、
コンパレータC0M3は第3図の実線で示すP5信号の
出力をU「始する。該P5信号はディレィ回路DT3に
入力され、ディレィ回路DT2で設定された可変時間t
だけ遅延される。ディレィ回路DT2で遅延された信号
は第3図においてP6で示された信号となる。At the moment when the current-carrying phase is switched from the phase ■ to the phase ■, and the back electromotive force detected by the comparator C0M3 from the phase ■ coil CL3 falls below the threshold voltage VREF,
The comparator C0M3 starts outputting the P5 signal indicated by the solid line in FIG.
will only be delayed. The signal delayed by the delay circuit DT2 becomes a signal indicated by P6 in FIG.
ディレィ回路DT3から上記遅延信号P6の出力が開始
されるとフリップフロップFF3はレットされ、フリッ
プフロップFF1はリセットされるため、]・ラランジ
ッタTRはカットオフ状態になり、同時にトランジスタ
TRIはオン状態になって、通電相が第■相から第1組
に切換えられる。When the output of the delay signal P6 is started from the delay circuit DT3, the flip-flop FF3 is turned off and the flip-flop FF1 is reset, so that the Laran jitter TR is cut off and at the same time the transistor TRI is turned on. Then, the energized phase is switched from the phase (2) to the first set.
この瞬間、コンパレータC0M3の反転入力端子に印加
される電圧はスレッシュホールド電圧VREFより高く
なるため、コンパレータC0M3の出力信号はrOJに
なって信号P5は立ち下がり、時間を後に信号P6も立
ち下がる。At this moment, the voltage applied to the inverting input terminal of the comparator C0M3 becomes higher than the threshold voltage VREF, so the output signal of the comparator C0M3 becomes rOJ, the signal P5 falls, and after some time, the signal P6 also falls.
以上のように、通電相のコイルから検出した逆起電力が
スレッシュホールド電圧より低下したとぎにコンパレー
タから出力された前記論理信号P1、P3.P5を可変
時間tで遅延させた前記遅延信号P2.P4.P6をフ
リップフロップFF1、FF2.FF3を介して1〜ラ
ンジスタTR1゜TR2,TR3を駆動さける駆動信号
とした場合、それぞれディレィ回路DTI、D丁2.D
T3で設定される可変時間tを調節することによって各
相コイルに駆動電流を通電さU゛るタイミングを任意に
調整することが出来る。As described above, the logic signals P1, P3. The delayed signal P2.P5 is delayed by a variable time t. P4. P6 is connected to flip-flops FF1, FF2 . When a drive signal is used to drive transistors 1 to TR1, TR2, and TR3 via FF3, delay circuits DTI, D2, and TR3 are respectively used. D
By adjusting the variable time t set by T3, the timing at which the drive current is applied to each phase coil can be arbitrarily adjusted.
なお、ブラシレス直流モータを起動さじる場合、図示し
ない起動回路によって起動さけるものとし、各相コイル
から第1図に示すような逆起電力が発生されたときから
、本実施例の制御回路によりブラシレス直流モータを制
御するものとする。When starting the brushless DC motor, a starting circuit (not shown) is used to avoid starting the brushless DC motor, and from the time when a back electromotive force as shown in Fig. 1 is generated from each phase coil, the brushless DC motor is started by the control circuit of this embodiment. Assume that a DC motor is to be controlled.
(発明の効果)
以上のように本発明によれば、各相コイルに発生する逆
起電力を検出して所定のレベルでスレッシュボールドし
、さらに、ブラシレス直流モータの特性に応じて設定さ
れた可変遅延時間て゛遅延させた信号を通電相を切換え
るための通電相切換信号どして用いることによって、ブ
ラシレス直流モータの出力特性に対応して通電相切換タ
イミングを最適に設定することができるため、ブラシレ
ス直流モータの出力効率を最良の状態にさせる効果があ
る。(Effects of the Invention) As described above, according to the present invention, the back electromotive force generated in each phase coil is detected and thresholded at a predetermined level. By using a signal delayed by the delay time as the energized phase switching signal for switching the energized phase, the energized phase switching timing can be optimally set according to the output characteristics of the brushless DC motor. This has the effect of optimizing the output efficiency of the DC motor.
第1図は3相ブラシレス直流モータの各相コイルの逆起
電力波形図、第2図は本発明の一実施例のブラシレス直
流モータ駆動制御回路、第3図は第2図の直流モータ駆
動制御回路で生成される信号波形図である。
CLI・・・第■相コイル
Cl3・・・第■相コイル
C10・・・第■相コイルFig. 1 is a back electromotive force waveform diagram of each phase coil of a three-phase brushless DC motor, Fig. 2 is a brushless DC motor drive control circuit according to an embodiment of the present invention, and Fig. 3 is a DC motor drive control circuit of Fig. 2. FIG. 3 is a signal waveform diagram generated by the circuit. CLI: ■Phase coil Cl3: ■Phase coil C10: ■Phase coil
Claims (1)
各相コイルに順次駆動電流を通電しロータを回転させる
際に、前記各相コイルの逆起電力を検出し、該逆起電力
をスレッシュホールドして得られた信号を調整可能な所
定時間遅延させて遅延信号を生成し、該遅延信号を次相
コイルに駆動電流を切換通電させるための通電相切換信
号として使用することを特徴とするブラシレス直流モー
タの駆動制御方法。When the switching element is activated to sequentially apply a drive current to each phase coil of the brushless DC motor to rotate the rotor, the back electromotive force of each phase coil is detected, and the back electromotive force is thresholded. Driving a brushless DC motor characterized in that the delayed signal is generated by delaying the signal by an adjustable predetermined time, and the delayed signal is used as an energization phase switching signal for switching the drive current and energizing the next phase coil. Control method.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60215579A JPS6277085A (en) | 1985-09-27 | 1985-09-27 | Drive controlling method for brushless dc motor |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60215579A JPS6277085A (en) | 1985-09-27 | 1985-09-27 | Drive controlling method for brushless dc motor |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6277085A true JPS6277085A (en) | 1987-04-09 |
Family
ID=16674773
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP60215579A Pending JPS6277085A (en) | 1985-09-27 | 1985-09-27 | Drive controlling method for brushless dc motor |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6277085A (en) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH01283004A (en) * | 1988-05-02 | 1989-11-14 | Nippon Steel Corp | Control method and device for brushless motor |
JPH03222689A (en) * | 1990-01-25 | 1991-10-01 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Brushless motor driver |
JPH0454893A (en) * | 1990-06-20 | 1992-02-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Commutatorless dc motor |
-
1985
- 1985-09-27 JP JP60215579A patent/JPS6277085A/en active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH01283004A (en) * | 1988-05-02 | 1989-11-14 | Nippon Steel Corp | Control method and device for brushless motor |
JPH03222689A (en) * | 1990-01-25 | 1991-10-01 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Brushless motor driver |
JPH0454893A (en) * | 1990-06-20 | 1992-02-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Commutatorless dc motor |
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