JPS6264289A - Rotor position detecting method for brushless dc motor - Google Patents
Rotor position detecting method for brushless dc motorInfo
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- JPS6264289A JPS6264289A JP60202301A JP20230185A JPS6264289A JP S6264289 A JPS6264289 A JP S6264289A JP 60202301 A JP60202301 A JP 60202301A JP 20230185 A JP20230185 A JP 20230185A JP S6264289 A JPS6264289 A JP S6264289A
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- H02P6/182—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements using back-emf in windings
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、磁石回転子を有する無刷子直流電動機(以下
モータと略す)を磁石回転子の回転によって電機子巻線
に発生する誘起電圧を利用して駆動せしめる制御装置に
あって、誘起電圧から磁石回転子の位置を検出する為の
方法に係るものである。Detailed Description of the Invention [Field of Industrial Application] The present invention provides a brushless direct current motor (hereinafter abbreviated as a motor) having a magnet rotor, in which the induced voltage generated in the armature winding due to the rotation of the magnet rotor is reduced. The present invention relates to a method for detecting the position of a magnet rotor from an induced voltage in a control device that uses the magnet rotor to drive the magnet.
従来、この種のモータの駆動を行う制御装置の磁石回転
子の位置検出手段で、モータ内にホール素子等の磁気検
出手段を施すものでは、構造上及び製造上の複雑さや耐
熱性の問題が有り、これ等の問題を解決する為に、モー
タの磁石回転子の回転によって非通電状態にある電機子
巻線に発生する誘起電圧を利用する方法が数多く提案さ
れている。Conventionally, the magnetic rotor position detection means of the control device that drives this type of motor, which uses a magnetic detection means such as a Hall element inside the motor, has problems with structural and manufacturing complexity and heat resistance. In order to solve these problems, many methods have been proposed that utilize the induced voltage generated in the armature winding in a non-energized state due to the rotation of the magnet rotor of the motor.
その中のひとつに、モータの三相電機子巻線を星形結線
した中性点から誘起電圧を得て、該誘起電圧の振幅変化
の信号を電気角で90°位相を遅らせた上で振幅の中央
でコンパレートして位置検出信相を得る方法が提案され
ている。One of them is to obtain the induced voltage from the neutral point of the star-connected three-phase armature windings of the motor, and to obtain the amplitude change signal of the induced voltage after delaying the phase by 90 degrees in electrical angle. A method has been proposed in which the position detection signal phase is obtained by comparing at the center of the signal.
その例を第8図に示し説明する
尚、第9図及び第10図は第8図の各部の波形を示すタ
イミングチャートである。An example thereof is shown and explained in FIG. 8. FIGS. 9 and 10 are timing charts showing waveforms of each part in FIG. 8.
1は半導体コミュテータ装置で、通電制御素子18〜1
rを3相ブリツジに接続して構成されている。1 is a semiconductor commutator device, which includes energization control elements 18 to 1;
r connected to a three-phase bridge.
又、各通電制御素子にはDI−Daのフライホイールダ
イオードが逆並列接続されている
2はモータ、3は制御回路を示す。A DI-Da flywheel diode is connected in antiparallel to each energization control element. Reference numeral 2 indicates a motor, and reference numeral 3 indicates a control circuit.
今、第9図のVa−Veで示す駆動信号によって半導体
コミュテータ1の各々の通電制御素子が順次電気角12
0°を通電、240°を遮断する様に制御されてモータ
2を駆動しているとすれば、モータ2の磁石回転子の回
転によって非通電のモータ2の電機子巻線Lu 、 L
v 、 Lwの各々には順次誘起電圧が発生する。Now, each energization control element of the semiconductor commutator 1 is sequentially activated by the electrical angle 12 by the drive signal shown by Va-Ve in FIG.
If the motor 2 is controlled to be energized at 0° and cut off at 240°, then the armature windings Lu, L of the motor 2 are de-energized by the rotation of the magnet rotor of the motor 2.
An induced voltage is sequentially generated in each of v and Lw.
従って、電機子巻線Lu 、 Lv 、 Lwの中性点
においては半導体コミュテータ1に給電される電圧V、
のにの電圧を中心に、誘起電圧が表われる。Therefore, at the neutral point of the armature windings Lu, Lv, Lw, the voltage V supplied to the semiconductor commutator 1,
The induced voltage appears around the voltage at .
該誘起電圧を抵抗IL 、 R2で分圧し誘起電圧信号
V。The induced voltage is divided by resistors IL and R2 to obtain an induced voltage signal V.
を得る。get.
該誘起電圧信号■。を振幅に関してコンデンサ積分によ
り90°位相を遅らせてシフト信号’V/を得て、該シ
フト信号VSを振幅の中心でコンパレートして論理化す
ることにより論理化位置検出信号v0が得られる。The induced voltage signal ■. A shift signal 'V/ is obtained by delaying the phase by 90° with respect to the amplitude by capacitor integration, and by comparing and logicing the shift signal VS at the center of the amplitude, a logic position detection signal v0 is obtained.
該論理化位置検出信号V、の立上り及び立下りのタイミ
ングは、第9図に示す様「こ、モータ2の各14機子巻
線への通電タイミングと一致しているので、該論理化位
置検出信号v9を通電処理すればモータ2を持続して回
転せしめるに必要な駆動信号Va〜vfを得ることが出
来、結果、モータ2はフィードバック制御される。The rising and falling timings of the logical position detection signal V, as shown in FIG. If the detection signal v9 is energized, drive signals Va to vf necessary for continuously rotating the motor 2 can be obtained, and as a result, the motor 2 is feedback-controlled.
しかしながら、以上の様な信号処理でモータの運転が可
能となる場合はモータ2に加わる負荷が軽い場合であり
、該負荷が重くモータ2に流れる電流が増加すると、半
導体コミュテータ装置l内の通電制御素子がオフする都
度発生する転流スパイクが顕著に4表われ、正常な論理
化位置検出信号v0が得られなくなる。However, the case where the motor can be operated by the above signal processing is when the load applied to the motor 2 is light, and when the load is heavy and the current flowing to the motor 2 increases, the energization control in the semiconductor commutator device l Four commutation spikes occur each time an element is turned off, and a normal logical position detection signal v0 cannot be obtained.
例ば、駆動信号Vaとvrの通電指令状態(こおいて、
半導体コEユテ〜り装置1からモータ2への給電は、通
電制御素子] a −電機子巻線Lト中性点N−+1π
機子巻線Lw−通電制御素子1fなる経路で行われる。For example, the energization command state of the drive signals Va and vr (here,
Power is supplied from the semiconductor unit 1 to the motor 2 through an energization control element] a - Armature winding L to neutral point N-+1π
This is done through a path from the machine winding Lw to the energization control element 1f.
次に半導体コミュテータ装置1の通電パターンが変化す
ると通電制御素子1aが遮断し、換って通電制御素子1
bが通電状態となる。Next, when the energization pattern of the semiconductor commutator device 1 changes, the energization control element 1a is cut off, and the energization control element 1a is switched off.
b becomes energized.
従って、この時の通電パターンは、通電制御素子1h−
・電機子巻線Lv→中性点N−電機子巻線Lw+通電制
御素子1fの経路となる。Therefore, the energization pattern at this time is the energization control element 1h-
・The path is armature winding Lv→neutral point N−armature winding Lw+energization control element 1f.
しかし、通電パターンが変化する直前に通電状態であっ
た電機子巻線Luは、通電によって蓄えられたインダク
タンスエネルギーを通電遮断後は放出すべく、一般に転
流スパイクと呼ばれる逆起電圧を発生して、電機子巻線
Lu→中性点N→電機子巻線Lトし電制御素子1「→7
ライホイールダイオードD4→電機子巻線Luという閉
回路を形成して還流電流を流す。However, the armature winding Lu, which was in the energized state immediately before the energization pattern changed, generates a back electromotive force, generally called a commutation spike, in order to release the inductance energy stored by the energization after the energization is cut off. , armature winding Lu→neutral point N→armature winding L and electric control element 1→7
A closed circuit is formed from the lie wheel diode D4 to the armature winding Lu to flow a return current.
この事例では半導体コミ°ユテータ装置1の上アーム個
の通電制御素子が遮断した場合であるが、下アーム側が
遮断する場合では、例ば、通電制御素子1bと1「の通
電状態から、通電制御素子1bと1dの通電パターンと
なった場合では、電機子巻線LW力≦通電を遮断される
ので、電機子巻線I、svjこは起電力が発生して電機
子巻線LW−17ライホイールダイオードD3→通電制
御素子1b−電機子巻線Lv→中性点−電機子巻線LW
という閉回路に還流電流を流してインダクタンスエネル
ギーの放出を行う。In this example, the energization control elements of the upper arm of the semiconductor commutator device 1 are cut off, but if the lower arm is cut off, for example, the energization can be controlled from the energized state of the energization control elements 1b and 1''. In the case of the energization pattern of elements 1b and 1d, armature winding LW force ≦ energization is cut off, so an electromotive force is generated in armature windings I and svj, and armature winding LW-17 line Wheel diode D3 → energization control element 1b - armature winding Lv → neutral point - armature winding LW
Inductance energy is released by passing a return current through the closed circuit.
同様に他の通電パターンに於いても、通電制御素子の導
通遮断の瞬間に、通電遮断される電機子巻線のインダク
タンスエネルギーが放出されるまでの時間、転流スパイ
クが発生する。Similarly, in other energization patterns, a commutation spike occurs at the moment when the conduction of the energization control element is interrupted until the inductance energy of the armature winding whose energization is interrupted is released.
以上の様lこ、本来、通電が遮断された電機子巻線+こ
はm5回転子の回転によって発生する誘起電圧が生ずへ
きなのであるが、この様な電機子巻線の通電によって貯
えられたエネルギーを放出する為に転流スパイクが発生
し、該転流スパイクの逆起電圧が中性点に現われてしま
う。In the above situation, normally the armature winding with current cut off would not generate induced voltage due to the rotation of the m5 rotor, but when the armature winding is energized like this, the induced voltage is stored. A commutation spike is generated to release the energy, and the back electromotive force of the commutation spike appears at the neutral point.
この転流スパイクは、貯えられたエネルギーが電機子巻
線から放出されてしまえば消滅するが、貯えられるエネ
ルギーが大きければ、即ち、電機子巻線1こ流れる電流
が大きければ持続時間が長くなる。This commutation spike disappears once the stored energy is released from the armature winding, but the longer the stored energy is, i.e. the greater the current flowing through the armature winding, the longer it will last. .
今、電機子巻線の各々がLxなるインダクタンスを有す
るとすると、各相の電機子巻線に貯えられるエネルギー
Wt、は
W【、==”Lxi’ ・・・・・・・・・・・
・・・・式1(皿は電機子巻線を流れる電流)
となり、電機子巻線を流れる電流の二乗に比例して大き
くなる。Now, assuming that each armature winding has an inductance of Lx, the energy Wt stored in the armature winding of each phase is W[,=="Lxi'...
...Equation 1 (the plate is the current flowing through the armature winding), and increases in proportion to the square of the current flowing through the armature winding.
又、この種のモータでは電機子に流れる電流はモータに
加わる負荷1−ルクにほぼ比例する。Further, in this type of motor, the current flowing through the armature is approximately proportional to the load 1-lux applied to the motor.
従ってモータ2の負荷トルクが増加すれば第10図の誘
起電圧信号V8の様に転流スパイクの幅が広がり、結果
として誘起電圧の発生している区間が狭くなる。Therefore, as the load torque of the motor 2 increases, the width of the commutation spike increases as shown in the induced voltage signal V8 in FIG. 10, and as a result, the area where the induced voltage is generated becomes narrower.
この様な状態にある誘起電圧信号V。を90°位相シフ
トの為にコンデンサ積分を行うと、シフト信号V/は第
10図に示すySの様な振幅の中央付近で転流スパイク
の影響を受け、本来必要なシフ1〜信号のスロープと逆
方向のスロープの波形が現われてしまう。従って、この
様な波形を振幅の中央でコノバレートして論理化位置検
出信号を得ようとしても、第10図の論理化位置検出信
号V、1 の如く乱れた波形となって、正常なモータ2
の制御は不可能となる。The induced voltage signal V is in this state. When capacitor integration is performed for a 90° phase shift, the shift signal V/ is affected by the commutation spike near the center of the amplitude as shown in Figure 10, yS, and the slope of the signal changes from the originally required shift 1 to the slope of the signal. A waveform with a slope in the opposite direction appears. Therefore, even if an attempt is made to obtain a logical position detection signal by converging such a waveform at the center of the amplitude, the waveform will be distorted as shown in the logical position detection signal V,1 in FIG.
control becomes impossible.
又、仮に、第10図のシフト信号V/を用いてモータ2
を駆動させようとすれば、該シフト信号V/、をコンパ
レートさせる時、大きなヒステリシスをかける必要があ
る。Also, suppose that the shift signal V/ in FIG. 10 is used to shift motor 2.
In order to drive the shift signal V/, it is necessary to apply a large hysteresis when comparing the shift signal V/.
例ば、第10図に示すヒステリシスレベルVHHトVI
ILを設定して、ヒステリシスレベルVIIHハ論理H
IGHレベルへの、ヒステリシスレベルVHLは論理L
OWレベルへの変化点レベルとすればモータ2を駆動す
る為の駆動信号Va−Vfを正規の順序で送出すること
は可能であるが、第10図中に示されるΔもの時間ン7
ト信号ySが振幅の中央を通過する時点より遅れた時点
で初めて論理化位置検出信号焉。For example, the hysteresis level VHH to VI shown in FIG.
Set the IL and set the hysteresis level VIIH to logic H.
Hysteresis level VHL to IGH level is logic L
If the change point level is set to the OW level, it is possible to send out the drive signals Va-Vf for driving the motor 2 in the regular order, but the Δ time period 7 shown in FIG.
The logical position detection signal does not start until the time when the signal yS passes through the center of its amplitude.
が変化する為、必然、モータ2の駆動は磁石回転子の正
しい位置に対して遅れ位相で駆動されることとなり、モ
ータ2は効率が悪くなってしまう。As a result, the motor 2 is inevitably driven in a phase that lags with respect to the correct position of the magnet rotor, resulting in poor efficiency of the motor 2.
しかも、モータ2を高速で回転させようとすると誘起電
圧信号V、は周波数が高くなり振幅の周期は短くなる。Furthermore, if the motor 2 is to be rotated at high speed, the frequency of the induced voltage signal V increases and the amplitude period becomes short.
しかしながら、転流スパイクの持続時間は、誘起電圧信
号V8の周波数とは前述の如く無関係であって、モータ
2の負荷トルクlこほぼ決定されているので、同一の負
荷トルク状態であれば、高速であればある程、誘起電圧
の区間は狭くなってしまう。However, the duration of the commutation spike is unrelated to the frequency of the induced voltage signal V8 as described above, and is almost determined by the load torque l of the motor 2, so if the load torque is the same, the high speed The more it is, the narrower the range of induced voltage becomes.
以上、説明した様に、従来の方法による誘起電圧信号を
コンデンサ積分によって90°位相遅れのシフト信号を
得るものでは、モータを効率よく高負荷トルク、高速で
駆動することが出来ない。As described above, the conventional method of obtaining a shift signal with a 90° phase delay by integrating an induced voltage signal with a capacitor cannot efficiently drive a motor at high load torque and high speed.
本発明は以とに鑑み成されたもので、転流スパイクの発
生はモータの電機子巻線への給電における通電パターン
が切換わった瞬間を起点として生じ、その持続時間はモ
ータの回転子位置に対する通電タイミングが一定とすれ
ば、モータに加わる負荷トルクに比例する点に着目して
、半導体コミュテータ装置の通電制御素子を制御する6
個の駆動信号もしくは、該6個の駆動信号と位相差なし
で変化を行う論理化位置検出信号の立上りや立下りを起
点として、予め、転流スパイクの最大持続時間に等しい
かもしくは相当の時間ゲート信号を送出する様構成して
おき、該ゲート信号によって、モータの電機子巻線から
得られる転流スパイクが含まれた誘起電圧信号をホール
ドさせ、転流スパイクを除去せしめるものである。The present invention has been made in view of the above, and commutation spikes occur starting from the moment when the energization pattern in the power supply to the armature windings of the motor is switched, and the duration thereof is determined by the position of the motor rotor. If the energization timing is constant, the energization control element of the semiconductor commutator device is controlled by focusing on the point that it is proportional to the load torque applied to the motor.
Starting from the rise or fall of the six drive signals or the logic position detection signal that changes without phase difference with the six drive signals, the time period is set in advance to be equal to or equivalent to the maximum duration of the commutation spike. The motor is configured to send out a gate signal, and the gate signal holds an induced voltage signal containing commutation spikes obtained from the armature winding of the motor, thereby removing the commutation spikes.
第1図に本発明の構成図を示し、第2図fこ第1図中の
各部の波形をタイミノグチャーI・とじて示し、以下両
図に従って説明する。FIG. 1 shows a configuration diagram of the present invention, and FIG. 2F and waveforms of various parts in FIG.
第1図fこおいて、4はゲート回路、5はゲート信号発
生回路、v2は誘起電圧信号、voはデーl−信号、■
、はサンプルホールド信号、第2図において、v;は制
御回路3内でサンプルホールド信号をコノデノサ積分に
よって90°位相を遅らせたシフト信号、V。In Fig. 1 f, 4 is a gate circuit, 5 is a gate signal generation circuit, v2 is an induced voltage signal, vo is a data l- signal,
, are sample-and-hold signals, and in FIG. 2, v; is a shift signal obtained by delaying the sample-and-hold signal by 90° in phase by condenser integration in the control circuit 3, and V;
\はV;同様に制御回路3内でシフト信号v/を振幅の
中央でコンパレートシて得た論理化位置検出信号である
。\ is V; similarly, it is a logical position detection signal obtained by comparing the shift signal v/ at the center of the amplitude within the control circuit 3.
誘起電圧信号V。はゲルト回路4を介してサンプルホー
ルド信号V、として制御回路3に送られ、ゲート回路4
はゲート信号発生回路5の送出するゲーi・信号v6に
よって誘起電圧信号v、、をづンプルホールドすべく制
御される。Induced voltage signal V. is sent to the control circuit 3 as a sample and hold signal V via the gelt circuit 4, and the gate circuit 4
is controlled by the gate signal v6 sent from the gate signal generation circuit 5 to hold the induced voltage signal v, .
今、モータ2が駆動されていれば、モータ2の電機子巻
線の中性点Nから抵抗R,,R2で分圧された誘起電圧
信号Vイを得る。If the motor 2 is currently being driven, an induced voltage signal Vi is obtained from the neutral point N of the armature winding of the motor 2, which is divided by the resistors R, , R2.
該誘起電圧信号V。は@2図に示す様lこ転流スパイク
を含む信号である。The induced voltage signal V. is a signal containing commutation spikes as shown in Figure @2.
ここで、転流スパイクと同期し、予め、モータ2の使用
される負荷条件内で最大の転流スパイク持続時間に等し
いか、もしくは相当時間幅に設定されたゲート信号v0
がデー1−信号発生回路5から送出されると、誘起電圧
信号V、は、ゲート回路4とコンデンサC3と演算増幅
器OP、によるインピーダンス変換を介して、ゲート信
号v6の時間ホールドされ、それ以外の時間は誘起電圧
信号Vイが通過するというサンプルホールド動作によっ
てサンプルホールド信号■、となって制御回路3へ送出
される。Here, a gate signal v0 is synchronized with the commutation spike and is set in advance to a time width equal to or equivalent to the maximum commutation spike duration within the load conditions used by the motor 2.
When data 1 is sent out from the signal generating circuit 5, the induced voltage signal V is held for the time of the gate signal v6 through impedance conversion by the gate circuit 4, capacitor C3, and operational amplifier OP, and the other The time signal becomes a sample-and-hold signal (2) and is sent to the control circuit 3 by a sample-and-hold operation in which the induced voltage signal Va passes.
ここで、ゲート回路4を介して行われるコンデンサC1
の充放電時間が誘起電圧信号の周期fこ対して十分小さ
ければ、誘起電圧信号vwに対してほとんど位相差のな
い状態で追従するサンプルホールド信号V、を得ること
が出来る。Here, the capacitor C1 is carried out via the gate circuit 4.
If the charging/discharging time is sufficiently small compared to the period f of the induced voltage signal, it is possible to obtain a sample hold signal V that follows the induced voltage signal vw with almost no phase difference.
該サンプルホールド信号V、は、第2図に示される波形
の様に転流スパイクを含まない信号となる。The sample-and-hold signal V is a signal that does not include commutation spikes, as shown in the waveform shown in FIG.
何故なら、転流スパイクの最大の持続時間をTwwとす
ると、ゲート回路4に対して、誘起電圧信号V、をホー
ルドすべく設定されたゲート信号V、のホールド指令時
間Tゆけ
T工≦T、 ・・・・式2
Iζ予め設定されている上(こ、転流スパイクの発生と
同期してゲート信号V0は送出されているのであるから
である。This is because, if the maximum duration of a commutation spike is Tww, the hold command time T for the gate signal V set to hold the induced voltage signal V for the gate circuit 4 is given by T = T, ...Equation 2 Iζ is preset (this is because the gate signal V0 is sent out in synchronization with the occurrence of the commutation spike).
従って、この様に処理されたサンプルホールド信号■、
であれば、制御回路3内でコノデノサ積分が行われても
、サンプルホールド信号V、iこ対して90゜位相の遅
れたほぼ三角波状の振幅を持つシフト信号V;を得られ
、従来例の様な誘起電圧信号V、を直接コノテンサ積分
した場合の振幅中央付近での波形の乱れは生じない。Therefore, the sample hold signal processed in this way■,
If so, even if conode nosa integration is performed in the control circuit 3, a shift signal V having an approximately triangular wave amplitude delayed by 90 degrees in phase with respect to the sample and hold signal V, i can be obtained, and the conventional example When such an induced voltage signal V is directly integrated using a conotensor, no waveform disturbance occurs near the center of the amplitude.
従って、サンプルホールド信号V、を振幅の中央でコン
パレートして論理化位置検出信号V、を得る場合にヒス
、テリンスを持たせる必要がないので、結果として、モ
ータ2の磁石回転子の回転に対して正常な論理化位置検
出信号v0を得ることが出来る。Therefore, when comparing the sample and hold signal V at the center of the amplitude to obtain the logical position detection signal V, there is no need to add hysteresis or tellence, and as a result, the rotation of the magnet rotor of the motor 2 In contrast, a normal logical position detection signal v0 can be obtained.
第3図は、本発明の別の実施例を示す構成図で、半導体
コミュテータ装置lの出力端子に三相屋形接続した値の
等しい抵抗Ru 、 Rv 、 l’bvを接続し、誘
起電圧信号V。の信号源を該抵抗の星形接続点N′に求
めたもので、該抵抗の星形接続点N′がモータ2の仮想
中性点であることは諸氏の知るところである。FIG. 3 is a configuration diagram showing another embodiment of the present invention, in which three-phase house-connected resistors Ru, Rv, l'bv of equal values are connected to the output terminal of the semiconductor commutator device l, and the induced voltage signal V . The signal source is determined at the star-shaped connection point N' of the resistor, and everyone knows that the star-shaped connection point N' of the resistor is the virtual neutral point of the motor 2.
従ってモータ2の中性点Nと抵抗の星形接続点N′は全
く等価であり、前述第1図及び第2図の場合同様、本発
明を適用することが出来る。Therefore, the neutral point N of the motor 2 and the star-shaped connection point N' of the resistor are completely equivalent, and the present invention can be applied as in the case of FIGS. 1 and 2 described above.
さて、本発明におけるゲート信号v0は重要な要素であ
り、転流スパイクと位相差なしで出力されなくてはなら
ない。Now, the gate signal v0 in the present invention is an important element and must be output without a phase difference from the commutation spike.
しかし、これは容易に達成することが出来る。However, this can be easily achieved.
何故なら、転流スパイクは、半導体コミュテーク装置の
通電パターンが切換ねった瞬間から発生するので、半導
体コミュテータ装置の通電制御素子を駆動する駆動信号
Cζ完全に同期しており、又、駆動信号は、本発明を適
用する様な電機子巻線の中性点の誘起電圧を利用する制
御装置では論理化位置検出信号fこ同期している。This is because commutation spikes occur from the moment the energization pattern of the semiconductor commutator device is switched, so the drive signal Cζ that drives the energization control element of the semiconductor commutator device is completely synchronized, and the drive signal is In a control device to which the present invention is applied, which utilizes the induced voltage at the neutral point of the armature winding, the logical position detection signal f is synchronized.
従って、これ等の信号の立上り、立下りに同期して一定
時間信号を送出する様にすれば、本発明に必要なゲート
信号を得ることが出来る。Therefore, by transmitting a signal for a certain period of time in synchronization with the rise and fall of these signals, the gate signal necessary for the present invention can be obtained.
第4図にゲート信号発生回路の第1の実施例を、第5図
に第4図に係る各部の信号の波形をタイミングチャート
で示す。FIG. 4 shows a first embodiment of the gate signal generation circuit, and FIG. 5 shows a timing chart of signal waveforms of various parts related to FIG. 4.
5u〜5w、5x〜5zは立上りエツジ検出回路になっ
ており、B1は波形整形回路、PはNOR回路である。5u to 5w and 5x to 5z are rising edge detection circuits, B1 is a waveform shaping circuit, and P is a NOR circuit.
制御回路3の出力する半導体フミュテータ装置1への各
駆動信号の立上りエツジをコンデンサC2と波形整形回
路B、の整形レベルによって決まる時間の間論理HIG
Hレベルの信号tu 、 tv 、 tw 、 Lx
。The rising edge of each drive signal output from the control circuit 3 to the semiconductor fumutator device 1 is set to a logic high level for a time determined by the shaping level of the capacitor C2 and the waveform shaping circuit B.
H level signals tu, tv, tw, Lx
.
ty;tzの各エツジパルス信号を得ル。Obtain each edge pulse signal of ty; tz.
該各エツジパルス信号を否定論理和すれば、第1図1こ
おける本発明でのゲート信号V、を得ることが波形整形
レベルを変えることにより広範囲に渡って設定が出来る
。By NORing each of the edge pulse signals, the gate signal V according to the present invention shown in FIG. 1 can be obtained over a wide range of settings by changing the waveform shaping level.
又、説明では立上りエツジの場合を説明したが、第5図
の各駆動信号を比較して明らかな様Cζ、例ば駆動信号
Uの立上りは、駆動信号Wの立下りと一致しているとい
う具合に、各々の駆動信号の立上りは他の駆動信号の立
下りでもあるわけである。Also, in the explanation, the case of a rising edge was explained, but as is clear from comparing each drive signal in FIG. 5, for example, the rise of the drive signal U coincides with the fall of the drive signal W. In other words, the rising edge of each drive signal is also the falling edge of the other driving signal.
従って、各駆動信号の立下りでエツジパルス信号を得て
も、又、立上りと立下りのエツジパルス信号を適宜組合
せて得ることも可能である。Therefore, it is possible to obtain an edge pulse signal at the falling edge of each drive signal, or by appropriately combining rising and falling edge pulse signals.
次fと、第6図にゲート信号発生回路の第2の実施例を
示し、第7図1ζ第6図の各部の信号の波形をタイミン
グチャートで示し、以下、両図を参照して説明する。The second embodiment of the gate signal generation circuit is shown in the following f and Fig. 6, and the waveforms of the signals at each part in Fig. 71ζ are shown in timing charts, and will be explained below with reference to both figures. .
水筒2の実施例の場合は、第1図で説明した本発明の適
用によって結果として得る論理化位置検出信号V、の立
上りと立下りの両エツジについて検出を行うものである
。In the case of the embodiment of the water bottle 2, both the rising and falling edges of the logical position detection signal V obtained as a result of the application of the present invention described in FIG. 1 are detected.
図中制御回路3内の一部である論理化位置検出信号VL
を得るまでの回路を示しである。Logicized position detection signal VL, which is a part of the control circuit 3 in the figure.
This shows the circuit used to obtain .
E 1.tExclusive OR回路を示し、F
は反転回路である。E1. tExclusive OR circuit is shown, F
is an inverting circuit.
本来、本発明を適用しようとする制御装置は、第8図及
び第9図で説明した様にモータの電機子巻線の中性点を
信号源とする誘起電圧信号を処理すべく構成されている
。Originally, the control device to which the present invention is applied is configured to process an induced voltage signal whose signal source is the neutral point of the armature winding of the motor, as explained in FIGS. 8 and 9. There is.
従って、誘起電圧信号が単一であるが故に、該誘起電工
信号内には半導体コミュテータへの駆動信号を得るに必
要な情報を全て有していなくてはならない。Therefore, since the induced voltage signal is single, the induced voltage signal must contain all the information necessary to obtain the drive signal to the semiconductor commutator.
事実、従来例第8図及び第9図で説明した様に、論理化
位置検出信号の立上りと立下りに同期して駆動信号が送
出され、結果、モータは回転を持続することが出来る。In fact, as explained in FIGS. 8 and 9 of the conventional example, the drive signal is sent out in synchronization with the rise and fall of the logical position detection signal, and as a result, the motor can continue to rotate.
この場合、1個の論理化位置検出信号fこよって6個の
駆動信号が得られているわけであるから、故に、論理化
位置検出信号の変化は即ち半導体コミュテータ装置の通
電パターンの変化であり、サラIこ、転流スパイクの発
生の起点でもある。In this case, six drive signals are obtained from one logical position detection signal f, so a change in the logical position detection signal is a change in the energization pattern of the semiconductor commutator device. This is also the origin of commutation spikes.
以上のことから、第6図1こ示す様lζ、論理化位置検
出信号V、を不一致回路Eの一方の入力端子Cζ位相差
なしで入力し、他方には、論理化位置検出信号v、をコ
ンデンサCコと抵抗迅で積分によって遅相させた後反転
回路Fにて反転させた即ち、論理化位置検出信号vつが
コンデンサC3と抵抗R3の時定数と反転回路Fの入力
スレッジレベルとによって決定される時間遅相された上
反転された反転遅相信号V、を入力すると、該両人力信
号は反転遅相信号V、が論理化位置検出信号Vゆに対し
て遅相された時間分論理レベルが一致することになるの
で、第7図に示すゲート信号v0が論理位置検出信号v
0の立上りと立下りのエツジを起点とした論理LOWレ
ベルに変化する信号として得られる。From the above, as shown in FIG. 6, the logical position detection signal V is input to one input terminal Cζ of the mismatch circuit E without a phase difference, and the logical position detection signal v is input to the other input terminal Cζ. The phase is delayed by integration using the capacitor C3 and the resistor, and then inverted by the inverting circuit F. In other words, the logical position detection signals v are determined by the time constants of the capacitor C3 and resistor R3, and the input threshold level of the inverting circuit F. When inputting the inverted delayed phase signal V, which has been delayed and inverted by the time to Since the levels match, the gate signal v0 shown in FIG. 7 becomes the logical position detection signal v
It is obtained as a signal that changes to a logic LOW level starting from the rising and falling edges of 0.
該ゲート信号V、jζ対しゲート回路が論理LOWレベ
ルで、誘起電圧信号vwの通過を阻止せしめろべく制御
されているなら、第1図で示す本発明の構成を達成する
ことが出来る。The configuration of the present invention shown in FIG. 1 can be achieved if the gate circuit for the gate signals V and jζ is controlled to be at a logic LOW level and to prevent the induced voltage signal vw from passing through.
以上説明した様に、本発明によれば、この種のモ〜りを
、モータの回転lζよってモータの電機子巻線の中性点
に生ずる誘起電圧を使って駆動せしめる制御方法におい
て、転流スパイクの発生を位相差なしで検出し、該転流
スパイクの発生の起点から、予めモータの運転範囲内で
最大の転流スパイクの持続時間幅に等しいかもしくは近
い時間幅で、転流スパイクを含む誘起電圧信号をホール
ドせしめるのであるから、誘起電圧信号に含まれる転流
スパイクの成分は、ホールド手段以降への通過を阻止さ
れろ。As explained above, according to the present invention, in the control method for driving this type of motor using the induced voltage generated at the neutral point of the armature winding of the motor due to the rotation lζ of the motor, the commutation The occurrence of a spike is detected without a phase difference, and a commutation spike is detected in advance from the origin of the commutation spike with a time width equal to or close to the duration width of the maximum commutation spike within the motor operating range. Since the induced voltage signal contained therein is held, the commutation spike component contained in the induced voltage signal is prevented from passing through the holding means and beyond.
本発明では、この様にして得たサンプルホールド信号を
モータの駆動の為の信号としているのであるから、第1
O図の様、転流スパイクの影響によって、コンデンサ積
分による90°遅れ移相を行った場合のシフト信号の振
幅中央付近での波形の乱れは生じない。In the present invention, since the sample hold signal obtained in this way is used as a signal for driving the motor, the first
As shown in figure O, due to the influence of commutation spikes, the waveform around the center of the amplitude of the shift signal is not disturbed when a 90° delayed phase shift is performed by capacitor integration.
従って、該シフト信号を振幅中央でコンパレートするこ
とによって論理化位置検出信号を得る際Cζ、転流スパ
イクの影響を考慮してヒステリシスを持たせる必要がな
くなるのであるから、モータの最適位置での駆動に必要
な位相状態の論理化位置検出信号を得ることが出来る。Therefore, by comparing the shift signals at the center of their amplitudes, it is no longer necessary to provide hysteresis in consideration of the influence of commutation spikes when obtaining the logical position detection signal Cζ. It is possible to obtain a logical position detection signal with a phase state necessary for driving.
よって、モータを高速・低速・高トルク・低トルク及び
それらの組合せの状態で運転しても効率よく運転するこ
とが出来る。Therefore, the motor can be operated efficiently even if it is operated at high speed, low speed, high torque, low torque, or a combination thereof.
又、誘起電圧信号のサンプルホールドに必要なゲート信
号も、第4図及び第6図fζ示すゲート信号発生回路の
実施例に示す様に制御電源電圧の供給される回路範囲内
で得ることが出来るので、実際の転流スパイクそのもの
を検出する必要がなく、転流スパイク自身の電圧の大き
さや、制御電源電圧との電位等の問題を無視することが
出来る。Furthermore, the gate signal necessary for sampling and holding the induced voltage signal can also be obtained within the circuit range supplied with the control power supply voltage, as shown in the embodiment of the gate signal generation circuit shown in FIGS. 4 and 6 fζ. Therefore, there is no need to detect the actual commutation spike itself, and problems such as the magnitude of the voltage of the commutation spike itself and the potential with respect to the control power supply voltage can be ignored.
第1図は本発明の実施例を示す構成図。
第2図は第1図中の各部の信号の波形及び第1図を説明
する上で図示した信号を示すタイミングチャート図。
第3図は本発明の別の実施例を示す構成図。
第4図はゲート信号発生回路の第1の実施例を示す構成
図で、第5図は第4図の図中の各信号の波形を示すタイ
ミングチャート。
第6図は、ゲート信号発生回路の第2の実施例を示す回
路の構成図。
第7図は第6図の図中の各信号の波形を示すタイミング
チャート
第8図は従来例を示す構成図。
第9図及び第10図は、第8図中の各部の信号の波形及
び第8図を説明する為の処理された信号の波形を示すタ
イ2ノグチヤート。
1・・・半導体コミュテータ装置
2・・・・・無刷子直流電動機
3 ・・・・・・制御回路
4・・・・・・・ゲート回路
5 ・ゲート信号発生回路
OF、・・・演算増幅回路
5U〜5W・5X〜5Z・ ・・立上りエツジ検出回路
B1・・・・・・波形整形回路
D ・・・NOR回路
E ・・−E+xclusive OR回路I? ・・
・反転回路
第 1 図
第2図
\b
第4 図
5” 第5rilJ
第6図
第7図
第8図FIG. 1 is a configuration diagram showing an embodiment of the present invention. FIG. 2 is a timing chart showing waveforms of signals at various parts in FIG. 1 and signals illustrated for explaining FIG. 1. FIG. 3 is a configuration diagram showing another embodiment of the present invention. FIG. 4 is a block diagram showing the first embodiment of the gate signal generation circuit, and FIG. 5 is a timing chart showing the waveforms of each signal in the diagram of FIG. FIG. 6 is a circuit configuration diagram showing a second embodiment of the gate signal generation circuit. FIG. 7 is a timing chart showing the waveforms of each signal in the diagram of FIG. 6; FIG. 8 is a configuration diagram showing a conventional example. FIGS. 9 and 10 are tie-2 diagrams showing waveforms of signals at various parts in FIG. 8 and waveforms of processed signals for explaining FIG. 1...Semiconductor commutator device 2...Brushless DC motor 3...Control circuit 4...Gate circuit 5 -Gate signal generation circuit OF,...Operation amplifier circuit 5U~5W・5X~5Z...Rising edge detection circuit B1...Waveform shaping circuit D...NOR circuit E...-E+xclusive OR circuit I?・・・
・Inversion circuit Figure 1 Figure 2 \b Figure 4 Figure 5" 5rilJ Figure 6 Figure 7 Figure 8
Claims (1)
電制御素子を三相ブリッジに接続して成る半導体コミュ
テータ装置とを有する無刷子直流電動機を、上記電機子
巻線の中性点もしくは、該中性点と等価な仮想中性点か
ら得た誘起電圧信号を利用して駆動せしめる制御方法に
おいて、上記通電制御素子の通電遮断に伴って発生する
転流スパイクに同期して、該転流スパイクの最大持続時
間もしくは、最大持続時間に近い値の時間、上記誘起電
圧信号を保持することを特徴とする無刷子直流電動機の
回転子位置検出方法。 2、上記誘起電圧信号を保持するタイミングは通電制御
素子の駆動信号の立上りもしくは立下りもしくは両者の
混合を起点とすることを特徴とする特許請求範囲第1項
記載の無刷子直流電動機の回転子位置検出方法。 3、上記誘起電圧信号を保持するタイミングは、誘起電
圧信号を90°位相を遅らせたシフト信号とし、該シフ
ト信号を振幅の中央でコンパレートして得た論理化位置
検出信号の立上りと立下りを起点とすることを特徴とす
る特許請求範囲第1項記載の無刷子直流電動機の回転子
位置検出方法。[Claims] 1. A brushless DC motor having a magnetic rotor, a star-connected armature winding, and a semiconductor commutator device comprising six energization control elements connected to a three-phase bridge, as described above. In a control method that uses an induced voltage signal obtained from the neutral point of the armature winding or a virtual neutral point equivalent to the neutral point to drive the armature winding, the transition that occurs when the energization control element is energized is A method for detecting a rotor position of a brushless DC motor, characterized in that the induced voltage signal is held in synchronization with a commutation spike for a maximum duration of the commutation spike or a time close to the maximum duration of the commutation spike. 2. The rotor of the brushless DC motor according to claim 1, wherein the timing for holding the induced voltage signal is set at the rising edge or falling edge of the drive signal of the energization control element, or a mixture of both. Location detection method. 3. The timing for holding the induced voltage signal is based on the rise and fall of the logical position detection signal obtained by converting the induced voltage signal into a shift signal whose phase is delayed by 90° and comparing the shifted signal at the center of the amplitude. 2. A method for detecting a rotor position of a brushless DC motor according to claim 1, wherein the starting point is .
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60202301A JPS6264289A (en) | 1985-09-12 | 1985-09-12 | Rotor position detecting method for brushless dc motor |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60202301A JPS6264289A (en) | 1985-09-12 | 1985-09-12 | Rotor position detecting method for brushless dc motor |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6264289A true JPS6264289A (en) | 1987-03-23 |
Family
ID=16455278
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP60202301A Pending JPS6264289A (en) | 1985-09-12 | 1985-09-12 | Rotor position detecting method for brushless dc motor |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6264289A (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2013153656A1 (en) * | 2012-04-12 | 2013-10-17 | 株式会社 日立製作所 | Electric motor drive device |
-
1985
- 1985-09-12 JP JP60202301A patent/JPS6264289A/en active Pending
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2013153656A1 (en) * | 2012-04-12 | 2013-10-17 | 株式会社 日立製作所 | Electric motor drive device |
CN104221273A (en) * | 2012-04-12 | 2014-12-17 | 株式会社日立制作所 | Electric motor drive device |
JPWO2013153656A1 (en) * | 2012-04-12 | 2015-12-17 | 株式会社日立製作所 | Electric motor drive |
US9325264B2 (en) | 2012-04-12 | 2016-04-26 | Hitachi, Ltd. | Electric motor drive device |
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