JPS6255799B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は音声等の信号波形の認識方式に関す
る。

〔発明の技術的背景〕

信号波形認識方式には種々の方法があるが、そ
の中に残差波形電力法と呼ばれる方法がある。本
発明は、残差波形電力法を発展改良したものであ
るので、残差波形電力法について説明する。

信号波形系列｛ｘ_o｝を、伝達関数の極が｛α
_n｝^８ _ｎ＝１で与えられるフイルタのインパルス応答と
する。すなわち、伝達関時をＧ_(z)とするなら
ば、 となる。ゆえに、 となる。

信号波形系列｛ｘ_o｝を白色化するフイルタ
は、Ｇ_(z)の逆の特性をもつフイルタ である。ここで、｛ａ_k｝^Ｐ _ｋ＝１は線形予測係数であ
る。信号波形系列｛ｘ_o｝をフイルタＡ_(z)に通す
ならば、 となる。実際の波形には擾乱項が含まれているた
めに、残差を｛ｅ_o｝として と書かれる。

もともと線形予測係数｛ａ_k｝は、残差の自乗
和を最小にするように選ばれるのであるから、逆
フイルタＡ_(z)の出力の自乗和は最小となる。こ
の原理を応用した方法が残差波形電力法である。

信号波形系列のカテゴリがＬ種存在するとす
る。それぞれに対して線形予測係数｛ａ^（ｌ） _ｋ｝^Ｐ _ｋ
＝１
^Ｌ _ｌ＝１を決定し、逆フイルタＡ^（ｌ） _（ｚ）を作る
。信号波
形系列｛Ｘ^（ｌ） _ｏ｝が、フイルタＧ^（ｌ） _（ｚ）＝１
／Ａ^（ｌ） _（ｚ）か
らの出力であるとする。フイルタＡ^（ｌ） _（ｚ）の出力
を
｛ｅ^（ｌ） _ｏ｝とすれば、 となる。他のフイルタを用いれば、 となる。ｅ^（ｌ） _ｏとｅ^（ｌ′^） _ｏの間には、 の関係があるから、逆フイルタの添字を信号波形
系列が属するカテゴリとすることができる。

〔背景技術の問題点〕

本方法は、予め線形予測係数を用意しておく関
係上、認識処理時間中に線形予測係数を計算する
手続きがないので、高速な認識処理が可能である
という長所をもつ。

ところが、信号波形系列の生成フイルタＧ^（ｌ） _（ｚ
）
が変動したとすれば、波形｛ｘ^（ｌ） _ｏ｝は変動す
る。変動した波形を｛ｘ〓^（ｌ） _ｏ｝として式(6)、(7)
を
計算すれば、 となるが、必ずしも、 となるとは言えない。不等号が逆転すれば誤認識
となる。

〔発明の目的〕

本発明は、残差波形電力法のこのような欠点を
改良しつつ、長所を同時にもちあわせた認識装置
を実現することを目的とするものである。

〔発明の概要及び効果〕

本発明は、類の未知なる入力信号波形系列の自
己相関を求めた後、Ｌ種類の類の既知なる標準信
号系列に対応する逆スペクトル係数と前記自己相
関出力との主内積値を求め、この値により前記入
力信号波形系列の属する類を決定する認識方式に
おいて、 前記Ｌ種類の各類毎に前記入力信号波形系列の
変動を除くための第１及び第２の係数を１又は複
数組発生し、前記自己相関出力と第１の係数との
第１の内積値及び前記自己相関出力と第２の係数
との第２の内積値を求め、第１の内積値を自乗し
た自乗値を対応する第２の内積値で除算した後各
除算結果を加算し、この加算出力を前記主内積値
から減算し、各類毎に得られる減算結果から前記
入力信号波形系列の属する類を決定することを特
徴とする。

しかして、本発明によれば、残差波形電力法で
はできなかつた変動に対して許容度の大きい認識
が行なえる。また、必要な記憶場所も少なく高速
な認識を行なえる。

特に本発明を音声信号波形の認識に用いれば、
個人差の変動の影響を除けるので、不特定の話者
に対して高精度な認識が可能である。

〔発明の実施例〕

本発明の装置の具体的な構成を説明する前に、
本発明の装置で達成できる識別方式について述べ
る。

カテゴリｌから生成された信号波形系列を、そ
の逆フイルタＡ^（ｌ） _（ｚ）に通したときの残差波形系
列
の作るベクトルｅ^（ｌ） _ｉ＝（ｅ_i1 ｅ_i2………ｅ_iN）
^Tが
正規直交ベクトル｛〓^（ｌ） _ｋ｝^Ｎ _ｋ＝１によつてFour
ier展
開できるものとする。ここで〓^（ｌ） _ｋの選び方を考
える。ベクトル〓^（ｌ） _ｉの作る行列を Ｅ^（ｌ） _ｉ＝（〓^（ｌ） _ｉ 〓^（ｌ） _ｉ＋１………〓^（
ｌ） _{ｉ＋Ｎ−１}）(12) とすれば、共分散行列Ｖ^（ｌ） _ｉは Ｖ^（ｌ） _ｉ＝Ｅ^（ｌ）Ｔ _ｉＥ^（ｌ） _ｉ（13） となる。共分散行列の平均を考えて、 とすれば、Ｐ次の共分散の平均が求められる。こ
こでは任意の大数である。

Ｖ⁽〓⁾の固有値問題 Ｖ^(l)〓^（ｌ） _ｋ＝λ^（ｌ） _ｋ〓^（ｌ） _ｋ、‖〓^（ｌ） _ｋ‖＝１、ｋ＝１、２、………、Ｎ （15） を解けば、固有値λ^（ｌ） _ｋは〓^（ｌ） _ｋ方向の分散を
表わ
している。そこで、固有値の大きい方からＫ個採
用することとし、 ｄ^（ｌ） _ｋ＝（〓^(l)、〓^（ｌ） _ｋ）、ｋ＝１、２、………、Ｋ （16） とすれば、カテゴリｌの任意の残差系列ベクトル
は、 〓^(l)＝Ｍ^(l)〓^(l)＋Ｏ （17） とFourier展開できる。ここで、Ｍ^(l)＝（〓^（ｌ） _１、
〓^（ｌ） _２………〓^（ｌ） _ｋ）、〓^(l)＝（ｄ^（ｌ） _１
ｄ^（ｌ） _２………ｄ
^（ｌ） _ｋ）^Tである。

式（15）より〓^（ｌ） _ｋは形式的にはＮ本とること
ができるが、もし予測フイルタの次元をＰとする
ならば、〓^（ｌ） _ｋは最大Ｐ個計算できる。

｛〓^（ｌ） _ｋ｝^Ｋ _ｋ＝１は分散の大きい方から選んで
きた
のであるから、式（17）よりＭ^(l)〓^(l)をとりの
ぞくことができれば、系列｛ｅ^（ｌ） _ｏ｝の変動は小
さくなることが期待できる。〓^(l)より｛〓^（ｌ） _ｋ｝
^Ｋ _ｋ＝１で規定される方向の成分をとりされば、〓^(l)
は｛〓^（ｌ） _ｋ｝^Ｋ _ｋ＝１の方向に極性をもつこととな
る。

を計算すれば、〓^(l)は上記の性質をもつているの
で、この意味で〓^（ｌ） _ｉを極性誤差と呼ぶ。

〓^(l)のノルムの自乗によつて判断すれば、〓^(l)
のノルムの自乗によつて判定するよりもより変動
に強い認識が行なえる。そこで、〓^(l)のノルムの
自乗を計算すれば、（〓_k、〓_k1′）＝δ_kk′であるの
で次式が成立する。

式（19）により認識する方式を極性誤差識別法
と呼ぶ。極性誤差識別法は予め予測係数を用意す
るという点で残差波形電力法に類似し、その長所
をうけついでいる。なおかつ、予め正規直交ベク
トル｛〓^（ｌ） _ｋ｝を１個以上Ｋ個用意し、残差系列
との内積値の自乗値を残差系列のノルムの自乗よ
りとりさることによつて統計的に分散の大きい方
向に対して許容度を増し、変動に強い認識方式と
なつている。

式（19）を用いて認識する方式を今まで考えて
きたが、式の変形により計算量が少なくなる方式
がある。この方法は、残差波形電力を計算する際
に、入力信号波形系列の自己相関とフイルタＡ
^（ｌ） _（ｚ）の係数の自己相関の内積により‖〓^(l)‖
^２を
計算する方式を発展改良したものである。以下
に、本方式の達成できる認識方式と装置の説明を
行なう。

残差波形電力を入力信号波形列の自己相関とフ
イルタＡ^（ｌ） _（ｚ）の係数の自己相関の内積により計
算
する方式は次のようになる。‖〓^(l)‖^２をフイ
ルタＡ^（ｌ） _（ｚ）を考慮して計算すれば、 となる。ここで右辺の中の括弧を自己相関と考え
れば、 となる。また、 とすれば、式（20）は となる。ここでＡ^（ｌ） _ｉは逆スペクトル係数であ
る。

残差波形電力法においては式（23）を計算すれ
ば良いのであるが、極性誤差識別法では系列｛〓
^（ｌ） _ｋ｝^Ｋ _ｋ＝１を考える必要がある。そこで、入力
信号
波形系列｛ｘ_o｝より系列｛〓^（ｌ） _ｋ｝^Ｋ _ｋ＝１を生
成する
フイルタ。

を考える。

Ｑ^（ｌ） _ｋ（ｚ）の係数ベクトルを〓^（ｌ） _ｋ＝（ｑ
^（ｌ） _ｋ１ ｑ^（ｌ） _ｋ２…
……ｑ^（ｌ） _ｋＰ）、Ｘ_iを入力信号波形系列の第ｉ区
間の
計画行列として、 Ｘ^Ｔ _ｉＸ_i〓^（ｌ） _ｋ＝Ｘ^Ｔ _ｉ 〓^（ｌ） _ｋ （25） の関係があるものとする。入力信号波形系列の変
動を考慮して、入力信号波形系列の平均を とすれば、式（25）は Ｒ〓^（ｌ） _ｋ＝Ｘ^T〓^（ｌ） _ｋ （28） となる。これよりフイルタＱ^（ｌ） _ｋ（ｚ）の係数を決
定す
れば、 〓^（ｌ） _ｋ＝R^-1X^T〓^（ｌ） _ｋ （29） となる。式（29）の〓^（ｌ） _ｋを用いれば〓^（ｌ） _ｋの
成分
μ^（ｌ） _ｋｏは最小自乗の意味で と計算できる。ただし、式（30）によつて生成さ
れた系列は厳密に直交関係を保つてはいない。ま
たノルムは入力ｘ_oに依存するため１とはならな
い。

そこで、〓^（ｌ） _ｋのノルムを正規化するために、〓
^（ｌ） _ｋ／‖〓^（ｌ） _ｋ‖を計算する。

〓^（ｌ） _ｋのノルム‖〓^（ｌ） _ｋ‖は、 となる。

とし、また式（21）を用いれば式（31）は となる。ゆえに‖〓^（ｌ） _ｋ‖により正規化できる。

式（30）に示したμ^（ｌ） _ｋｏとｅ^（ｌ） _ｏの内積を
計算す
れば、 となる。ここでｑ^（ｌ） _ｋ′_ｐ＝０である。

として式（21）を用いれば式（34）は となる。ただし、ｉ０の場合Ｂ^（ｌ） _ｋｉ、ｉ＜０の
場合Ｂ^（ｌ） _ｋ−ｉを用いる。

式（23）、（33）、（37）を用いれば式（19）は となる。

式（19）と式（38）を比較すれば、式（38）の
方は乗算回数が式（19）よりも少なくまた、｛Ａ
^（ｌ） _（ｚ）｝^Ｌ _ｌ＝１の係数と｛〓^（ｌ） _ｋ｝^Ｋ _ｋ＝
１ ^Ｌ _ｌ＝１を用意する代
わりに、｛Ａ^（ｌ） _ｉ｝^Ｐ _ｉ＝０ ^Ｌ _ｌ＝１ ｛Ｂ^（ｌ
） _ｋｉ｝^Ｋ _ｋ＝１ ^Ｐ _ｉ＝−ｐ
^Ｌ _ｌ＝１、｛Ｃ^（ｌ） _ｋｉ｝^Ｋ _ｋ＝１ ^Ｐ _ｉ＝０ ^Ｌ
_ｌ＝１を用意すればよ
く、記憶場所も少なくてすむという利点がある。

式（38）は式（19）を変形したものであり、演
算を自己相関に限定しているものの、極性誤差識
別法の利点をそこなつておらず、前記式（19）に
よる認識方式よりも発展改良されている。

第１図は何えば母音の識別を行なう音声認識シ
ステムに本発明を適用したものである。

図において、１は信号波形系列｛ｘ_o｝のＰ次
の自己相関｛ｖ_i｝^Ｐ _ｉ＝０を計算する自己相関演算装
置、２１，………，２ｌ，………，２Ｌは類毎す
なわち母音毎に極性誤差の自乗和‖〓^(l)‖^２を
計算する演算回路１，………，ｌ，………，Ｌ，
３は各類毎に得られた極性誤差の自乗和出力から
最小となるものを検出しその類名（ｌ）を認識結
果として出力する最小値検出回路である。入力信
号系列としては、図示しないＡ／Ｄ変換器等によ
り音声信号を△ｔ時間間隔でサンプリングされた
直列又は並列のデイジタル信号系列｛ｘ_o｝^ｎ１ _{ｏ＝ｏ
０}
が供給されるものとする。

第２図は演算回路２ｌの一構成例を示している
が、残りの演算回路も同様に構成することができ
る。図において、４は自己相関ｖ_iと逆スペクト
ル係数Ａ^（ｌ） _ｉとの内積を計算することにより残差
波形系列のノルムの自乗‖〓^(l)‖^２を求める回
路であり、残差波形電力法においてはこの回路の
出力の大小からｘ_oの属する類を決定していた。
第２図において以下に説明する残りの回路は本発
明により付加さされたものである。５１，……
…，５ｋ，………，５Ｋは夫々式（38）の右辺第
２項中の（Σ^Ｐ _ｉ＝−ＰＢ^（ｌ） _ｋｉｖ_i）^２／Σ^Ｐ _{ｉ
＝−Ｐ}Ｃ^（ｌ） _ｋｉｖ
_i）を計算する回路、６は回路５１，………，５
ｋ，………，５Ｋの出力を加算して式（38）の右
辺第２項の値を求める加算回路、７は回路４の出
力から回路６の出力を減算する減算回路である。
したがつて、減算回路７の出力は、極性誤差系列
のノルムの自乗‖〓^(l)‖^２となつている。

第３図は第２図における回路５ｋの一構成例を
示している。回路８は自己相関ｖ_iと補助波形系
列〓^（ｌ） _ｋから予じめ求められた係数Ｂ^（ｌ） _ｋｉと
の内積
を求める回路、回路９は回路８の出力を自乗する
自乗回路、回路１０は自己相関ｖ_iと補助波形系
列〓^（ｌ） _ｋから予じめ求められた係数Ｃ^（ｌ） _ｋｉと
の内積
を求める回路であ。除算回路１１は回路９の出力
を回路１０の出力で除算し出力ｄ^（ｌ） _ｋ＝（Σ^Ｐ _{ｉ＝
−Ｐ}Ｂ
^（ｌ） _ｋｉｖ_i）^２／Σ^Ｐ _ｉ＝−ＰＣ^（ｌ） _ｋｉｖ_iを得
ている。なお、
係数Ｂ^（ｌ） _ｋｉ、Ｃ^（ｌ） _ｋｉは予じめ算出されて図
示しない
記憶装置に収容され、ｖ_iと同期して取り出され
て回路８，１０の計算に利用されている。

本実施例によれば、入力音声波形列の変動が残
差波形系列に与える影響を、各類毎に予じめ正規
直交関係にある補助系列｛〓^（ｌ） _ｋ｝^Ｋ _ｋ＝１の成分
を残
差波形系列より取り除くことができる。従つて、
変動に対して許容度の大きい認識が行なえるとと
もに必要とする記憶領域を減少させかつ高速な認
識を行なうことができる。

〔発明の変形例〕

(1) 本発明は音声波形の識別に限られず、心電図
波形等の識別にも用いることができる。また、
これらの１次元波形以外のｎ次元の波形につい
てもｎ次元フイルタを用いることにより実現す
ることができる。例えばｎ＝２としては平面画
像から得られた信号波形の識別も可能である。

(2) 上記実施例はすべてデイジタル回路により構
成したものであるが、その少なくとも一部をマ
イクロコンピユータ等によるプログラム制御で
実現することもできるし、アナログ演算回路で
構成することもできる。この場合、積和回路、
自乗和回路等は内積演算が可能な素子、例えば
光学フイルタを用いたもの、表面弾性波素子等
を用いることができる。

(3) 各類に対する変動方向の数Ｋは類毎に異なつ
ていてもよい。

(4) 上記実施例では最も好ましい補助系列として
正規直交関係にあるように選んであるが、必ず
しもその必要はない。

但しこの場合にはＫを大きくとることが望ま
しい。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す図、第２図及
び第３図は本発明の一実施例の各部の構成例を示
す図である。 １……自己相関演算装置、２１，………，２
ｌ，………，２Ｌ……演算回路、３……最小値検
出回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 類の未知なる入力信号波形系列の自己相関を
   求めた後、Ｌ種類の類の既知なる標準信号系列に
   対応する逆スペクトル係数と前記自己相関出力と
   の主内積値を求め、この値により前記入力信号波
   形系列の属する類を決定する認識方式において、 前記Ｌ種類の各類毎に前記入力信号波形系列の
   変動を除くための第１及び第２の係数を１又は複
   数組発生し、前記自己相関出力と第１の係数との
   第１の内積値及び前記自己相関出力と第２の係数
   との第２の内積値を求め、第１の内積値を自乗し
   た自乗値を対応する第２の内積値で除算した後各
   除算結果を加算し、この加算出力を前記主内積値
   から減算し、各類毎に得られる減算結果から前記
   入力信号波形系列の属する類を決定することを特
   徴とする信号波形認識方法。