JPS6253195A - Digital positioning controller for stepping motor - Google Patents
Digital positioning controller for stepping motorInfo
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- JPS6253195A JPS6253195A JP18853385A JP18853385A JPS6253195A JP S6253195 A JPS6253195 A JP S6253195A JP 18853385 A JP18853385 A JP 18853385A JP 18853385 A JP18853385 A JP 18853385A JP S6253195 A JPS6253195 A JP S6253195A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、機械的な送りピッチに関係なく微小−な位置
決めを行うことのできるステップモータのディジタル位
置決め制御装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a digital positioning control device for a step motor that can perform minute positioning regardless of mechanical feed pitch.
ステップモータは、入力パルスが加わる毎に成る定まっ
た角度(又は距離)だけ回転(又は移動)するモータで
、サーボ機構を簡単化できるため従来位置決め装置の駆
動部として多く利用されてきた。例えば、NC工作機械
ではX−Yテーブル位置決め用のテーブル駆動アクチュ
エータ、フロッピディスク装置等の磁気ディスク装置で
は磁気ヘッドをデータトラック上に位置決めする磁気ヘ
ッド駆動アクチュエータ、プリンタ装置では印字ヘッド
を位置決めするキャリッジ駆動アクチュエータとしてそ
れぞれ利用されている。A step motor is a motor that rotates (or moves) by a fixed angle (or distance) each time an input pulse is applied, and has been widely used as a drive unit of conventional positioning devices because it can simplify the servo mechanism. For example, in an NC machine tool, a table drive actuator is used to position the X-Y table, in a magnetic disk device such as a floppy disk device, a magnetic head drive actuator is used to position the magnetic head on a data track, and in a printer device, a carriage drive is used to position the print head. Each is used as an actuator.
上記ステップモータの駆動方法は、例えば2相のリニア
ステップモータをバイポーラ駆動する場合を例にとると
、A相とB相のそれぞれに流す励磁電流の流れる向き等
を組合わせることによって決まる平衡点位置を励磁電流
を順次切換えることによって移動させ、この平衡点位置
と現在位置の間のずれによって生じる推力により駆動す
るというものである。For example, in the case of bipolar driving a two-phase linear step motor, the step motor driving method described above is based on the equilibrium point position determined by combining the directions of excitation currents flowing in the A phase and B phase, respectively. is moved by sequentially switching the excitation current, and is driven by the thrust generated by the deviation between the equilibrium point position and the current position.
近年ステップモータがより広い分野に応用されるのに伴
い、ステップモータを微小に精度良く動作させる必要性
が高まっており、例えば大容壷化の傾向にあるフロッピ
ディスク装置や固定磁気ディスク装置等はその顕著な例
である。ところで、従来の駆動方法においてステップモ
ータを微小に位置決めできるように動作させるためには
、要求される送り精度に対応する送りピッチを機械的な
構造として備える必要がある。しかし、一般的には機械
的に精度を高めるには限度があり、その結果位置決め精
度をそれほど高くできず、社会的要請に応えられないと
いう問題を有している。In recent years, as step motors have been applied to a wider range of fields, there is an increasing need to operate step motors with minute precision.For example, floppy disk devices and fixed magnetic disk devices, which are becoming larger in size, are This is a notable example. By the way, in order to operate the step motor so as to perform fine positioning in the conventional drive method, it is necessary to provide a mechanical structure with a feed pitch corresponding to the required feed accuracy. However, there is generally a limit to how much accuracy can be mechanically increased, and as a result, the positioning accuracy cannot be increased that much, resulting in the problem of not being able to meet social demands.
また、ステップモータにおける運動は、一般に下記の(
1)式のばね一質量系によって表わされる。In addition, the motion in a step motor is generally described below (
1) It is expressed by the spring-mass system of equation.
従って、摩擦力等の影響がなければ、ステップモータは
平衡点位置に収束せず、振動を続けるという特性を有し
、上記駆動方法の如き開ループ制御を行う場合には、ば
ね−質量系による残留振動のため整定時間が長くなると
いう問題を有する。さらに静止摩擦力等の影響によって
高精度、高速の位置決めもできないという問題をも有し
ている。Therefore, without the influence of frictional force etc., the step motor has the characteristic that it will not converge to the equilibrium point position and will continue to vibrate, and when performing open loop control such as the above drive method, it is necessary to use the spring-mass system. There is a problem that settling time becomes long due to residual vibration. Furthermore, there is also the problem that high-precision, high-speed positioning is not possible due to the effects of static friction and the like.
Mε 十 k ε =O(1)ここで、Mはリ
ニアステップモータの可動部の質量、εはリニアステッ
プモータにおける平衡点位置と現在位置の位置ずれ、k
はばね定数、εはεの時間に関する2階微分を表わす。Mε 10 k ε = O (1) Here, M is the mass of the moving part of the linear step motor, ε is the positional deviation between the equilibrium point position and the current position in the linear step motor, k
is a spring constant, and ε represents the second derivative of ε with respect to time.
本発明の目的は、かかる従来のステップモータの動作特
性を補償し、ステップモータの機械的構造により定まる
送りピッチの制約を受けることなくステップモータの位
置を微小に変化させることのできるステップモータのデ
ィジタル位置決め制御装置を提供することにある。It is an object of the present invention to provide a digital step motor that compensates for the operating characteristics of the conventional step motor and that allows the position of the step motor to be minutely changed without being constrained by the feed pitch determined by the mechanical structure of the step motor. An object of the present invention is to provide a positioning control device.
本発明は、ステップモータと、前記ステップモータを追
従させるべき目標位置を示す目標位置信号を一定のサン
プリングタイム毎にディジタル信号に変換し、前記サン
プリングタイム間出力する第1のA/D変換器と、前記
ステップモータの位置を検出する位置検出手段と、前記
位置検出手段の出力信号を前記サンプリングタイム毎に
ディジタル信号に変換し、前記サンプリングタイム間出
力する第2のA/D変換器と、前記第1のA/、D変換
器の出力信号と前記第2のA/D変換器の出力信号との
誤差を算出する減算器と、前記減算器の出力信号を前記
サンプリングタイム毎に積算する積算手段と、前記第1
のA/D変換器の出力信号と前記第2のA/D変換器の
出力信号と前記積算手段の出力信号とを入力するディジ
タル補償フィルタと、前記ディジタル補償フィルタの出
力信号に応じて前記ステップモータの各相への励磁電流
値を出力する記憶素子及び前記記憶素子の出力値に従っ
て前記ステップモータへローパスフィルタを介して電流
を印加する増幅器を含むステップモータ微小送り回路と
からなり、ステップモータの動特性を前記ディジタル積
分器及び3入力1出力の前記ディジクル補償フィルタを
用いたフィードバック制御により補償するように構成し
たことを特徴としている。The present invention includes a step motor, a first A/D converter that converts a target position signal indicating a target position to be followed by the step motor into a digital signal at fixed sampling time intervals, and outputs the digital signal during the sampling time. , a position detection means for detecting the position of the step motor; a second A/D converter that converts the output signal of the position detection means into a digital signal at each sampling time and outputs it during the sampling time; a subtracter that calculates an error between the output signal of the first A/D converter and the output signal of the second A/D converter; and an integration unit that integrates the output signal of the subtracter at each sampling time. means and said first
a digital compensation filter to which the output signal of the A/D converter, the output signal of the second A/D converter, and the output signal of the integration means are input; A step motor micro-feed circuit includes a memory element that outputs an excitation current value to each phase of the motor, and an amplifier that applies a current to the step motor via a low-pass filter according to the output value of the memory element. The present invention is characterized in that the dynamic characteristics are compensated by feedback control using the digital integrator and the digital compensation filter having three inputs and one output.
〔実施例〕 以下に、図面を用いて本発明の詳細な説明する。〔Example〕 The present invention will be described in detail below using the drawings.
第1図は本発明に係るステップモータのディジタル位置
決め制御装置の構成を示すブロック図である。この実施
例では制御対象を2相リニアステツプモータとしている
。以下の説明において、信号とその信号が表わす値を同
じ記号で記述する。FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a step motor digital positioning control device according to the present invention. In this embodiment, the object to be controlled is a two-phase linear step motor. In the following description, signals and the values represented by the signals are described using the same symbol.
サンプリングタイムをTとする。2相リニアステツプモ
ータ(以下リニアステップモータ)5が追従すべき目標
位置を示す目標位置信号aは外部から与えられる。この
目標位置信号aは、サンプリングタイムT毎にA/D変
換器7によりディジタル信号すに変換され、サンプリン
グタイムTの量減算器1とディジタル補償フィルタ3に
供給される。一方リニアステップモータの現在位置Xは
位置検出器6により位置信号Cとして検出される。この
位置信号Cは、サンプリングタイムT毎にA/D変換器
7′によりディジタル信号dに変換され、サンプリング
タイムTの量減算器1とディジタル補償フィルタ3に供
給される。減算器1は、A/D変換器7.7′からの出
力信号す。Let T be the sampling time. A target position signal a indicating a target position to be followed by a two-phase linear step motor (hereinafter referred to as a linear step motor) 5 is given from the outside. This target position signal a is converted into a digital signal by an A/D converter 7 at every sampling time T, and is supplied to a sampling time T amount subtracter 1 and a digital compensation filter 3. On the other hand, the current position X of the linear step motor is detected as a position signal C by the position detector 6. This position signal C is converted into a digital signal d by the A/D converter 7' at every sampling time T, and is supplied to the amount subtracter 1 of the sampling time T and the digital compensation filter 3. The subtracter 1 receives the output signal from the A/D converter 7.7'.
dを入力してリニアステップモータ5が追従すべき目標
位置とリニアステップモータ5の現在位置との位置誤差
を算出し、その結果得た位置誤差信号eを積算器2に出
力する。積算器2は、サンプリングタイムT毎に位置誤
差信号eを積算し、その生産値fをサンプリングタイム
Tの間ディジタル補償フィルタ3へ出力する。d is input to calculate the position error between the target position to be followed by the linear step motor 5 and the current position of the linear step motor 5, and the resulting position error signal e is output to the integrator 2. The integrator 2 integrates the position error signal e at every sampling time T, and outputs its production value f to the digital compensation filter 3 during the sampling time T.
ディジタル補償フィルタ3では、入力される出力信号す
、d及び出力値fに基づいてリニアステップモータの平
衡点アドレス値Uが計算される。The digital compensation filter 3 calculates the equilibrium point address value U of the linear step motor based on the input output signals S, d and the output value f.
この平衡点アドレス値Uは、サンプリングタイムTの△
時刻後、すなわちT+Δ時間においてリニアステップモ
ータの微小送り回路4にサンプリングタイムTの聞出力
される。微小送り回路4は、平衡点アドレス値Uに基づ
いてリニアステップモータ5のA相とB相のそれぞれに
対応した電流g。This equilibrium point address value U is △ of the sampling time T.
After the sampling time T, that is, at time T+Δ, the signal is outputted to the minute feed circuit 4 of the linear step motor. The minute feed circuit 4 generates a current g corresponding to each of the A phase and B phase of the linear step motor 5 based on the equilibrium point address value U.
g′を供給し、これによってリニアステップモータ5の
平衡点を変化させ、リニアステップモータ5を作動させ
る。g', thereby changing the equilibrium point of the linear step motor 5 and activating the linear step motor 5.
上記において、リニアステップモータ5を動作させるに
あたり、外部より目標位置を与えると共にリニアステッ
プモータの現在位置を位置検出器6及びA/D変換器7
′を介してフィードバックし、サンプリングタイムT毎
に目標位置と現在位置の位置誤差を求め、この位置誤作
がなくなるよ01に制御するものである。上記積算器2
はディジタル的な積分器であって、リニアステップモー
タ5の位置は、この積分補償により追従すべき目標位置
に定常的に一致するように制御される。また、後述する
ようにフィードバック制御系の安定性はディジタル補償
フィルタ3によって満足される。In the above, when operating the linear step motor 5, a target position is given from the outside, and the current position of the linear step motor is detected by the position detector 6 and the A/D converter 7.
', the position error between the target position and the current position is obtained at every sampling time T, and control is performed to eliminate this position error. Above integrator 2
is a digital integrator, and the position of the linear step motor 5 is controlled by this integral compensation so that it constantly matches the target position to be tracked. Further, as will be described later, the stability of the feedback control system is satisfied by the digital compensation filter 3.
上記サンプリングタイムT及び出力時間Δについては、
タイマ(図示せず)によって時間管理が行われる。また
位置検出器6は、従来より使用されるオプティカルエン
コーダ等の任意の検出器が使用される。Regarding the above sampling time T and output time Δ,
Time management is performed by a timer (not shown). Further, as the position detector 6, any conventional detector such as an optical encoder can be used.
次に上記微小送り回路4の構成を詳述する。第2図は微
小送り回路の構成の一例を示すブロック図である。微小
送り回路4は、ディジタル補償フィルタ3から与えられ
るリニアステップモータ5の平衡点アドレス値Uを受は
リニアステップモータのA相及びB相のそれぞれに与え
るべき電流を出力するROM8.8’と、ROM8.8
’の出力値り、h’をディジタル信号からアナログ信号
へ変換するD/A変換器9,9′と、D/A変換器9.
9′の出力値」、J′におけるナイキスト周波数(1/
2T)以上の周波数成分を遮断するローパスフィルタ1
0.10′と、ローパスフィルタ10.10’の出力値
q、q’を増幅しリニアステップモータのA相とB相に
流す電流g、g’を得る増幅器11.11’から構成さ
れている。Next, the configuration of the minute feed circuit 4 will be described in detail. FIG. 2 is a block diagram showing an example of the configuration of a minute feed circuit. The minute feed circuit 4 receives the equilibrium point address value U of the linear step motor 5 given from the digital compensation filter 3, and outputs the current to be given to each of the A phase and B phase of the linear step motor. ROM8.8
D/A converters 9, 9' convert the output value h' from a digital signal to an analog signal;
9' output value', Nyquist frequency at J' (1/
Low-pass filter 1 that blocks frequency components above 2T)
0.10', and an amplifier 11.11' that amplifies the output values q and q' of the low-pass filter 10.10' and obtains currents g and g' to be passed through the A and B phases of the linear step motor. .
ところで、リニアステップモータは、その平衡点の位置
を、A相の電流値とB相の電流値を適当に組み合わせる
ことによって、機械的な送りピッチにかかわらず任意に
設定できる。すなわち、A相及びB相のそれぞれにある
大きさの電流を流すと、その電流値の組み合わせによっ
て決まる平衡点が必ず存在し、この平衡点の位置はA相
及びB相の励磁電流にのみ依存し、機械的な送りピッチ
に無関係である。従って、ある電流の組み合わせによる
平衡点位置を基準アドレス(アドレス値0としたとき、
その点からの位置偏差を、リニアステップモータの平衡
点アドレスとすることができ、前記ROM8及び8′に
は、この平衡点アドレスに対応する電流値の組み合わせ
が記憶される。ただし、A相の電流値とB相の電流値の
組み合わせは、最大静止推力が一定になるようにとられ
る。By the way, the position of the equilibrium point of the linear step motor can be arbitrarily set by appropriately combining the A-phase current value and the B-phase current value, regardless of the mechanical feed pitch. In other words, when a certain amount of current is passed through each of the A-phase and B-phase, there is always an equilibrium point determined by the combination of the current values, and the position of this equilibrium point depends only on the excitation current of the A-phase and B-phase. However, it is independent of mechanical feed pitch. Therefore, when the equilibrium point position due to a certain combination of currents is set to the reference address (address value 0),
The positional deviation from that point can be used as the equilibrium point address of the linear step motor, and the combination of current values corresponding to this equilibrium point address is stored in the ROMs 8 and 8'. However, the combination of the A-phase current value and the B-phase current value is set so that the maximum static thrust is constant.
第3図はこの様子を示したものであって、ある電流の組
み合わせによって決められた基準アドレス(アドレス値
0)と、その点からの位置偏差によって表されるリニア
ステップモータの平衡点アドレスu、u′、u”におけ
る静止推力特性が示されている。第3図において、平衡
点は横軸上に無数存在するが、実際には、平衡点の数は
ディジタル補償フィルタ3の出力値Uの分解能によって
きまる。また、ステップモータの位置も同様に基準アド
レスからの位置すれとして与えられる。FIG. 3 shows this situation, with the reference address (address value 0) determined by a certain combination of currents, the equilibrium point address u of the linear step motor expressed by the position deviation from that point, The static thrust characteristics at u′ and u” are shown. In FIG. 3, there are countless equilibrium points on the horizontal axis, but in reality, the number of equilibrium points is determined by the output value U of the digital compensation filter 3. It is determined by the resolution.The position of the step motor is also given as the position deviation from the reference address.
第4図はローパスフィルタ10.10’の具体的構成の
一例を示す。このローパスフィルタは、オペアンプ12
を用い、抵抗R,,R2とコンデンサC2から成る回路
を非反転入力端子に接続し、その出力を反転入力端子及
びコンデンサCIを介して抵抗R,,R2の中間節点に
フィードバックさせるように構成されている。このロー
パスフィルタの伝達関数は、下式(2)で示す如き2次
の伝達関数Gzp(s)によって表わされる。FIG. 4 shows an example of a specific configuration of the low-pass filter 10.10'. This low pass filter is an operational amplifier 12
A circuit consisting of resistors R, , R2 and capacitor C2 is connected to a non-inverting input terminal, and its output is fed back to an intermediate node between resistors R, , R2 via the inverting input terminal and capacitor CI. ing. The transfer function of this low-pass filter is expressed by a second-order transfer function Gzp(s) as shown in equation (2) below.
ここで、Sはラプラス変換の演算子である。Here, S is a Laplace transform operator.
G、p (s ) =w2/ (S2+ 2 ・ζws
+w2)上式(2)のW、こと、第4図の回路の定数R
1゜R2,C,、C2,との間には次の関係がある。G, p (s) = w2/ (S2+ 2 ・ζws
+w2) W in the above formula (2), and constant R of the circuit in Figure 4
The following relationship exists between 1°R2,C,,C2,.
w=t/J賢7丁[−17(3)
ζ=C2・(R,+R2) /2 C■でT1丁][以
上説明したように、微小送り回路4は、リニアステップ
モータ5の平衡点の位置を、機械的構造により定まる送
りピッチにかかわらず任意に設定することができる。w = t/J Ken 7-cho [-17 (3) ζ = C2・(R, +R2) /2 T1 at C■] [As explained above, the minute feed circuit 4 balances the linear step motor 5. The position of the point can be arbitrarily set regardless of the feed pitch determined by the mechanical structure.
なお、微小送り回路4をリニアステップモータ5に接続
した場合には、第3図から明らかなようにリニアステッ
プモータ5の平衡点アドレス値Uとリニアステップモー
タ5の位置Xとの間の入出力関係は(5)式で表わされ
る。In addition, when the minute feed circuit 4 is connected to the linear step motor 5, as is clear from FIG. 3, the input/output between the equilibrium point address value U of the linear step motor 5 and the position The relationship is expressed by equation (5).
Mx + kx =ux (5)
ここで、M及びkはリニアステップモータ5の質量及び
ばね定数であり、XはXの時間に関する2階微分を表わ
す。Mx + kx = ux (5)
Here, M and k are the mass and spring constant of the linear step motor 5, and X represents the second-order differential of X with respect to time.
リニアステップモータ5の平衡点のアドレス値Uを入力
しリニアステップモータ5の位置Xを出力するシステム
を、第5図に示す如くタイマを用いてサンプリングタイ
ム1以内である6時間のむだ時間13を付加して構成し
、t=NT (N=0゜1.2.・・・・・・・・・)
のサンプリングタイム時刻に注目し、離散時間値での状
態方程式を導くと、(6)式のようになる。むだ時間1
3は積算器2及びディジタル補償フィルタ3による演算
時間遅れを考慮するためのむだ時間であり、■はむだ時
間13への入力である。また、XはXの時間に関する1
階微分を表わす。A system that inputs the address value U of the equilibrium point of the linear step motor 5 and outputs the position X of the linear step motor 5 is constructed using a timer as shown in FIG. Add and configure, t=NT (N=0゜1.2.・・・・・・・・・)
Focusing on the sampling time of , and deriving the state equation with discrete time values, the equation (6) is obtained. Dead time 1
3 is a dead time for taking into account calculation time delays caused by the integrator 2 and the digital compensation filter 3, and ■ is an input to the dead time 13. Also, X is 1 with respect to the time of X
Represents the order differential.
ここで、X (NT)は状態ベクトノペY (NT)は
出力ベクトルであり、次式で与えられる。Here, X (NT) is a state vector copy Y (NT) is an output vector, which is given by the following equation.
また、(6)式の各係数行列は以下の構造をしている。Furthermore, each coefficient matrix in equation (6) has the following structure.
タタし、exp (・)は、行列指数関数である。and exp (.) is a matrix exponential function.
(6)式で表わされるシステムは可制御、可観測であり
、可観測指数は2である。The system expressed by equation (6) is controllable and observable, and the observability index is 2.
ところで、積算器2の機能は、第6図に示すブロック図
のように、加算器14とシフトレジスタ15とにより表
わすことができる。第6図において、2はZ−変換の演
算子である。Incidentally, the function of the integrator 2 can be represented by an adder 14 and a shift register 15, as shown in the block diagram shown in FIG. In FIG. 6, 2 is the Z-transform operator.
第5図のシステムと第6図の積算器2とを第7図に示し
たように直列に結合したシステムは、第5図のシステム
がZ一平面の点(1,0)に零点を持たないことから、
むだ時間12の入力Vから可制御である。従って、むだ
時間13の入力Vを入力とし、リニアステップモータ5
の位置を表わす位置信号d及び積算器2の出力信号fを
出力すると第7図に示したシステムは1次のディジタル
補償フィルタにより安定化することができる。In a system in which the system in FIG. 5 and the integrator 2 in FIG. 6 are connected in series as shown in FIG. 7, the system in FIG. Because there is no
It can be controlled from the input V with a dead time of 12. Therefore, when input V with dead time 13 is input, linear step motor 5
The system shown in FIG. 7 can be stabilized by a first-order digital compensation filter by outputting a position signal d representing the position of , and an output signal f of the integrator 2.
また、例えばディジタル補償フィルタの構成例をZ−変
換の演算子2を用いて記述すると、第8図で示すような
ブロック図で表わすことができる。Further, for example, if a configuration example of a digital compensation filter is described using Z-transform operator 2, it can be represented in a block diagram as shown in FIG.
第8図において、16はシフトレジスタ、17.18は
加算器、19.20.21.22.23.24.25は
それぞれαl、α2.α3.α2.α3.α6.α、の
定数倍を行う乗算器である。α1〜α7は実定数である
。また13は前述した演算時間のための時間遅れを考慮
した6時間のむだ時間であり、常にVを、サンプリング
時刻t=NTの6時間後、すなわちt=NT+Δ時刻に
Uとして出力させるというむだ時間である。In FIG. 8, 16 is a shift register, 17.18 is an adder, 19.20.21.22.23.24.25 are αl, α2. α3. α2. α3. α6. This is a multiplier that multiplies α by a constant. α1 to α7 are real constants. Further, 13 is a dead time of 6 hours taking into account the time delay due to the calculation time mentioned above, and is a dead time in which V is always output as U at 6 hours after sampling time t=NT, that is, at time t=NT+Δ. It is.
このとき、目標位置信号aのA/Dの変換器7の出力信
号すから第8図におけるディジタル補償フィルタの出力
Vまでのパルス伝達関数Gbv(z)、!Jニアステッ
プモータ5の現在位置XのA/D変換器7′の出力信号
dからディジタル補償フィルタの出カシまでのパルス伝
達関数Gdv(Z)、及び積算器2の出力fからディジ
タル補償フィルタの出力Vまでのパルス伝達関数G r
v (z )はそれぞれ次のようになる。At this time, the pulse transfer function Gbv(z) from the output signal of the A/D converter 7 of the target position signal a to the output V of the digital compensation filter in FIG. The pulse transfer function Gdv (Z) from the output signal d of the A/D converter 7' at the current position X of the J near step motor 5 to the output of the digital compensation filter, and from the output f of the integrator 2 Pulse transfer function G r to output V
v (z) are as follows.
cbv(Z)=(ff+ j z+a2− z)/(z
−a、・z−αt) (7)Gdv(z)=、(α、・
z+a<・z)/(z−ae・z−αt) (8)Gr
v(z)=(αs j z)/(z−a6・z−α、)
(9)パルス伝達関数が2次で表わされて
いるのは、むだ時間13を時間遅れz −1として扱っ
ているからである。cbv(Z)=(ff+j z+a2- z)/(z
-a,・z−αt) (7) Gdv(z)=, (α,・
z+a<・z)/(z−ae・z−αt) (8) Gr
v(z)=(αs j z)/(z-a6・z-α,)
(9) The pulse transfer function is expressed as quadratic because the dead time 13 is treated as a time delay z −1.
また、第1図に示したフィードバック制御系において、
目標位置信号すからリニアステップモータ5の位置Xま
でのパルス伝達関数W(z)は次のようになる。Furthermore, in the feedback control system shown in Fig. 1,
The pulse transfer function W(z) from the target position signal to the position X of the linear step motor 5 is as follows.
W(z)=N、(z)・N2(z)/D(z)
(10)ただし、N I(z )は第8図に示した実定
数α1゜α2により任意に指定できる2次の実係数多項
式、また、N2(Z)は(6)式で表わされるシステム
が持つ零点を示す多項式である。D(Z)は実定数α3
.α4.α5.α6.α7により任意に決めることので
きる多項式である。すなわち、D(z)−〇の根をZ一
平面の単位円内に指定することによって、第1図に示し
たフィードバック制御系を。W(z)=N,(z)・N2(z)/D(z)
(10) However, N I (z) is a quadratic real coefficient polynomial that can be arbitrarily specified by the real constants α1゜α2 shown in Figure 8, and N2 (Z) is the system expressed by equation (6). It is a polynomial that indicates the zero points. D(Z) is a real constant α3
.. α4. α5. α6. This is a polynomial that can be arbitrarily determined by α7. That is, by specifying the root of D(z)-〇 within the unit circle of the Z plane, the feedback control system shown in FIG. 1 can be obtained.
安定化でき、応答の速さは、サンプリング周波数による
制限はあるが、実定数α3.α4.α5゜α6.α7に
より設定できる。また、実定数α1゜α2により目標位
置信号すからリニアステップモータ5の位置Xまでのパ
ルス伝達関数W(zH,:零点(N+(z)で表わされ
ている)を付加できることから安定性のみならず応答の
改善がディジタル補償フィルタ3によって可能となる。The response speed is limited by the sampling frequency, but the real constant α3. α4. α5゜α6. It can be set using α7. In addition, since the pulse transfer function W (zH,: zero point (represented by N+(z)) from the target position signal to the position X of the linear step motor 5 can be added using the real constants α1 and α2, only stability However, the digital compensation filter 3 makes it possible to improve the response.
例えば、M=2og、に=3.21ON/mであるリニ
アステップモータを考える。サンプリングタイムTを1
ミリsec、演算時間Δを0.5ミリsecとする。こ
のとき、(6)式の係数行列は次のようになる。For example, consider a linear step motor where M=2og and M=3.21ON/m. Sampling time T is 1
It is assumed that the calculation time Δ is 0.5 milliseconds. At this time, the coefficient matrix of equation (6) is as follows.
さらに、ディジタル補償フィルタの定数α、。Furthermore, the constant α, of the digital compensation filter.
α2.α3.α4.α6.α6.α7を次のように選ぶ
と、目標位置信号aのA/D変換器7の出力信号すから
第8図におけるディジタル補償フィルタの出力Vまでの
パルス伝達関数Gbv(z)、リニアステップモータ5
の現在位置XのA/D変換器7′の出力信号dからディ
ジタル補償フィルタの出力Vまでのパルス伝達関数Gd
v(z)、及び積算器2の出力fからディジタル補償フ
ィルタの出力Vまでのパルス伝達関数cry(z)はそ
れぞれ次のようになる。α2. α3. α4. α6. α6. If α7 is selected as follows, the pulse transfer function Gbv(z) from the output signal of the A/D converter 7 of the target position signal a to the output V of the digital compensation filter in FIG.
The pulse transfer function Gd from the output signal d of the A/D converter 7' at the current position X to the output V of the digital compensation filter
v(z) and the pulse transfer function cry(z) from the output f of the integrator 2 to the output V of the digital compensation filter, respectively, are as follows.
α、 =0.6548486 α2= 0.45
05947α3 = 0.2624751 α、
=0.5490575α、 =0.4664479
α、 = −1,186026α、 = −0,
1963472
目標位置信号すからリニアステップモータ5の位置信号
Xまでの閉ループパルス伝達関数W(z)のN+ (z
)、N2 (z)及びD(z)は以下のようになる。α, =0.6548486 α2=0.45
05947α3 = 0.2624751 α,
=0.5490575α, =0.4664479
α, = −1,186026α, = −0,
1963472 N+ (z
), N2 (z) and D(z) are as follows.
N、 (z ) =0.1266619 ・(z−0
,14661) ・(z−0,16530) (1
4)
N、 (Z ) = (z+0.1989098 )
・(z+5.027404)D (z ) = z5
−0.3654802 z’+6.645129X10
−3z’+0.01256689 z”−1,8190
56z+ 7.675294 x 1O−5(16)ま
た、D(z)=0の根は0.12245 、0.130
03 。N, (z) =0.1266619 ・(z−0
,14661) ・(z-0,16530) (1
4) N, (Z) = (z+0.1989098)
・(z+5.027404)D (z) = z5
-0.3654802 z'+6.645129X10
-3z'+0.01256689 z"-1,8190
56z+ 7.675294 x 1O-5 (16) Also, the roots of D(z)=0 are 0.12245 and 0.130
03.
0.14661.0.16530. −0.19891
となり、ディジタル補償フィルタ3により安定化できて
いることがわかる。0.14661.0.16530. -0.19891
It can be seen that the digital compensation filter 3 can stabilize the signal.
上記実施例では、積算器2及びディジタル補償フィルタ
3を、シフトレジスタ、加算器2乗算器。In the above embodiment, the integrator 2 and the digital compensation filter 3 are a shift register, an adder, and a multiplier.
タイマによってハード的に実現する場合について説明し
た。しかし第6図及び第8図に示す如く積算器2及びデ
ィジタル補償フィルタ3がZ−変換の演算子2によって
表わされていることから、ディジタル計算機により差分
方程式を解くという方法でプログラムとしてソフト的に
実現することも可能である。The case where this is implemented in hardware using a timer has been explained. However, as shown in FIGS. 6 and 8, since the integrator 2 and the digital compensation filter 3 are represented by the Z-transform operator 2, it is not possible to solve the difference equation using a digital computer as a software program. It is also possible to realize this.
また本発明は2相リニアステツプモータには限られず、
他のステップモータに適用できるのは勿論である。Furthermore, the present invention is not limited to two-phase linear step motors;
Of course, it can be applied to other step motors.
以上の説明で明らかなように本発明によれば、ステップ
モータの制御回路にふいて微小送り回路を付設するよう
にしたため機械的゛な送りピッチに関係な(ステップモ
ータを微細に送ることができ、さらに積算器及びディジ
タル補償フィルタを用いてステップモータをフィードバ
ック制御したため、ステップモータを高速、高精度に位
置決めすることができる。As is clear from the above explanation, according to the present invention, since a fine feed circuit is attached to the control circuit of the step motor, the step motor can be finely fed, which is related to the mechanical feed pitch. Furthermore, since the step motor is feedback-controlled using an integrator and a digital compensation filter, the step motor can be positioned at high speed and with high accuracy.
第1図は本発明に係るステップモータのディジタル位置
決め制御装置の構成を示すブロック図、第2図は微小送
り回路の構成例を示すブロック図、
第3図はリニアステップモータの各平衡点のアドレスと
平衡点における静止推力特性を示した特性図、
第4図はローパスフィルタの具体的構成を示した回路図
、
第5図はむだ時間の夕・fマを付加した制御装置のブロ
ック図、
第6図は積算器の機能を示したブロック図、第7図は第
1図においてディジタル補償フィルタを取り除いて示し
た開ループのブロック図、第8図はZ−変換の演算子2
を用いてディジタル補償フィルタの構成例を示したブロ
ック図である。
1 ・・・・・・・・・・・・ 減算器2 ・・・・・
・・・・・・・ 積算器3 ・・・・・・・・・・・・
ディジタル補償フィルタ4 ・・・・・・・・・・・
・ 微小送り回路5 ・・・・・・・・・・・・ 2相
リニアステツプモータ6 ・・・・・・・・・・・・
位置検出器7.7′・・・・・・ A/D変換器
8.8′・・・・・・ ROM
10.10’・・・・・・ ローパスフィルタ代理人
弁理士 岩 佐 義 幸
第4図
14 力oli器
第6図Fig. 1 is a block diagram showing the configuration of a digital positioning control device for a step motor according to the present invention, Fig. 2 is a block diagram showing an example of the configuration of a minute feed circuit, and Fig. 3 is an address of each equilibrium point of a linear step motor. Fig. 4 is a circuit diagram showing the specific configuration of the low-pass filter, Fig. 5 is a block diagram of the control device with addition of dead time evening and f-mass, Figure 6 is a block diagram showing the function of the integrator, Figure 7 is an open loop block diagram with the digital compensation filter removed from Figure 1, and Figure 8 is the Z-transform operator 2.
FIG. 2 is a block diagram showing an example of the configuration of a digital compensation filter using the following. 1 ・・・・・・・・・・・・ Subtractor 2 ・・・・・・
・・・・・・・・・ Totalizer 3 ・・・・・・・・・・・・
Digital compensation filter 4 ・・・・・・・・・・・・
・Minute feed circuit 5 ・・・・・・・・・・・・ 2-phase linear step motor 6 ・・・・・・・・・・・・
Position detector 7.7'... A/D converter 8.8'... ROM 10.10'... Low-pass filter agent
Patent Attorney Yoshiyuki Iwasa Figure 4 14 Power Lifting Device Figure 6
Claims (1)
させるべき目標位置を示す目標位置信号を一定のサンプ
リングタイム毎にディジタル信号に変換し、前記サンプ
リングタイム間出力する第1のA/D変換器と、前記ス
テップモータの位置を検出する位置検出手段と、前記位
置検出手段の出力信号を前記サンプリングタイム毎にデ
ィジタル信号に変換し、前記サンプリングタイム間出力
する第2のA/D変換器と、前記第1のA/D変換器の
出力信号と前記第2のA/D変換器の出力信号との誤差
を算出する減算器と、前記減算器の出力信号を前記サン
プリングタイム毎に積算する積算手段と、前記第1のA
/D変換器の出力信号と前記第2のA/D変換器の出力
信号と前記積算手段の出力信号とを入力するディジタル
補償フイルタと、前記ディジタル補償フイルタの出力信
号に応じて前記ステップモータの各相への励磁電流値を
出力する記憶素子及び前記記憶素子の出力値に従って前
記ステップモータへローパスフイルタを介して電流を印
加する増幅器を含むステップモータ微小送り回路とから
なり、ステップモータの動特性を前記ディジタル積分器
及び3入力1出力の前記ディジタル補償フイルタを用い
たフィードバック制御により補償したことを特徴とする
ステップモータのディジタル位置決め制御装置。(1) a step motor; and a first A/D converter that converts a target position signal indicating a target position to be followed by the step motor into a digital signal at a certain sampling time, and outputs the digital signal during the sampling time; a position detecting means for detecting the position of the step motor; a second A/D converter for converting the output signal of the position detecting means into a digital signal at each sampling time and outputting it during the sampling time; a subtracter for calculating an error between the output signal of the first A/D converter and the output signal of the second A/D converter; and an integrating means for integrating the output signal of the subtracter at each sampling time. , the first A
a digital compensation filter to which the output signal of the A/D converter, the output signal of the second A/D converter, and the output signal of the integration means are input; It consists of a step motor micro-feed circuit including a memory element that outputs the excitation current value to each phase and an amplifier that applies a current to the step motor via a low-pass filter according to the output value of the memory element, and dynamic characteristics of the step motor. A digital positioning control device for a step motor, characterized in that compensation is performed by feedback control using the digital integrator and the digital compensation filter having three inputs and one output.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP18853385A JPS6253195A (en) | 1985-08-29 | 1985-08-29 | Digital positioning controller for stepping motor |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP18853385A JPS6253195A (en) | 1985-08-29 | 1985-08-29 | Digital positioning controller for stepping motor |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6253195A true JPS6253195A (en) | 1987-03-07 |
Family
ID=16225369
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP18853385A Pending JPS6253195A (en) | 1985-08-29 | 1985-08-29 | Digital positioning controller for stepping motor |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6253195A (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0226300A (en) * | 1988-07-13 | 1990-01-29 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Position controller |
-
1985
- 1985-08-29 JP JP18853385A patent/JPS6253195A/en active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0226300A (en) * | 1988-07-13 | 1990-01-29 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Position controller |
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