JPS6252270B2 - - Google Patents
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- JPS6252270B2 JPS6252270B2 JP921279A JP921279A JPS6252270B2 JP S6252270 B2 JPS6252270 B2 JP S6252270B2 JP 921279 A JP921279 A JP 921279A JP 921279 A JP921279 A JP 921279A JP S6252270 B2 JPS6252270 B2 JP S6252270B2
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 15
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims description 12
- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 claims description 8
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 13
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 5
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/50—Systems of measurement based on relative movement of target
- G01S13/52—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds
- G01S13/522—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmissions of interrupted pulse modulated waves
- G01S13/524—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmissions of interrupted pulse modulated waves based upon the phase or frequency shift resulting from movement of objects, with reference to the transmitted signals, e.g. coherent MTi
- G01S13/526—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmissions of interrupted pulse modulated waves based upon the phase or frequency shift resulting from movement of objects, with reference to the transmitted signals, e.g. coherent MTi performing filtering on the whole spectrum without loss of range information, e.g. using delay line cancellers or comb filters
- G01S13/528—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmissions of interrupted pulse modulated waves based upon the phase or frequency shift resulting from movement of objects, with reference to the transmitted signals, e.g. coherent MTi performing filtering on the whole spectrum without loss of range information, e.g. using delay line cancellers or comb filters with elimination of blind speeds
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明はパルスドプラレーダに関し、特に複
数の異なるパルス繰返し周波数を用いて離散的パ
ワースペクトラムによつて目標の相対速度を検出
すると共に相対距離を検出するパルスドプラレー
ダにおける小信号受信時の検出確率の向上と回路
構成の簡素化を目的とする改良に関する。
数の異なるパルス繰返し周波数を用いて離散的パ
ワースペクトラムによつて目標の相対速度を検出
すると共に相対距離を検出するパルスドプラレー
ダにおける小信号受信時の検出確率の向上と回路
構成の簡素化を目的とする改良に関する。
或る搬送周波数をもつ送信パルスのパルス繰返
周波数を２種の互いに異なる周波数に切換え、離
散的パワースペクトラムにより受信信号のドプラ
周波数を測定して目標の相対速度を検出するパル
スドプラレーダは、一例として第１図に示すよう
な構成をもつている。第１図のパルスドプラレー
ダは、説明を容易にするために特定の相対距離に
存在する目標のみを検出対象とするトラツキング
レーダとして例示されており、また第１図では動
作原理に直接関係しない周波数変換部や増巾部を
省略してある。このレーダ方式の動作原理を説明
するために第１図における各部の信号波形とその
関係が第２図に示され、またこの場合の離散的パ
ワースペクトラム（Discrite Power Spectrum、
以下DPSで示す）の相対速度に対するレスポンス
の例が第３図に、さらにパルス繰返周波数
（Pulse Repeating Frequency、以下PRFで示
す）を変えたときのDPSの相対速度に対する相対
レスポンスと小信号受信検出の例が第４図に示さ
れている。
周波数を２種の互いに異なる周波数に切換え、離
散的パワースペクトラムにより受信信号のドプラ
周波数を測定して目標の相対速度を検出するパル
スドプラレーダは、一例として第１図に示すよう
な構成をもつている。第１図のパルスドプラレー
ダは、説明を容易にするために特定の相対距離に
存在する目標のみを検出対象とするトラツキング
レーダとして例示されており、また第１図では動
作原理に直接関係しない周波数変換部や増巾部を
省略してある。このレーダ方式の動作原理を説明
するために第１図における各部の信号波形とその
関係が第２図に示され、またこの場合の離散的パ
ワースペクトラム（Discrite Power Spectrum、
以下DPSで示す）の相対速度に対するレスポンス
の例が第３図に、さらにパルス繰返周波数
（Pulse Repeating Frequency、以下PRFで示
す）を変えたときのDPSの相対速度に対する相対
レスポンスと小信号受信検出の例が第４図に示さ
れている。
第１図において、搬送周波数の高周波信号を
生じる発振器１と、変調信号としてPRFがF1又
はF2の変調パルス信号を生じるパルス発生器２-1
又は２-2のいずれか一方と、上記周波数の高周
波信号を上記PRFがF1又はF2のパルス信号で変
調して搬送周波数およびPRF（F1）又は（F2）
の送信パルス信号を出力する変調器３と、サーキ
ユレータ４およびアンテナ５とにより、第２図ａ
の送信パルス信号を輻射し、その目標からの反射
信号をアンテナ５、サーキユレータ４、混合器
６、およびローパスフイルタ７で受信することに
より、ローパスフイルタ７の出力として第２図ｂ
に示すようないわゆるコヒーレント・ビデオ信号
が得られる。このコヒーレント・ビデオ信号の包
絡線（第２図ｂでは二つ得られている）は、各目
標とアンテナ５間の相対速度に比例するドプラ周
波数を示すことは周知の通りである。
生じる発振器１と、変調信号としてPRFがF1又
はF2の変調パルス信号を生じるパルス発生器２-1
又は２-2のいずれか一方と、上記周波数の高周
波信号を上記PRFがF1又はF2のパルス信号で変
調して搬送周波数およびPRF（F1）又は（F2）
の送信パルス信号を出力する変調器３と、サーキ
ユレータ４およびアンテナ５とにより、第２図ａ
の送信パルス信号を輻射し、その目標からの反射
信号をアンテナ５、サーキユレータ４、混合器
６、およびローパスフイルタ７で受信することに
より、ローパスフイルタ７の出力として第２図ｂ
に示すようないわゆるコヒーレント・ビデオ信号
が得られる。このコヒーレント・ビデオ信号の包
絡線（第２図ｂでは二つ得られている）は、各目
標とアンテナ５間の相対速度に比例するドプラ周
波数を示すことは周知の通りである。
第２図ｃに示すトラツキングゲートパルス信号
は、送信パルス信号より遅れて発生するパルス列
であり、これは距離設定信号として設定距離ｒt
の情報をもつ外部入力信号によりパルス発生器２
-1又は２-2の出力をレンジゲート発生器８におい
て遅延時間2rt／ｃに制御して得ている。尚、こ
こにおいて上記ｃは光速であり、またトラツキン
グゲートパルス信号のパルス巾はトラツキング対
象信号を確実に取出すために通常は送信パルス信
号のパルス巾より若干大きく選ばれる。
は、送信パルス信号より遅れて発生するパルス列
であり、これは距離設定信号として設定距離ｒt
の情報をもつ外部入力信号によりパルス発生器２
-1又は２-2の出力をレンジゲート発生器８におい
て遅延時間2rt／ｃに制御して得ている。尚、こ
こにおいて上記ｃは光速であり、またトラツキン
グゲートパルス信号のパルス巾はトラツキング対
象信号を確実に取出すために通常は送信パルス信
号のパルス巾より若干大きく選ばれる。
第１図における距離ゲート回路９は、上記トラ
ツキングゲートパルス信号によつてローパスフイ
ルタ７からのコヒーレント・ビデオ信号をゲート
し、トラツキングゲートパルス信号とコヒーレン
ト・ビデオ信号との両パルスが時間的に一致する
ときのみコヒーレント・ビデオ信号をそのまま出
力し、DPS変換器１０に入力する。この入力信号
の一例は第２図ｄに示した通りであり、ここでは
本来は位相と振幅の情報を表わすために複素数値
で表現すべきコヒーレント・ビデオ信号をその実
数（又は虚数）成分のみについて示している。
ツキングゲートパルス信号によつてローパスフイ
ルタ７からのコヒーレント・ビデオ信号をゲート
し、トラツキングゲートパルス信号とコヒーレン
ト・ビデオ信号との両パルスが時間的に一致する
ときのみコヒーレント・ビデオ信号をそのまま出
力し、DPS変換器１０に入力する。この入力信号
の一例は第２図ｄに示した通りであり、ここでは
本来は位相と振幅の情報を表わすために複素数値
で表現すべきコヒーレント・ビデオ信号をその実
数（又は虚数）成分のみについて示している。
距離ゲート回路９によつて、下記(1)式で示す各
相対距離からの受信信号のみが取り出され、F1
又はF2へのPRFの切換に同期してDPS変換器１
０にこれら信号が入力される。
相対距離からの受信信号のみが取り出され、F1
又はF2へのPRFの切換に同期してDPS変換器１
０にこれら信号が入力される。
…，（ｒt−Rmax，ｉ），（ｒt，ｉ）（ｒt
＋Rmax，ｉ），（ｒt＋2Rmax，ｉ）， …(1)
（但し ｉ＝１，２）
ここで上記Rmax，ｉは、PRFが（Fi）（ｉ＝
１，２）のときのあいまいでない距離を与えるア
ンアンビギヤスレンジ（Unambiguous Range）
と呼ばれる定数で次式で与えられる。
１，２）のときのあいまいでない距離を与えるア
ンアンビギヤスレンジ（Unambiguous Range）
と呼ばれる定数で次式で与えられる。
Rmax，ｉ＝ｃ／２Ｆｉ，ｉ＝１，２ (2)
ところで一般にパルスドプラレーダでは、要求
されるアンアンビギヤスベロシテイ
（Unambiguous Velocity、あいまいでない速度）
Vmaxを得るために、次式を満足するPRF（Fi）
を使用する必要があることはよく知られている。
されるアンアンビギヤスベロシテイ
（Unambiguous Velocity、あいまいでない速度）
Vmaxを得るために、次式を満足するPRF（Fi）
を使用する必要があることはよく知られている。
Fi＞４Ｖｍａｘ／ｃ，ｉ＝１，２ (3)
(3)式では搬送周波数、ｃは光速である。従つ
て(2)(3)式から次式 Rmax，ｉ＜ｃ２／８Ｖｍａｘ，ｉ＝１，２ (4) で示されるRmax，ｉが得られる。通常(4)式によ
るRmax，ｉは要求値より小さいことが多い。
て(2)(3)式から次式 Rmax，ｉ＜ｃ２／８Ｖｍａｘ，ｉ＝１，２ (4) で示されるRmax，ｉが得られる。通常(4)式によ
るRmax，ｉは要求値より小さいことが多い。
この問題をシステム全体で解決するために異な
るPRFを複数用いる方式が知られており、第１
図の例でPRFをF1とF2とに切換えて使用してい
るのはこのためである。
るPRFを複数用いる方式が知られており、第１
図の例でPRFをF1とF2とに切換えて使用してい
るのはこのためである。
一方、一般にDPSは、有限個数の離散的系列信
号（サンプル値列）から求められるが、例えば、
取扱うパルス数（サンプル数）をＮ（偶数）個と
すると、送信に際して先づＮ個の高周波パルスを
一定時間間隔例えば１／F1（又は１／F2）で送信
し、その後PRFをF2（又はF1）に切換えて同様に
Ｎ個のパルスを時間間隔１／F2（又は１／F1）で
送信し、その後初めのPRFに戻してこれを繰返
す。この結果、受信側ではDPS変換器１０の入力
がパルス間隔１／Fi（ｉ＝１，２）のＮ個のパ
ルス列となる。このパルス列の包絡線の周波数
（d）はいわゆるドプラ周波数であり、次式で与
えられることは周知の通りである。
号（サンプル値列）から求められるが、例えば、
取扱うパルス数（サンプル数）をＮ（偶数）個と
すると、送信に際して先づＮ個の高周波パルスを
一定時間間隔例えば１／F1（又は１／F2）で送信
し、その後PRFをF2（又はF1）に切換えて同様に
Ｎ個のパルスを時間間隔１／F2（又は１／F1）で
送信し、その後初めのPRFに戻してこれを繰返
す。この結果、受信側ではDPS変換器１０の入力
がパルス間隔１／Fi（ｉ＝１，２）のＮ個のパ
ルス列となる。このパルス列の包絡線の周波数
（d）はいわゆるドプラ周波数であり、次式で与
えられることは周知の通りである。
d＝２ｖ／ｃ，ｖ≪ｃ (5)
ここでは送信パルスの搬送周波数、ｃは光
速、ｖは目標のレーダに対する接近速度である。
速、ｖは目標のレーダに対する接近速度である。
今、PRFを切換えてからDPS変換器１０の入力
において最初に得られるパルスの値をx0とし、順
次発生順にx1，x2，ｘo，…，ｘN-1とすると、こ
れらは次式のように記述される。
において最初に得られるパルスの値をx0とし、順
次発生順にx1，x2，ｘo，…，ｘN-1とすると、こ
れらは次式のように記述される。
ｘo＝Aexp｛ｊ（２π・dｎ／Ｆｉ＋φi）｝，ｎ
＝０，１，…，（Ｎ−１）ｊ＝√−１ (6)
ここでＡは受信信号の振幅に比例した定数であ
り、φiもまた一定の位相を意味する定数であ
る。尚、(6)式では時間（Ｎ／Fi）間の相対速度
および受信電力の変化は無視してある。
り、φiもまた一定の位相を意味する定数であ
る。尚、(6)式では時間（Ｎ／Fi）間の相対速度
および受信電力の変化は無視してある。
第１図のDPS変換器１０は、(6)式で示される入
力パルス列｛ｘo｝ｎ＝Ｎ−１ ｏ＝０を次式に示す離散
的パワ
ースペクトラム｛｜Ｘp｜２｝ｐ＝〓〓ｐ＝０へ変し、
各
要素｜Ｘp｜２を各々（Ｎ／２＋１）個の出力端子に 出力する。
力パルス列｛ｘo｝ｎ＝Ｎ−１ ｏ＝０を次式に示す離散
的パワ
ースペクトラム｛｜Ｘp｜２｝ｐ＝〓〓ｐ＝０へ変し、
各
要素｜Ｘp｜２を各々（Ｎ／２＋１）個の出力端子に 出力する。
ここで〔Ｚ〕〓は〔Ｚ〕の共役複素数、｛ｗo｝
Ｎ−１ ｏ＝０は時間軸に沿つた荷重関数であつて時間窓
と
呼ばれる一種の数列である。この時間窓として
は、方形波窓、ハミング窓、ハニング窓、ガウス
窓などが用いられる。
Ｎ−１ ｏ＝０は時間軸に沿つた荷重関数であつて時間窓
と
呼ばれる一種の数列である。この時間窓として
は、方形波窓、ハミング窓、ハニング窓、ガウス
窓などが用いられる。
今、｜Xp｜２を出力する端子を端子ｐとする
と、端子ｐの出力｜Xp｜２は、ドプラ周波数d
の関数となる。一例として｛ｗo｝に方形波窓を
採用したした場合について示せば次式の通りであ
る。
と、端子ｐの出力｜Xp｜２は、ドプラ周波数d
の関数となる。一例として｛ｗo｝に方形波窓を
採用したした場合について示せば次式の通りであ
る。
上記(8)式に(5)式を代入することにより、｜Xp
｜２が次式に示すように目標とアンテナ５との相
対速度ｖの関速として与えられる。
｜２が次式に示すように目標とアンテナ５との相
対速度ｖの関速として与えられる。
上記式の｜Xp｜２と相対速度ｖとの関係を図
示したのが第３図であり、｜Xp｜２は相対値と
して示してある。(9)式および第３図からも判るよ
うに、端子ｐの出力｜Xp｜２は、相対速度ｖに
対して選択的なレスポンスを有し、特に相対速度
ｖが次式で示す速度ｖi（ｐ）のとき｜Xp｜２が
最大となる。
示したのが第３図であり、｜Xp｜２は相対値と
して示してある。(9)式および第３図からも判るよ
うに、端子ｐの出力｜Xp｜２は、相対速度ｖに
対して選択的なレスポンスを有し、特に相対速度
ｖが次式で示す速度ｖi（ｐ）のとき｜Xp｜２が
最大となる。
ｖi（ｐ）＝ｃ・ｐＦｉ／２ｆＮ，ｐ＝０，１，２，
…， Ｎ／２，ｉ＝１，２ (10) 一般に、｛ｗo｝の種別によつても異なるが、相
対速度ｖが速度ｖi（ｐ）から離れると端子ｐの
出力値は急激に低下する。
…， Ｎ／２，ｉ＝１，２ (10) 一般に、｛ｗo｝の種別によつても異なるが、相
対速度ｖが速度ｖi（ｐ）から離れると端子ｐの
出力値は急激に低下する。
従つて、DPS変換器１０の複数の出力端子のう
ち、大きな出力の端子番号ｐを知る事により目標
の相対速度ｖを知ることが可能であり、第１図の
１１-0，１１-1，…，１１-p，…，１１〓〓は、
DPS変換器１０の各出力端子についてその出力が
予じめ設定したスレシホルドレベルを超えたか否
かを検出するスレシホルド判定器であり、これら
判定器群から、スレシホルドレベルを超えている
端子番号ｐを特定するための２値信号の集合を並
列セツト信号として一致半定部１２へ与えてい
る。すなわち、例えばPRFがF1にて｜Xp｜２が
スレホルドレベルを超えているとき判定器１１-p
の｜Xp｜２に対する出力Ppを２値信号「１」と
置き、スレシホルドレベル以下のときを「０」と
置く。同様にPRFがF2のときの｜Xp′｜２に対す
る判定器１１-p′の出力Qp′をそれがスレシホル
ドレベルを超えているとき「１」、スレシホルド
レベル以下のとき「０」と置く。尚、上記におい
てｐとp′は、０，１，２，…またはＮ／２である
ことは述べるまでもない。
ち、大きな出力の端子番号ｐを知る事により目標
の相対速度ｖを知ることが可能であり、第１図の
１１-0，１１-1，…，１１-p，…，１１〓〓は、
DPS変換器１０の各出力端子についてその出力が
予じめ設定したスレシホルドレベルを超えたか否
かを検出するスレシホルド判定器であり、これら
判定器群から、スレシホルドレベルを超えている
端子番号ｐを特定するための２値信号の集合を並
列セツト信号として一致半定部１２へ与えてい
る。すなわち、例えばPRFがF1にて｜Xp｜２が
スレホルドレベルを超えているとき判定器１１-p
の｜Xp｜２に対する出力Ppを２値信号「１」と
置き、スレシホルドレベル以下のときを「０」と
置く。同様にPRFがF2のときの｜Xp′｜２に対す
る判定器１１-p′の出力Qp′をそれがスレシホル
ドレベルを超えているとき「１」、スレシホルド
レベル以下のとき「０」と置く。尚、上記におい
てｐとp′は、０，１，２，…またはＮ／２である
ことは述べるまでもない。
このようにした場合、Ｐp＝「１」は、
「ｖｃ・ｐ・Ｆ１／２ｆ・Ｎの相対速度をもつ目標
が、ア ンアンビギヤスレンジRmax，１の下で距離ｒtの
位置に存在する。」 という意味を持ち、同様にQp′＝「１」は、 「ｖｃ・ｐ′・Ｆ２／２ｆ・Ｎの相対速度をもつ目
標がアン アンビギヤスレンジRmax，２の下で距離ｒtの位
置に存在する。」 という意味をもつ。
が、ア ンアンビギヤスレンジRmax，１の下で距離ｒtの
位置に存在する。」 という意味を持ち、同様にQp′＝「１」は、 「ｖｃ・ｐ′・Ｆ２／２ｆ・Ｎの相対速度をもつ目
標がアン アンビギヤスレンジRmax，２の下で距離ｒtの位
置に存在する。」 という意味をもつ。
第１図の各判定器から各々出力されるＰpの２
値信号の集合｛Ｐp｝ｐ＝〓〓ｐ＝０がF1になるパルス
繰
返周波数にて得られて一致判定部１２に並列セツ
ト入力として与えられ、同様にPRFの切換によ
りF2なるパルス繰返周波数についてQp′の２値信
号の集合｛Qp′｝ｐ′＝〓〓ｐ′＝０が得られ同様に一
致判
定部１２へ与えられ、これらはPRFの切換と同
期して行なわれる。一致判定部１２では、｛Pp＝
「１」｝の各ｐが示す相対速度ｖと、｛Qp′＝
「１」｝の各p′が示す相対速度ｖとがほぼ一致する
組があつたときにその組の相対速度ｖを出力す
る。このようにして得られた出力ｖは、Rmax，
１およびRmax，２より大きなシステムのアンア
ンビギヤスレンジ（Rmax，ｓ）の下で距離ｒtに
相対速度ｖの目標が存在することを意味してい
る。上記Rmax，ｓはF1とF2の関数として定まる
もので、システムに設定される特性の１つであ
る。
値信号の集合｛Ｐp｝ｐ＝〓〓ｐ＝０がF1になるパルス
繰
返周波数にて得られて一致判定部１２に並列セツ
ト入力として与えられ、同様にPRFの切換によ
りF2なるパルス繰返周波数についてQp′の２値信
号の集合｛Qp′｝ｐ′＝〓〓ｐ′＝０が得られ同様に一
致判
定部１２へ与えられ、これらはPRFの切換と同
期して行なわれる。一致判定部１２では、｛Pp＝
「１」｝の各ｐが示す相対速度ｖと、｛Qp′＝
「１」｝の各p′が示す相対速度ｖとがほぼ一致する
組があつたときにその組の相対速度ｖを出力す
る。このようにして得られた出力ｖは、Rmax，
１およびRmax，２より大きなシステムのアンア
ンビギヤスレンジ（Rmax，ｓ）の下で距離ｒtに
相対速度ｖの目標が存在することを意味してい
る。上記Rmax，ｓはF1とF2の関数として定まる
もので、システムに設定される特性の１つであ
る。
上記従来例においてはトラツキングレーダの場
合を述べたが、任意の距離の目標を検出するレー
ダの場合には複数個のレンジゲートとそれに対応
する処理回路を設ければよく、またPRFも２種
に限らず３種類以上に切換えても同様である。
合を述べたが、任意の距離の目標を検出するレー
ダの場合には複数個のレンジゲートとそれに対応
する処理回路を設ければよく、またPRFも２種
に限らず３種類以上に切換えても同様である。
このように、２種のPRF（F1及びF2）を使用し
て距離アンビギヤンスを除去する方式のパルスド
プラレーダでは、同一の目標すなわち同一相対速
度の目標をPRF（F1）で検出し、かつ、PRF
（F2）でも検出する必要がある。しかし、受信振
幅Ａが小さい場合にはどちらか一方のPRFに検
出できなくなる現象が多発する。これはPRFを
切換ることによつてDPS｛｜Xp｜２｝の相対速
度ｖに対する利得（レスポンス）が変化するため
である。第４図によりこれを例示する。第４図ａ
はこのような二つのPRFとしてF1およびF2＝１０／９ F1におけるDPS｛｜Xp｜２｝のｖに対するレス
ポンスの一例を示し、実線カーブはPRFがF1で
のDPS｛｜Xp｜２｝の相対レスポンスを、ま
た、破線カーブはPRFがF2でのDPS｛｜Xp｜
２｝の相対レスポンスを各々示している。これら
のカーブが小信号受信時のものとするとスレシホ
ルドレベルは第４図中の一点鎖線の如くになる。
相対速度ｖの値によつてはスレシホルドレベル以
下となり、検出不能の事態が生じる。PRF
（F1）での信号検出が可能な相対速度ｖの範囲を
P0，P1…の順で第４図ｂ１に示し、同様にPRF
（F2）での信号検出が可能な相対速度ｖの範囲を
Q0，Q1…の順で第４図ｂ２に示し、また２つの
PRFで共に検出できる相対速度ｖの範囲を第４
図ｂ３に示す。これら第４図ｂ１〜ｂ３によつて
明らかなように、システム全体として検出できる
ｖの範囲はいずれか一方の単一のPRFでの検出
可能範囲より狭くなる。第４図ｂ１ないしｂ２に
おいて、論理値の「１」の部分が目標の相対速度
ｖの検出範囲であり、逆に、論理値の「０」の部
分が検出不可能な範囲、すなわちブラインドスピ
ードに相当する範囲である。
て距離アンビギヤンスを除去する方式のパルスド
プラレーダでは、同一の目標すなわち同一相対速
度の目標をPRF（F1）で検出し、かつ、PRF
（F2）でも検出する必要がある。しかし、受信振
幅Ａが小さい場合にはどちらか一方のPRFに検
出できなくなる現象が多発する。これはPRFを
切換ることによつてDPS｛｜Xp｜２｝の相対速
度ｖに対する利得（レスポンス）が変化するため
である。第４図によりこれを例示する。第４図ａ
はこのような二つのPRFとしてF1およびF2＝１０／９ F1におけるDPS｛｜Xp｜２｝のｖに対するレス
ポンスの一例を示し、実線カーブはPRFがF1で
のDPS｛｜Xp｜２｝の相対レスポンスを、ま
た、破線カーブはPRFがF2でのDPS｛｜Xp｜
２｝の相対レスポンスを各々示している。これら
のカーブが小信号受信時のものとするとスレシホ
ルドレベルは第４図中の一点鎖線の如くになる。
相対速度ｖの値によつてはスレシホルドレベル以
下となり、検出不能の事態が生じる。PRF
（F1）での信号検出が可能な相対速度ｖの範囲を
P0，P1…の順で第４図ｂ１に示し、同様にPRF
（F2）での信号検出が可能な相対速度ｖの範囲を
Q0，Q1…の順で第４図ｂ２に示し、また２つの
PRFで共に検出できる相対速度ｖの範囲を第４
図ｂ３に示す。これら第４図ｂ１〜ｂ３によつて
明らかなように、システム全体として検出できる
ｖの範囲はいずれか一方の単一のPRFでの検出
可能範囲より狭くなる。第４図ｂ１ないしｂ２に
おいて、論理値の「１」の部分が目標の相対速度
ｖの検出範囲であり、逆に、論理値の「０」の部
分が検出不可能な範囲、すなわちブラインドスピ
ードに相当する範囲である。
同図ｂ１，ｂ２を比較すれば明らかなように、
PRF（F1）でのブライドスピードの範囲と、PRF
（F2）でのブラインドスピードの範囲とは必ずし
も一致しない。
PRF（F1）でのブライドスピードの範囲と、PRF
（F2）でのブラインドスピードの範囲とは必ずし
も一致しない。
従つて、いずれのPRFでも検出できる相対速
度ｖの範囲は、同図ｂ３に示すように論理積とな
つて、いずれか一方のPRFの検出範囲よりも狭
くなつてしまう。
度ｖの範囲は、同図ｂ３に示すように論理積とな
つて、いずれか一方のPRFの検出範囲よりも狭
くなつてしまう。
一方、目標の相対速度ｖは連続的に確率分布す
るものと考えるべきであり、従つて受信入力信号
の振幅が小さい場合、システムの検出確率が単一
のPRFによる場合に比べて急激に低下してしま
う。
るものと考えるべきであり、従つて受信入力信号
の振幅が小さい場合、システムの検出確率が単一
のPRFによる場合に比べて急激に低下してしま
う。
また第１図のレーダシステムでは、一致判定部
１２において（PRF＝F1）によつて得た２値信号
の集合｛Pp｝ｐ＝〓〓ｐ＝０の各要素Pp，（ｐ＝０，１
，
…，Ｎ／２）と、（PRF＝F2）によつて得た２値
信号の集合｛Qp′｝ｐ′＝〓〓ｐ＝０の要素Qp，（p′
＝０，
１，…，Ｎ／２）との、どれとどれとを対応させ
るかを予じめ決定しておく必要がある。これは、
同一相対速度の目標が存在することを検出し、異
なる相対速度の２つの目標を誤つて同一目標と判
定しないために必要である。例えばPn＝「１」の
意味する速度と、Q9＝「１」およびQ10＝「１」の
意味する速度とがほぼ等しいとすれば、P11とQ9
の論理積と、P11とQ10の論理積とを用意する必要
がある。このPpとQp′との対応（又は組合せ）を
決定するうえで、Pp＝「１」およびQp′＝「１」が
発生したとき、どの範囲の速度の目標が存在して
いると見做すかによつて、とるべき両者間の対応
が変化し、従つて一般に定まつた対応は存在しな
い。
１２において（PRF＝F1）によつて得た２値信号
の集合｛Pp｝ｐ＝〓〓ｐ＝０の各要素Pp，（ｐ＝０，１
，
…，Ｎ／２）と、（PRF＝F2）によつて得た２値
信号の集合｛Qp′｝ｐ′＝〓〓ｐ＝０の要素Qp，（p′
＝０，
１，…，Ｎ／２）との、どれとどれとを対応させ
るかを予じめ決定しておく必要がある。これは、
同一相対速度の目標が存在することを検出し、異
なる相対速度の２つの目標を誤つて同一目標と判
定しないために必要である。例えばPn＝「１」の
意味する速度と、Q9＝「１」およびQ10＝「１」の
意味する速度とがほぼ等しいとすれば、P11とQ9
の論理積と、P11とQ10の論理積とを用意する必要
がある。このPpとQp′との対応（又は組合せ）を
決定するうえで、Pp＝「１」およびQp′＝「１」が
発生したとき、どの範囲の速度の目標が存在して
いると見做すかによつて、とるべき両者間の対応
が変化し、従つて一般に定まつた対応は存在しな
い。
PRF（F1）において｜Xp｜２が最も大きなレス
ポンスを示す速度ｖi（ｐ）は(10)式で与えられる
が、その次の端子の出力｜Xp＋１｜２ではｖi
（ｐ＋１）である。この差△ｖi＝ｖi（ｐ）−ｖi
（ｐ＋１）は、全てのｐについて一定で、次式の
通りである。
ポンスを示す速度ｖi（ｐ）は(10)式で与えられる
が、その次の端子の出力｜Xp＋１｜２ではｖi
（ｐ＋１）である。この差△ｖi＝ｖi（ｐ）−ｖi
（ｐ＋１）は、全てのｐについて一定で、次式の
通りである。
△ｖi＝ｃ・Ｆｉ／２ｆ・Ｎ，ｉ＝１，２ (11)
そこでPp＝「１」およびQp′＝「１」が生じたと
きに意味される速度は次の(12)（13）式で示す範囲
内にあると見做すのが一般的であろう。
きに意味される速度は次の(12)（13）式で示す範囲
内にあると見做すのが一般的であろう。
v1（ｐ）−１／２△v1〜v1（ｐ）＋１／２△v1 (12)
v2（p′）−１／２△v2〜v2（p′）＋１／２△v2（13
） 今、二種のPRF（F1）と（F2）との比が F1／F2＝９／10 （14） である場合について上述の考え方で｛Pp｝と
｛Qp′｝との対応を作ると第５図のようになる。
第５図では論理積をとるべき対応を実線で結んで
示してある。
） 今、二種のPRF（F1）と（F2）との比が F1／F2＝９／10 （14） である場合について上述の考え方で｛Pp｝と
｛Qp′｝との対応を作ると第５図のようになる。
第５図では論理積をとるべき対応を実線で結んで
示してある。
この第５図に示す論理積をとるべき対応関係を
具体的な回路として示すと、第１０図のようにな
る。この論理積の関係と第４図b1ないしb3とは、
次のように対応している。すでに述べたように、
一致判定部１２では、｛Pp＝「１」｝の各｛ｐ｝が
示す相対速度ｖと、｛Qp′＝「１」｝の各｛ｐ｝が
示すｖとがほぼ一致する組があつたときにその組
の相対速度ｖが出力される。このほぼ一致するか
否かを判断するために第５図に示す論理積をとる
べき対応関係が必要となる。例えば、第４図b1な
いしb3においてｖ＝v1ないしv2では、P1とQ1の論
理積すなわち第５図の実線RL１で示される論理
積が「１」となる。次に、ｖ＝v2ないしv3では、
Q1＝１であるがP1は「１」ではない。従つてP1
とQ1の論理積は、「０」である。更にｖ＝v3ない
しv4では、Q1とP2の論理積すなわち第５図の実
線RL２で示される論理積が「１」となる。同様
にして、ｖ＝v5ないしv6では、P2とQ2の論理積す
なわち第５図の実線RL３で示される論理積が
「１」となる。以下同様である。以上のように、
第５図に実線で示す論理積が一致判定部１２で行
なわれ、その結果は、第４図b3で示す通りであ
る。この例では、（Ｎ／２＋１）個のPp（又はQp）に 対して、約２（Ｎ／２＋１）の論理積が必要で極めて 多数の論理積要素を用いなければならないしまた
対応関係も複雑である。このため一致判定部１２
を専用回路で構成する場合、部品点数が多くな
り、プログラム処理する場合には処理スピードが
低下するという欠点が避けられない。
具体的な回路として示すと、第１０図のようにな
る。この論理積の関係と第４図b1ないしb3とは、
次のように対応している。すでに述べたように、
一致判定部１２では、｛Pp＝「１」｝の各｛ｐ｝が
示す相対速度ｖと、｛Qp′＝「１」｝の各｛ｐ｝が
示すｖとがほぼ一致する組があつたときにその組
の相対速度ｖが出力される。このほぼ一致するか
否かを判断するために第５図に示す論理積をとる
べき対応関係が必要となる。例えば、第４図b1な
いしb3においてｖ＝v1ないしv2では、P1とQ1の論
理積すなわち第５図の実線RL１で示される論理
積が「１」となる。次に、ｖ＝v2ないしv3では、
Q1＝１であるがP1は「１」ではない。従つてP1
とQ1の論理積は、「０」である。更にｖ＝v3ない
しv4では、Q1とP2の論理積すなわち第５図の実
線RL２で示される論理積が「１」となる。同様
にして、ｖ＝v5ないしv6では、P2とQ2の論理積す
なわち第５図の実線RL３で示される論理積が
「１」となる。以下同様である。以上のように、
第５図に実線で示す論理積が一致判定部１２で行
なわれ、その結果は、第４図b3で示す通りであ
る。この例では、（Ｎ／２＋１）個のPp（又はQp）に 対して、約２（Ｎ／２＋１）の論理積が必要で極めて 多数の論理積要素を用いなければならないしまた
対応関係も複雑である。このため一致判定部１２
を専用回路で構成する場合、部品点数が多くな
り、プログラム処理する場合には処理スピードが
低下するという欠点が避けられない。
以上説明したように、従来のパルスドプラレー
ダにおいては、次のような不都合がある。
ダにおいては、次のような不都合がある。
まず第１に、受信入力信号の振幅が小さい小信
号受信入力時においては、PRF（F1）とPRF
（F2）の速度検出範囲が異なるために、別言すれ
ばブラインドスピードの生ずる範囲が異なるため
に、最終的に一致判定可能な速度範囲が狭くなつ
てシステム全体としての目標の検出確率が低下す
ることとなる。
号受信入力時においては、PRF（F1）とPRF
（F2）の速度検出範囲が異なるために、別言すれ
ばブラインドスピードの生ずる範囲が異なるため
に、最終的に一致判定可能な速度範囲が狭くなつ
てシステム全体としての目標の検出確率が低下す
ることとなる。
第２に、異なるPRFで検出した目標の相対速
度がほぼ等しいか否かを判定する一致判定部の構
成が第１０図に示すように複雑となる。
度がほぼ等しいか否かを判定する一致判定部の構
成が第１０図に示すように複雑となる。
この発明は、以上のような方式のパルスドプラ
レーダにおける前述した小信号受信入力時の検出
確率の低下と、一致判定部の複雑化とを共に解決
することを目的としている。
レーダにおける前述した小信号受信入力時の検出
確率の低下と、一致判定部の複雑化とを共に解決
することを目的としている。
すなわち、本発明は、搬送波出力用の高周波発
振手段を、第一及び第二のパルス繰り返し周波数
の定数倍の周波数の搬送波を各々出力する第一及
び第二の高周波発振器を少なくとも有するように
構成するとともに；パルス変調器に第一のパルス
繰り返し周波数のパルス列が入力される場合に
は、第一の高周波発振器の出力を選択し、第二の
パルス繰り返し周波数のパルス列が入力される場
合には、第二の高周波発振器の出力を選択して、
前記パルス変調器に入力する選択手段を備え；こ
れによつてパルス繰り返し周波数と搬送周波数と
の比が常に一定の関係を保つようにしたことを特
徴とするパルスドプラレーダによつて、前記目的
を達成しようとするものである。
振手段を、第一及び第二のパルス繰り返し周波数
の定数倍の周波数の搬送波を各々出力する第一及
び第二の高周波発振器を少なくとも有するように
構成するとともに；パルス変調器に第一のパルス
繰り返し周波数のパルス列が入力される場合に
は、第一の高周波発振器の出力を選択し、第二の
パルス繰り返し周波数のパルス列が入力される場
合には、第二の高周波発振器の出力を選択して、
前記パルス変調器に入力する選択手段を備え；こ
れによつてパルス繰り返し周波数と搬送周波数と
の比が常に一定の関係を保つようにしたことを特
徴とするパルスドプラレーダによつて、前記目的
を達成しようとするものである。
前述した第１図のシステムにおける小信号受信
入力時の検出確率の低下と一致判定部の構成の複
雑化との両欠点は、離散的パワースペクトラム
DPS｛｜Xp｜２｝の相対速度ｖに対するレスポ
ンスがパルス繰返周波数を切換えることによつて
変化することに起因している。
入力時の検出確率の低下と一致判定部の構成の複
雑化との両欠点は、離散的パワースペクトラム
DPS｛｜Xp｜２｝の相対速度ｖに対するレスポ
ンスがパルス繰返周波数を切換えることによつて
変化することに起因している。
この発明においては、上記の原因を除去するた
めに、送信パルスのパルス繰返周波数と共にその
搬送周波数をも同時に異なる周波数に切換えるも
のである。この場合、Fiなるパルス繰返周波数
で送信するときの搬送周波数iとすれば、これ
らが常に次式の関係を保つようにする。
めに、送信パルスのパルス繰返周波数と共にその
搬送周波数をも同時に異なる周波数に切換えるも
のである。この場合、Fiなるパルス繰返周波数
で送信するときの搬送周波数iとすれば、これ
らが常に次式の関係を保つようにする。
i／Fi＝ｋ（定数）（但しｉは自然数） （15）
この関係において、速度ｖの目標によるDPS変
換器への入力パルス列は、次式のように表わされ
る。
換器への入力パルス列は、次式のように表わされ
る。
ｘo＝Aexp｛ｊ（２π・2fiｖ／ｃ・ｎ／Ｆｉ＋φｉ）｝
， ｎ＝０，１，…，（Ｎ−１） （16） ここで（15）式の関係を（16）式に代入すると
次式の通りとなる。
， ｎ＝０，１，…，（Ｎ−１） （16） ここで（15）式の関係を（16）式に代入すると
次式の通りとなる。
ｘo＝Aexp｛ｊ（２π・ｋ２ｖ／ｃｎ＋φｉ）｝，
ｎ＝０，１，…，（Ｎ−１） （17）
このようにこの発明によると、｛ｘo｝は位相φ
ｉを除きｉには無関係となる。DPSの各エレメン
ト｜Xp｜２は｛ｘo｝の位相φｉによつて変化し
ないからDPS｛｜Xp｜２｝はｉによつて変化し
ない。すなわちパルス繰返周波数と搬送周波数と
の間で比例関係を保ちながらこれを異なる周波数
に共に切換えると、複数のPRFを使用しても、
DPS｛｜Xp｜２｝は相対速度ｖに対して常に同
一のレスポンスを保持し、この結果前述の両欠点
が同時に解決されるのである。
ｉを除きｉには無関係となる。DPSの各エレメン
ト｜Xp｜２は｛ｘo｝の位相φｉによつて変化し
ないからDPS｛｜Xp｜２｝はｉによつて変化し
ない。すなわちパルス繰返周波数と搬送周波数と
の間で比例関係を保ちながらこれを異なる周波数
に共に切換えると、複数のPRFを使用しても、
DPS｛｜Xp｜２｝は相対速度ｖに対して常に同
一のレスポンスを保持し、この結果前述の両欠点
が同時に解決されるのである。
第６図はこの発明によるパルスドプラレーダの
構成例としてトラツキングレーダシステムの主要
構成を示しており、第１図と同一符号は同等の要
素を示している。第６図において、第１図と異な
るのはPRFの切換と連動して高周波発振器１-1と
１-2を切換えるようにした点だけである。
構成例としてトラツキングレーダシステムの主要
構成を示しており、第１図と同一符号は同等の要
素を示している。第６図において、第１図と異な
るのはPRFの切換と連動して高周波発振器１-1と
１-2を切換えるようにした点だけである。
第７図に、第４図の場合と同様にして求めたこ
の発明によるDPS｛｜Xp｜２｝の相対速度ｖに
対する相対レスポンスと小信号入力時の検出可能
速度範囲とを示してある。この第７図から判るよ
うにこの発明では小信号入力時に検出可能な相対
速度の範囲はPRF＝F1による場合のｂ１図、
PRF＝F2による場合のｂ２図、システム全体と
してのｂ３図の全てで同じであり、第４図ｂ３と
第７図ｂ３とを比較すれば明らかなようにシステ
ム全体として広範囲の速度域の検出が果されるも
のである。
の発明によるDPS｛｜Xp｜２｝の相対速度ｖに
対する相対レスポンスと小信号入力時の検出可能
速度範囲とを示してある。この第７図から判るよ
うにこの発明では小信号入力時に検出可能な相対
速度の範囲はPRF＝F1による場合のｂ１図、
PRF＝F2による場合のｂ２図、システム全体と
してのｂ３図の全てで同じであり、第４図ｂ３と
第７図ｂ３とを比較すれば明らかなようにシステ
ム全体として広範囲の速度域の検出が果されるも
のである。
詳述すると、第７図ａに示すように、PRFが
F1におけるDPS（実線）と、PRFがF2における
DPS（破線）とは一致することとなる。このた
め、スレシホルド判定器１１-0ないし１１〓〓
（第６図参照）の出力は、論理値の「１」となる
速度範囲がPp，Qpにおいて一致することとなる
（第７図b1，b2参照）。
F1におけるDPS（実線）と、PRFがF2における
DPS（破線）とは一致することとなる。このた
め、スレシホルド判定器１１-0ないし１１〓〓
（第６図参照）の出力は、論理値の「１」となる
速度範囲がPp，Qpにおいて一致することとなる
（第７図b1，b2参照）。
別言すれば、まず、PRF（F1）とPRF（F2）と
におけるブラインドスピードの範囲の広狭は、第
４図ｂ１，ｂ２と、第７図ｂ１，ｂ２とを比較す
れば明らかなように、何ら本実施例においても変
化するものではない。
におけるブラインドスピードの範囲の広狭は、第
４図ｂ１，ｂ２と、第７図ｂ１，ｂ２とを比較す
れば明らかなように、何ら本実施例においても変
化するものではない。
しかしながら、本実施例においては、第７図ｂ
１，ｂ２に各々示すように、PRF（F1）における
ブラインドスピードの範囲とPRF（F2）における
ブラインドスピードの範囲とが一致することとな
り、結果的に両方のPRFで検出できる目標の相
対速度ｖの範囲が同図ｂ３に示すように広がるこ
ととなる。
１，ｂ２に各々示すように、PRF（F1）における
ブラインドスピードの範囲とPRF（F2）における
ブラインドスピードの範囲とが一致することとな
り、結果的に両方のPRFで検出できる目標の相
対速度ｖの範囲が同図ｂ３に示すように広がるこ
ととなる。
よつて、一致判定部１２における論理積の演算
は、第８図に示すように、P0とQ0、P1とQ1，…
というように行えばよく、第５図に示すような
Q0とP1、Q1とP2，…というような論理積の演算
を行う必要がない（第７図b3参照）。このよう
に、一致判定部１２での論理積をとる組合せは第
５図の場合と同じ例において第８図の如く極めて
簡素化されたものとなり、必要な論理積の数は
（Ｎ／２＋１）個と第５図の場合の1/2程度に低減でき る。第８図に示す論理積の関係を具体的な回路と
して示すと、第１１図に示すようになる。この第
１１図に示す回路と、第１０図に示す回路とを比
較すれば明らかなように、一致判定部１２は極め
て簡単な構成となる。
は、第８図に示すように、P0とQ0、P1とQ1，…
というように行えばよく、第５図に示すような
Q0とP1、Q1とP2，…というような論理積の演算
を行う必要がない（第７図b3参照）。このよう
に、一致判定部１２での論理積をとる組合せは第
５図の場合と同じ例において第８図の如く極めて
簡素化されたものとなり、必要な論理積の数は
（Ｎ／２＋１）個と第５図の場合の1/2程度に低減でき る。第８図に示す論理積の関係を具体的な回路と
して示すと、第１１図に示すようになる。この第
１１図に示す回路と、第１０図に示す回路とを比
較すれば明らかなように、一致判定部１２は極め
て簡単な構成となる。
なお、サンプル数Ｎについて述べると、DPS変
換器１０は、(7)式に示すようにサンプル数Ｎによ
り定められる｛ｘo｝ｎ＝Ｎ−１ ｏ＝０の関数｛Xp｝を
出力す
るものなので、本発明における上述した作用を奏
するためには、サンプル数Ｎを各PRFに対して
一定に保つ必要がある。すなわち、PRF（Fi）、
搬送周波数ｉの組でのサンプル数をNiとする
と、ｉ＝１，２，…に対して、 ｉ／Fi＝ｋ（定数） …（18） Ni＝Ｎ（定数） …（19） の条件を満す必要があることは言うまでもない。
ただしｋ，Ｎは任意の定数として選択できること
は明らかである。
換器１０は、(7)式に示すようにサンプル数Ｎによ
り定められる｛ｘo｝ｎ＝Ｎ−１ ｏ＝０の関数｛Xp｝を
出力す
るものなので、本発明における上述した作用を奏
するためには、サンプル数Ｎを各PRFに対して
一定に保つ必要がある。すなわち、PRF（Fi）、
搬送周波数ｉの組でのサンプル数をNiとする
と、ｉ＝１，２，…に対して、 ｉ／Fi＝ｋ（定数） …（18） Ni＝Ｎ（定数） …（19） の条件を満す必要があることは言うまでもない。
ただしｋ，Ｎは任意の定数として選択できること
は明らかである。
さらにこの発明においては、パルス繰返周波数
Fiおよび搬送周波数iと共に、離散的パワース
ペクトラム変換の対象とする受信パルスサンプル
数ＮをもNi（ｉは整数）なる互いに異なる数に
切換え、同時に用いる（Fi，i，Ni）（但しｉは
整数）の組において、次式 ｉ・Ｎｉ／Ｆｉ＝k′（定数） （20） が常に成立するようにすることにより、上述とほ
ぼ同様の効果が期待できる。この場合、相対速度
ｖに対する｛｜Xp｜２｝は、異なるPRFに対し
て完全に等しくはないが、実用上は許容され得る
程度に一致する場合が多く、また第８図に対応す
るPpとQpとの対応関係もこの場合は第９図（第
９図ではN2＞N1の場合を示す）の如くとなつ
て、第８図に比べて多少問題が残るが実用上は検
出確率の向上と一致判定部の簡素化の効果のほう
が大きいことが多い。
Fiおよび搬送周波数iと共に、離散的パワース
ペクトラム変換の対象とする受信パルスサンプル
数ＮをもNi（ｉは整数）なる互いに異なる数に
切換え、同時に用いる（Fi，i，Ni）（但しｉは
整数）の組において、次式 ｉ・Ｎｉ／Ｆｉ＝k′（定数） （20） が常に成立するようにすることにより、上述とほ
ぼ同様の効果が期待できる。この場合、相対速度
ｖに対する｛｜Xp｜２｝は、異なるPRFに対し
て完全に等しくはないが、実用上は許容され得る
程度に一致する場合が多く、また第８図に対応す
るPpとQpとの対応関係もこの場合は第９図（第
９図ではN2＞N1の場合を示す）の如くとなつ
て、第８図に比べて多少問題が残るが実用上は検
出確率の向上と一致判定部の簡素化の効果のほう
が大きいことが多い。
尚、以上の説明では送信パルスの搬送周波数と
PRFの組を時系列的に切換たが、搬送周波数と
PRFの組の異なる複数のパルス列を同時に送信
し、受信側でそれらの反射波を搬送周波数の異な
ることを利用し、例えば複数のバンドパスフイル
タで分離したのち上記説明と同様に処理するよう
にしてもよいことは述べるまでもない。
PRFの組を時系列的に切換たが、搬送周波数と
PRFの組の異なる複数のパルス列を同時に送信
し、受信側でそれらの反射波を搬送周波数の異な
ることを利用し、例えば複数のバンドパスフイル
タで分離したのち上記説明と同様に処理するよう
にしてもよいことは述べるまでもない。
以上説明したように、本発明によるパルスドプ
ラレーダによれば、送信パルスのパルス繰返周波
数を切換える場合において、同時に搬送周波数も
比例して切換えるようにしたので、各パルス繰返
周波数に対する受信信号の離散的パワースペクト
ラムが、目標との相対速度に対し常に同一のレス
ポンスを保持することとなつて、各PRFにおけ
るブラインドスピードの生ずる範囲が一致するこ
ととなり、小信号受信入力時における検出確率が
向上するとともに、同一相対速度を検出する一致
判定部の回路構成が簡略化できるという効果があ
る。
ラレーダによれば、送信パルスのパルス繰返周波
数を切換える場合において、同時に搬送周波数も
比例して切換えるようにしたので、各パルス繰返
周波数に対する受信信号の離散的パワースペクト
ラムが、目標との相対速度に対し常に同一のレス
ポンスを保持することとなつて、各PRFにおけ
るブラインドスピードの生ずる範囲が一致するこ
ととなり、小信号受信入力時における検出確率が
向上するとともに、同一相対速度を検出する一致
判定部の回路構成が簡略化できるという効果があ
る。
第１図はパルスドツプラレーダの一例としての
トラツキングレーダシステムの基本構成を示すブ
ロツク図、第２図ａ，ｂ，ｃ，ｄは第１図におけ
る各部の波形とそれらの関係を示す波形図、第３
図は第１図の例による方形波窓での離散的パワー
スペクトラムの目標相対速度に対する相対レスポ
ンスを示す線図、第４図ａ，ｂ１，ｂ２，ｂ３は
同じく第１図の方式における離散的パワースペク
トラム｜Xp｜２の相対速度ｖに対する相対レス
ポンスと小信号入力時での速度の検出可能範囲を
示す線図、第５図は同じく第１図の方式における
二種のパルス繰返周波数での各々のスレシホルド
レベル判定結果の２値信号同志の対応関係を示す
説明図、第６図はこの発明の一実施例としてのト
ラツキングレーダの基本構成を示すブロツク図、
第７図ａ，ｂ１，ｂ２，ｂ３は第４図ａ，ｂ１，
ｂ２，ｂ３に対応させたこの発明による場合の離
散的パワースペクトラム｛｜Xp｜２｝の相対速
度ｖに対する相対レスポンスと小信号入力時での
検出可能な速度範囲を示す線図、第８図は同じく
この発明の一実施例による場合の二種のパルス繰
返周波数での各々のスレシホルドレベル判定結果
の２値信号同志の対応関係を示す説明図、第９図
はこの発明の別の実施例による場合の前図と同様
の対応関係を示す説明図、第１０図は第５図に示
す論理積の関係を具体化した一回路例を示す回路
図、第１１図は第８図に示す論理積の関係を具体
化した一回路例を示す回路図である。 １-1，１-2：高周波発振器、２-1，２-2：パル
ス発生器、３：パルス変調器、４：サーキユレー
タ、５：アンテナ、６：混合器、７：ローパスフ
イルタ、８：レンジゲート発生器、９：距離ゲー
ト回路、１０：DPS変換器、１１-0，１１-1〜１
１-N/2：スレシホルド判定器、１２：一致判定
部。
トラツキングレーダシステムの基本構成を示すブ
ロツク図、第２図ａ，ｂ，ｃ，ｄは第１図におけ
る各部の波形とそれらの関係を示す波形図、第３
図は第１図の例による方形波窓での離散的パワー
スペクトラムの目標相対速度に対する相対レスポ
ンスを示す線図、第４図ａ，ｂ１，ｂ２，ｂ３は
同じく第１図の方式における離散的パワースペク
トラム｜Xp｜２の相対速度ｖに対する相対レス
ポンスと小信号入力時での速度の検出可能範囲を
示す線図、第５図は同じく第１図の方式における
二種のパルス繰返周波数での各々のスレシホルド
レベル判定結果の２値信号同志の対応関係を示す
説明図、第６図はこの発明の一実施例としてのト
ラツキングレーダの基本構成を示すブロツク図、
第７図ａ，ｂ１，ｂ２，ｂ３は第４図ａ，ｂ１，
ｂ２，ｂ３に対応させたこの発明による場合の離
散的パワースペクトラム｛｜Xp｜２｝の相対速
度ｖに対する相対レスポンスと小信号入力時での
検出可能な速度範囲を示す線図、第８図は同じく
この発明の一実施例による場合の二種のパルス繰
返周波数での各々のスレシホルドレベル判定結果
の２値信号同志の対応関係を示す説明図、第９図
はこの発明の別の実施例による場合の前図と同様
の対応関係を示す説明図、第１０図は第５図に示
す論理積の関係を具体化した一回路例を示す回路
図、第１１図は第８図に示す論理積の関係を具体
化した一回路例を示す回路図である。 １-1，１-2：高周波発振器、２-1，２-2：パル
ス発生器、３：パルス変調器、４：サーキユレー
タ、５：アンテナ、６：混合器、７：ローパスフ
イルタ、８：レンジゲート発生器、９：距離ゲー
ト回路、１０：DPS変換器、１１-0，１１-1〜１
１-N/2：スレシホルド判定器、１２：一致判定
部。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 搬送周波数の高周波信号を発生出力する高周
波発振手段と、 少なくとも二つの異る第一及び第二のパルス繰
り返し周波数のパルス列を交互に出力するパルス
発生器と、 このパルス発生器が出力するパルス列で前記高
周波発振手段の出力を変調するパルス変調器と、 変調された搬送波を目標に対して輻射するとと
もに、該目標からの反射信号を受信する送受信手
段と、 この送受信手段による受信信号からコヒーレン
トビデオ信号を得るとともに、検出すべき目標の
相対距離に対応して遅延制御されたゲートパルス
信号に基いて、前記コヒーレントビデオ信号をゲ
ートしパルス列を出力する信号処理手段と、 このパルス列を離散的パワースペクトラムに変
換するとともに、第一のパルス繰り返し周波数の
離散的パワースペクトラムの各要素と、第二のパ
ルス繰り返し周波数の離散的パワースペクトラム
の各要素とを、所定のスレシホールドレベルと
各々比較判定し、その結果に基いて前記目標の相
対速度を得る判定検出手段とを有するパルスドプ
ラレーダにおいて、 前記高周波発振手段は、前記第一及び第二のパ
ルス繰り返し周波数の定数倍の周波数の搬送波を
各々出力する第一及び第二の高周波発振器を少な
くとも有するとともに、 前記パルス変調器に第一のパルス繰り返し周波
数のパルス列が入力される場合には、第一の高周
波発振器の出力を選択し、第二のパルス繰り返し
周波数のパルス列が入力される場合には、第二の
高周波発振器の出力を選択して、前記パルス変調
器に入力する選択手段を備えたことを特徴とする
パルスドプラレーダ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP921279A JPS55101878A (en) | 1979-01-31 | 1979-01-31 | Pulse doppler radar |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP921279A JPS55101878A (en) | 1979-01-31 | 1979-01-31 | Pulse doppler radar |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS55101878A JPS55101878A (en) | 1980-08-04 |
| JPS6252270B2 true JPS6252270B2 (ja) | 1987-11-04 |
Family
ID=11714147
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP921279A Granted JPS55101878A (en) | 1979-01-31 | 1979-01-31 | Pulse doppler radar |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS55101878A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006528779A (ja) * | 2003-07-25 | 2006-12-21 | レイセオン・カンパニー | 位相導出式レンジ測定のための改善されたプロセス |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2781075B2 (ja) * | 1991-02-20 | 1998-07-30 | 三菱電機株式会社 | レーダ装置 |
| US5134410A (en) * | 1991-08-08 | 1992-07-28 | Raytheon Company | Sensitivity velocity control |
| WO2007057475A2 (en) * | 2005-11-21 | 2007-05-24 | Plextek Limited | Improvements to doppler radar systems |
| GB0523676D0 (en) | 2005-11-21 | 2005-12-28 | Plextek Ltd | Radar system |
-
1979
- 1979-01-31 JP JP921279A patent/JPS55101878A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006528779A (ja) * | 2003-07-25 | 2006-12-21 | レイセオン・カンパニー | 位相導出式レンジ測定のための改善されたプロセス |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS55101878A (en) | 1980-08-04 |
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