JPS6251325A - クロス・ポラライゼイシヨン干渉キヤンセレ−シヨンと符号間干渉等化のための装置およびその方法 - Google Patents

クロス・ポラライゼイシヨン干渉キヤンセレ−シヨンと符号間干渉等化のための装置およびその方法

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JPS6251325A
JPS6251325A JP61200238A JP20023886A JPS6251325A JP S6251325 A JPS6251325 A JP S6251325A JP 61200238 A JP61200238 A JP 61200238A JP 20023886 A JP20023886 A JP 20023886A JP S6251325 A JPS6251325 A JP S6251325A
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モーセン　カヴェラド
ジャック　サルツ
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は地上用ディジタル無線システムに、細目的には
該システムにおけるクロス・ポラライゼイション・キャ
ンセレーションおよび符号間干渉等化に関する。
発明の技術背景 直交ボラライズド（偏波）搬送波によってＭ状態直交振
幅変調（ＱＡＭ）された信号を伝送すると与えられた帯
域内で多くの情報を送ることが出来、その結果経済性が
向上する。
この方式の主な障害はマルチパス・フェーディング・ア
ンテナの不整列および不完全な導波管への給電等の要因
によって生じるデュアル・ボラライズド信号間のクロス
・ポラライゼイシヨン干渉（ＣＰＩ）を回避できないこ
とである。
単一のディジタル信号の伝送における符号間干渉（ＩＳ
Ｉ）と雑音の効果を軽減するための線形および判定フィ
ードバック等化／キャンセレーションの理論はジー・ジ
エー・フオシーニ（Ｇ、　Ｊ、　Ｆｏｓｃｈｉｎｉ　）
およびジエー・ザルツ（Ｊ、　５ａｌｚ　）の「フェー
ディング無線チャネルを介してのディジタル通信 （Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ　ｏｖ
ｅｒ　ＦａｄｉｎｇＲａｄｉｏ　Ｃｈａｕｎｅｌｇ　）
、ベル・システム・テク二カル・ジャーナル、第６２巻
、第２号、第１部、頁４２９−４５９．１９８３年２月
で述べられている。しかし前述の仕方で雑音の存在する
下でＣＰＩキャンセレーションとＩＳＩ等化を組合わせ
てデータの支援により補償することはこれまで行なわれ
て来なかった。
発明の概要 本発明に従い、クロス・ポラライゼイシヨン干渉（ＣＰ
Ｉ）キャンセレーションと符号間干渉（ＩＳＩ　）等化
の問題はデータ支援による判定フィードバック技法を使
用することにより解決された。最も重要なことは、適応
的に構成された有限タップのトランスバーサル構造が受
信器で使用されていることである。
受信される信号のウィンドウ・サンプルは２つのセクシ
ヨンで処理される。第１のセクシヨンは等化され、残り
のセクシヨンの干渉は相殺される。更に、タップは同一
配置状態にはない。即ち、等止器タップはキャンセラ・
タップが作用しない範囲で作用し、同様にキャンセラ・
タップは等止器が作用しない残シの範囲で作用する。
受信器の構造は最適検出理論に基づくマトリックス構造
となっている。該構造は理想信号からの受信された信号
の平均自乗誤差（ＭＳＥ）が最小となるときに最適とな
る。
この最適構造はトランスバーサル０フイルタと符号間干
渉およびクロス・ポラライゼイシヨン干渉キャンセラと
縦続接続されたマトリックス・マツチド・フィルタを含
んでいる。
該キャンセラは相殺すべき干渉を推定するのに検波され
たデータ・シンボルを使用している。データ支援による
動作は検波されたデータ・シンボルの正しい知識を仮定
している。
デュアル・ボラライズド・チャネルは特定の４×４の実
数マトリックス・インパルス応答あるいはそのフーリエ
変換とそれに続く加法性雑音によりモデル化される。こ
のマトリックスの２×２のブロック対角要素はコ・ボラ
ライズドＣイン・ライン）応答を表わし、対角をはずれ
た２×２のブロック要素はクロスＯカプルドおよびクロ
ス・ボラライズド干渉応答を表わす。各々のマトリック
ス・チャネルはマルチパス・フェーディング事象を特徴
づけ、このマルチパス・フェーディング事象は雑音の存
在する下における所定のデータ速度に対して達成し得る
受信器の誤シ率に制限を加える。
合理的なコ・ボラライズドおよびクロス・ボラライズド
伝播モデルと、約２２ＭＨｚのチャネル帯域幅における
６、３ｎｓの２次信号遅延を与える４　０　ｄＢのノツ
チの深さを有する　。
大きな中央化フエーデングに対し、判定フィードバック
・キャンセラ構造に配置された有限個数のタップを有す
るトランスバーサル・フィルタの特性は線形等化よシ実
質的に（６ｄＢ　）秀れておシ、その差はオフセット・
フェーディングの場合１０　ｄＢにも成シ得る。
ＭＳＥが３　ｄＢ増加すると一定誤シ率に下におけるデ
ータ速度効率は約１ビツト／秒／Ｈｚ減少することが示
される。従って、線形等化は深いフェーディングの場合
には十分でないことがある。
判定フィードバック／キャンセラ構造は誤シの伝播が無
視できるならばわずか９つのマトリックス・タップでマ
ツチド・フィルタ限界を達成することが出来る。
９つの線形等止器タップは無限タップの線形等止器の特
性を達成する。もちろんこの方法は誤りの伝播はない。
５．３ｎｓの２次信号遅延を与える２　０　ｄＢの深さ
のよりおだやかな中央化フェーディングの場合、９つの
タップを有する線形等化器は２２　ＭＨｚチャネルにお
いて判定フィードバック構造よシわずか１ｄＢ劣ってい
るにすぎない。
しかしチャネル帯域幅が４０　ｄＢに増加すると、線形
等化器の特性は判定フィードバック構造の特性よシ２．
２　ｄＢ悪くなシ、その差はオフセット・フェーディン
グの場合３　ｄＢにもなり得る。
判定フィードバック／キャンセラ構造は線形構造に比べ
てタイミング位相に敏感でない支１旌ｍ 第１図には２つの独立した直交振幅変調（ＱＡＭ）され
たデータ信号をサポートするデュアル・ボラライズド・
ディジタル無線通信チャネルを使用する従来技術に従う
伝送システムが示されている。該システムは理想的なＱ
ＡＭ変調器１０と復調器５０を示している。一般に次式 ％式％ で表わされる４つの独立した同期データ信号５４ｖ（ｔ
）、５ｚｈ（ｔ）　（１＝　１．２）が乗算器１２．１
４．１６および１８において互いに直交した２つの線形
ボラライズド搬送波を振幅変調する。
垂直変調された信号 ５Ｊｔ）　＝　５ｔｖ（ｔ）　ｃｍ　ｗｏｔ　＋　Ｓ　
２　ｖ（ｔ）＝ｗｏｔ　　　（２）は垂直ボラライズド
・チャネル２１を通して伝送され、水平変調された信号 Ｓ　ｈ（ｔ）　＝　８ｔｈ（ｔ）ｃａｓ　ｗｏｔ　＋Ｓ
　２ｈ（ｔ）ｍｗｏｔ　　　　（３）は水平ボラライズ
ド・チャネル２３を通して伝送される。搬送波周波数は
ＷＯであシ、実際のデータ・シンボル ａｔｖｎ（ｔ＝１，２）およびａｔｈｎ　（１＝１．２
） −の＜ｎ＜ω は奇数座標を有する格子点から独立に取り出されるもの
と仮定する。従って弐〇）および（３）と関連するＱＡ
Ｍ信号点は矩形を成している。
スカシ・パルス丙→は伝送される電力および帯域に対す
る制限を満すように選択される。
個々の伝送チャネルは帯域通過型インパルス応答または
そのフーリエ変換によって特徴づけられている。
ボラライズド・チャネル２１および２３の間のカツプリ
ングを表わすため、２対のインパルス応答（即ちコ・チ
ャネルと関連する１対のインパルス応答３０，３２とク
ロス・チャネルと関連する他の１対のインパルス応答３
４．３６）が媒質を完全に特徴づけるべく使用される。
２つの独立な雑音 シ１ｖｃｏｓＷｏｔ＋シｑｙ　５％　ｗｏｔおよび シミｈ房ｗｏｔ＋シｑ−石ｗｏｔ が夫々乗算器６２および６４においてクロス・ボラライ
ズド信号に加えられる。これら乗算器は第１図の受信器
５０に設けられておシ、該受信器５０において信号十雑
音が同期検波される。
線形システムを４入力端子対、４出力端子対回路網と見
做し、それを４×４の行列インパルス応答またはシステ
ムの生体としての周　　　　　ン波数応答であるフーリ
エ変換として特徴づけると便利である。
前述の雑音信号と混合された導線６３上の　　　　　゛
クロス・ボラライズド信号路５１と５３に分岐され、ミ
キサ５２および５４に夫々加えられ、そこで信号は遅延
された搬送波 ｃａｓ　（ｗｏｔ十〇）および廁（ｗｏｔ十〇）と混合
される。
同様に、前述の雑音信号と混合された導線６５上のクロ
ス・ボラライズド信号は信号路５５と５７に分岐され、
ミキサ５６および５８に夫々加えられ、そこで該信号は
搬送波信号ｃｏｓ　（ｗｏｔ＋θ）およびｇｉｆｔ　（
ｗｏｊ＋θ）と混合される。
これら信号は次にＬＰＦ７２．７４および７６．７８に
よって低域・戸波され、人込でサンプラの組８２．８４
と８６．８Ｂによって夫々サンプルされる。出力導線８
１．８３上の信号は入力導線１１．１３に対応し、出力
導ａ８７．８９上の信号は入力導線１７．１９に対応す
る。
第２図を参照すると、本発明を説明するのに有用なブロ
ック図が示されているが、これは送信器およびチャネル
１０と営信器１１１を含んでいる。受信器１１１は線形
マトリックス・フィルタである符号間干渉等化器１ｏ。
（その出力は検波器１４０に加えられている）を含んで
いる。検波器１４０は内部で発生された入力信号と予期
される信号を比較して誤差を発生させ、該誤差から平均
自乗誤差を生成し、この誤差信号はクロス・ポラライゼ
イシヨン干渉キャンセラ１５０および符号間干渉等化器
１００に加えられる。゛前述の線形マトリックス・フィ
ルタ１００の特性は全平均自乗誤差を最小化するよう選
択される。キャンセラ１５０はクロス・ポラライゼイシ
ヨンによって引き起された干渉と比例する調整信号を発
生し、これら信号を減算器１０２および１０４に加える
。クロス・ポラライゼイシヨン干渉を調整する信号がν
波された推定値から減算された後、結果として得られる
信号は実質的に干渉が無い。受信器１１１の更に詳して
様子は第３および４図に示されている。
第３図を参照すると、線路７１上に入力信号工１が、線
路７３上に入力信号Ｑｉが示されている。これら２つの
信号は分岐前の第２図の導線６３上の信号に対応してい
る。第１図と比較するために、便宜上同上の番号を使用
している。同様に、線路７５上の入力信号Ｉ２および線
路７７上の入力信号Ｑ２は分岐前の第２図の導線６５上
の信号に対応している。
入力信号はディジタル・システムの場合フイードフオワ
ード・トランスバーサル・フイルタ１１０．１１２．１
１４．・・・、１３９に加えられる前にサンプラ８２．
８４，８６および８８によってサンプルされる。アナロ
グ・システムの場合、サンプラは前出の第１図に示すよ
うにフィルタの後に現われる。
入力信号Ｉ、はフイードフオワード・トランスバーサル
・フイルタ１１０．１１４．１２６および１２８に加え
られる。同様に、他の入力信号の各々は４つのフイード
フオワード・トランスバーサル・フイルタに加えられる
。各々のフイードフオワード・トランスバーサル・フイ
ルタのタップは以下で述べるように検波器からの誤差信
号によって適応調整される。フイードフオワード・トラ
ンスバーサル・フイルタ１１０からの出力はミキサ１０
５に加えられる。
伝送期間中に他の信号がこの人カ信号工。
と結合されるので、他の入力信号Ｑ＋　、ＩｔおよびＱ
２はデカツプリングされねばならない。入力信号工１か
らのこれら信号のデカツプリングはフィードフォワード
・トランスバーサルφフィルタ１１２．１１Ｂおよび１
２２からの出力信号なミキサ１ｏ５に加えることにより
実行される。同様に、他の入力信号Ｑ１・　工２および
Ｑ２からも余分な信号がデカツプリングされる。好まし
き実施例にあっては、１６のトランスバーサル・フィル
タが使用されている。このことは４つの入力信号が使用
されていることから明らかである。設計の詳細は当業者
にあっては自明であるので本出願では述べない。
デカツプリングされた信号は第４図を参照して述べるよ
うにフイードバツク・トランスバーサル・フイルタから
の出力信号によって更に調整されねばならない。これは
ミキサ１０６．１０８．９６および９Ｂで実行される。
例えばミキサ１０６からの出力は次に検波器１４１に送
られる。検波器１４１の入力はその出力と比較器１４２
で比較され、出力は誤差信号ＥＳ、とじてタップの適応
調整のために複数個のフィルタに送信される。誤差信号
ＥＳ、は例えばフイードフオワード・トランスバーサル
・フイルタ１１０．１１４．１２６および１２８ならび
にフィードバック−トランスバーサル・フィルタ１５１
．１５２．１５５および１５６に送られる。同様に、残
シのフィルタのタップは比較□器１４４．１４６および
１４８からの誤差信号によって適応調整される。検波器
からの出力信号は実質的にＣＰＩおよびＩＳＩが無い。
第４図を参照すると、各々第２図の検波器１４０からの
誤差信号によって調整される複数個のフイードバツク・
トランスバーサル・フイルタ１５１．１５２．１５３、
・・・、１６６より成る第２図のキャンセラ１５Ｇが示
されている。各々のフイードバツク・トランスバーサル
・フイルタは検波器１４０からの出力信号である入力を
有している。従って例えばフィルタ１５１は第３図の検
波器１４１からの出力信号Ｉ、を入力として有している
。フイードバツク・トランスバーサル・フイルタ１５１
からの出力信号はミキサ１６７に加えられている。また
フィルタ１５３．１５９および１６１からの出力信号も
ミキサ１°６７に　　加えられ、それによってこれら信
号がデカツプリングされる。ミキサ１６７からの出力は
次に第３図のミキサ１０６に加えられる。同様に、第４
図の他のフイードバツク・フイルタは残シの信号のデカ
ツプリングを行う。
第５図には、２２　ＭＨｚチャネル帯域に対する４　０
　ｄＢの中央化フェーディングが両方のボラライズド信
号に加えられる場合の正規化された最小自乗誤差（Ｍ　
ＳＥｏ　）をキャンセラ・タップＱの数の関数として示
す。この場合線形等化器は無限のタップ数を有している
。
純粋な線形等化であるＮ＋　＝　Ｎｚ　＝　Ｏの場合（
即ちキャンセラなし）漸近的なマツチド・フィルタ限界
に対して最大のＭＳＥｏ劣化を呈する＠これは深いフェ
ーディング期間中線形等化器によって発生される雑音強
化効果の、　　　　　ためである。因果律的キャンセラ
・タップと非因果律的キャンセラ・タップの両方が存在
する場合、すべての曲線は有限の一定結合度Ｋｉ＝　　
２０ｄＢ（ｉ＝１．２，４．５）に対するマツチド・フ
ィルタ限界に迅速に近づく。
判定フィードバック型キャンセラに対する曲線は理想的
な判定フィードバック等化器の正規化されたＭＳｇｏか
らスタートし、２つの非因果律タップを有する場合の漸
近値に近づく。
有限ウィンドウ幅キャンセラの曲線は線形等化器の場合
”　＋　＝　Ｎ２　＝　Ｏ）からスタートし、全部で４
つの因果律／非因果律タップを有する場合のマツチド・
フィルタ限界の漸近値に達する。最後に非因果律タップ
が使用されていない場合には、曲線は漸近的にただ２つ
の因果律タップを有する理想的な判定フィードバックの
場合に近づく。
第６図を参照すると、中央化フィーディング・ノツチの
深さが２２　ＭＨｚのチャネルに対して２　Ｑ　ｄＢに
減少した場合における第５図と同様な結果を示すもので
ある。図から分るように、線形等化器Ｎ　＊　＝　Ｎ　
２　＝　Ｏの特性が改善されている。第５および６図の
いずれにおいても、フェーディングのノツチは帯域の中
心に位置している。いずれの場合でも、受信フィルタは
チャネルおよび送信器全体と整合しているので、オフセ
ット・フェーディング・ノツチは同じフェーディング・
ノツチの深第７および８図には線形等化器が有限個の　
　　　　ドさの場合、結果に重大な影響は与えない。
タップを有している場合に達成し得るＭＳＥ。
が示されている。第７図のフェーディング、１パノッチ
は中央にあるが、第８図では帯域の中央からずれている
。結果の呈示を容易にするため、帯域中央からのフェー
ディング・ノツチのオフセットは帯域中央からのフェー
ディング・ノツチの距離とチャネルの等価ベースバンド
帯域幅の比をパーセントで表わしている。第８図におい
て、フェーディング・ノツチは２２ＭＨｚのチャネルに
わたって６９係ずれている。即ち帯域の中央から７．６
　Ｍ　Ｈｚのオフセットを有している。第７図から分る
ように、判定フィードバック・タップが存在する場合、
漸近的マツチド・フィルタ成果を達成するためには中央
タップを含めて全部で９つのタップが必要とされる。キ
ャンセラが判定フィードバック・モードで動作する限シ
、９つの同期的に配置されるタップが線形等止器とキャ
ンセラの間でどのように配置されようとも同じ漸近的特
性が達成できる。これは等止器とキャンセラ・タップ・
ウィンドウが互いに補い合うためであシ、従って、タッ
プ数が同じ場合タップがオーバラップしないので、判定
フィードバックの場合特性は殆んど同一状態に留まる。
線形等化器がその中央マトリックス・タップによってＣ
ＰＩのメイン・ローブにおいてのみ動作するとき（Ｍ、
＝Ｍ　２　””　Ｏ）　、重要な結果が得られる。キャ
ンセラ・ウィンドウが十分広い限シ、メイン・ローブＣ
ＰＩキャンセラは晰近的マツチド・フィルタ限界を達成
出来ることは明らかである。曲線は深いフェーディング
が線形等化器ＮＩ＝Ｎ２＝０　　の特性を大幅に劣化さ
せることを示している。
これまでの研究からＭＳｇｏが３　ｄＢ劣化するとデー
タ速度の効率は１ビツト／　ｓｅｅ　／　Ｈｚ減少する
ことが知られている。従って、線形等化は深いフエージ
エングの場合には適当な速度効率は提供しないかも知れ
ない。
第８図には第７図に示すのと類似の曲線が描かれている
が、第８図はノツチ周波数が６９係ずれた４　０　ｄＢ
フェーディングに対するものである。改善された特性は
第１０図の議論で述べるように特定のノツチ位置による
ものである。
第９図は２２Ｍ玉および４０　ＭＨｚ　　チャネルの両
方にわたるデュアル・ボラライズド信号の２０　ｄＢ　
の中央化フェーディングに対する類似の曲線の組を示す
。図から分るように、線形等化器Ｎ　Ｉ＝　Ｎ　２　＝
　Ｏの特性はフェーディングの深さが減少しているため
改善されている。しかしより広いチャネル帯域にわたり
、判定フィードバックと比べてよシ大きな劣化が予想さ
れる。これはチャネル帯域がより広いため、同じフェー
ディング・ノツチがよシ多くの消散を生じさせるからで
ある。劣化はマツチド・フィルタの限界と比較して２．
２　ｄＢのＭＳＥｏの損失、即ち約１ビツト／　ｓｅｅ
　／　Ｈｚのデータ速度効果の損失となシ、この損失は
第１０図から分るようにオフセット・フェーディングの
場合にはさらに犬となり得る。従って、更に典型的なフ
ェーディングの場合でさえも、線形等化器を４　Ｑ　Ｍ
Ｈｚチャネルで使用することは面倒となシ得る。
最後に、先に述べた幾つかの技法をフ二一デイング・ノ
ツチのオフセットに対する感度の面で比較するため、第
１１図には正規化されたＭＳＥｏがフェーディング・ノ
ツチ位置（これは先に説明した如く、ここでは帯域の中
央からのフェーディング・ノツチの距離とチャネル等価
ベースバンド帯域幅の比で表現されている）の関数とし
てプロットされている。次の様な構造を考える。
ａ、　Ｍ１＝　Ｍ２　＝　４ Ｎ、＝Ｎ、＝ｏ（キャンセルせず） なる線形等制器。
ｂ、　Ｍ、　＝　Ｍ、　＝　Ｑ Ｎｒ　＝　Ｎｔ　＝　４ なるセンタ・タップのみの線形等止器／有限ウィンドウ
・キャンセラ。
線形等化器のオフセット・フェーディングに対する感度
は極めて顕著である。有限ウィンドウ・キャンセラを有
するセンタ・タップ等止器はオフセット・フェーディン
グに対して極めて低い感度を有している。あるオフセッ
ト・フェーディングに対するＭＳｇ　ｏの劣化はこれら
フェーディングが複素ＱＡＭ信号の虚部なその実部中に
クロス・ポラライゼイションし、帯域内の特定のノツチ
−オフセット周波数に対しカツプリングがその最大値に
達するという事実を考慮することにより説明できる。従
って、ＭＳｇＯ対フェーディング吻ノツチＯオフセット
の曲線はこの現象を呈することになる。このことは現在
問題としているようなデュアル・ボラライズド・システ
ムにあっては、単一の信号伝送の場合よりもずっと顕著
である。何故ならばオフセット・フェーディング下の４
×４システムにあっては３つの干渉を及ぼすデータ流の
第４のデータ流へのカツプリングが存在するからである
。判定フィードバック型キャンセラ構造ではＣＰＩおよ
びＩＳＩに対する主要な寄与を相殺し、雑音強化効果を
減少させることにより線形等化器と比べて改善された特
性が得られる。第１１図の曲線はすべて最適なタイミン
グ条件の下で得られていることに注意されたい。
第１１図には２つの構造のタイミング位相に対する感度
を調べるのに使用された最適タイミングからのサンプル
・タイミングのオフセットの関数として、等化またはキ
ャンセレーション前の受信信号の正規化されたＭＳ−Ｅ
Ｃ（平均自乗アイ閉じ率）曲線が重畳された正規化され
たＭＳＥｏが示されている。
これは２２ＭＨｚのチャネルにわたる厳しいフェーディ
ング、即ち３４．５％のノツチ周波数オフセットを有す
る４　０　ｄＢフェーディングの場合に対する図である
。有限線形等化器は判定フィードバック型に比べてタイ
ミング位相に対してずつと敏感なことは明白である。
最適タイミング基準は、ＣＰＩおよびＩＳＩキャンセレ
ーションの前にフェーディングの存在する下で受信信号
のＭＳ−ＥＣを最小化することにより形成される。従っ
て、キャンセレーションが生じた後は、このタイミング
基準はキャンセラ出力ＭＳＥｏ　を最小化するとは限ら
ず、実際第１１図の線形等化器曲線はこの事実を示して
いる。ＭＳ−ＥＣ曲線は最適タイミング基準において最
小値を有している。マトリックス線形等化器のタイミン
グ位相に対する感度は１／２ボ一間隔のタップ、即ち分
数間隔タップを配置することにより減少させ得る。判定
フィードバック・タイミング法はより強力であることに
注意されたい。
しかしこの方法はよシ複雑である。第１１図に見られる
Ｍ　Ｓ　Ｅｏの劣化は、整形フィルタの非零のロール・
オフが存在する場合に破壊的な折返し効果を生じさせる
フェーディングチャネルの漸近的な振幅および遅延応答
に部分的に起因する。従って整形フィルタのロール・オ
フを減少させればこの状況もまた改善される。
【図面の簡単な説明】
第１図はデュアル・ボラライズド・システムのブロック
図： 第２．３および４図は本発明の受信器の詳細を示す図； 第５〜１１図は本発明の受信器の特性を示す曲線である
。 〔主要部分の符号の説明〕 ８２．８４．８６．８８・・・サンプルを得るための手
段 １００・・・等化する手段 １４０・・・検波し、出力信号を取り出す手段１４２．
１４４．１４６．１４８・・・第１の誤差信号を取り出
す手段 ＦＩＧ、　５ キ４ンＣ乃・クシプ歎 ＦＩＧ、６ ＦＩＧ、７ 大４プ仏つ・タップ秩 ＦＩＧ、８ 灸々）仏う・タップ（災 ＦＩ６．９ ＦＩ６．１０

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １、消散的地上用デイジタル無線伝送チヤネルを介して
    受信される信号のクロス・ポラ ライゼイシヨン干渉キヤンセレーシヨンと 符号間干渉等化のための装置において：該 装置は、 各々が第１および第２のセクシヨンを有 し、かつクロス・ポラライゼイシヨン干渉 および符号間干渉を有する前記信号のサン プルを得るための手段と； 前記サンプルの前記第１のセクシヨンを 等化する手段とを含み、該等化手段はフイ ードバツク誤差信号によつて周期的かつ適 応的に調整され； 更に前記等価されたサンプルを検波し、 出力信号を取り出す手段と； 前記等化されたサンプルを前記信号の期 待されるサンプルと比較することにより第 １の誤差信号を取り出す手段と； 前記誤差信号を受信し、第２の誤差信号 を発生し、該第２の誤差信号を手段に送信 して前記等化されたサンプルから前記第２ の誤差信号を減算する前記第２のセクシヨ ン中の前記クロス・ポラライゼイシヨン干 渉を相殺する手段とを含むことを特徴とす るクロス・ポラライゼイシヨン干渉キヤン セレーシヨンと符号間干渉等化のための装 置。 ２、特許請求の範囲第１項記載の装置において、 前記推定値を等化する前記手段は複数個 の遅延タツプを有するフイードフオワード ・トランスバーサル・フイルタを含むこと を特徴とする装置。 ３、特許請求の範囲第２項記載の装置において、 前記クロス・ポラライゼイシヨン干渉を 相殺する前記手段は複数個のフイードバツ ク・トランスバーサル・フイルタを含み、 該フイードバツク・フイルタの各々は複数 個の遅延タツプを含み、等化するための手 段の遅延タツプならびに相殺するための手 段の遅延タツプは同一配置状態にはないこ とを特徴とする装置。 ４、特許請求の範囲第３項記載の装置において、 誤差信号を得るための前記手段は前記期 待されるサンプルと前記検出されたサンプ ルの間の平均自乗誤差信号を取り出すこと を特徴とする装置。 ５、複数の消散的地上用デイジタル無線伝送チヤネルを
    介して受信されたデユアル・ポ ラライズド信号のクロス・ポラライゼイシ ヨン干渉キヤンセレーシヨンと符号間干渉 等化を組合わせて行う方法において、 ａ）前記チヤネルの各々中の前記信号の 推定値を得、該推定値は第１および第２の セクシヨンより成り、 ｂ）フイードフオワード・トランスバー サル・フイルタを使用して前記推定値の前 記第１のセクシヨンを等化し、前記フイー ドフオワード・トランスバーサル・フイル タは複数個の遅延タツプを有し、 ｃ）前記チヤネルの各々中の前記信号を すべての残りのチヤネル中の信号からデカ ツプリングし、 ｄ）前記チヤネルの各々に対する出力信 号を発生するために前記デカツプリングさ れた信号の各々を検波し、 ｅ）最小平均自乗誤差推定値を得るため に前記検波された信号の各々と期待される 信号を比較し、 ｆ）前記チヤネルの各々に対する前記誤 差信号をフイードバツクして前記フイード フオワード・トランスバーサル・フイルタ の前記遅延タツプの相応するものを適応的 に調整し、 複数個の遅延タツプを適応的に調整する ために各チヤネルと関連する複数個のフイ ードバツク・トランスバーサル・フイルタ に前記誤差信号をフイードバツクすること により前記第２のセクシヨン中の干渉を相 殺し、前記フイードバツク・フイルタから の出力はデカツプルされた信号の出力から 減算され、前記等化器と前記キヤンセラの 遅延タツプは同一配置状態にはないことを 特徴とするクロス・ポラライゼイシヨン干 渉キヤンセレーシヨンと符号間干渉等化の ための方法。
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