JPS622861A - サイクロコンバ−タ - Google Patents
サイクロコンバ−タInfo
- Publication number
- JPS622861A JPS622861A JP13949485A JP13949485A JPS622861A JP S622861 A JPS622861 A JP S622861A JP 13949485 A JP13949485 A JP 13949485A JP 13949485 A JP13949485 A JP 13949485A JP S622861 A JPS622861 A JP S622861A
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- output
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
人、産業上の利用分野
本発明は、余剰調波電流を低減するサイクロコンバータ
に関する。
に関する。
B0発明の概要
本発明はサイクロコンバータにおいて。
正側コンバータと負側コンバータを持つ複数の主回路を
直列接続し、各主回路の交流入力を互いに異なる電圧比
とし、各主回路の正側と負側コンバータの導通位相角を
主回路間で個々VCv!4整することにより。
直列接続し、各主回路の交流入力を互いに異なる電圧比
とし、各主回路の正側と負側コンバータの導通位相角を
主回路間で個々VCv!4整することにより。
余剰調波電流を低減できるようにしたものでちる。
C1従来の技術
サイクロコンバータは中間に直流回路を介在させず、あ
る周波数の゛交流入力から他の周波数の交流出力を直接
に得る周波数変換装置であり、商用電源から低周波出力
を得るものが多く実用化されている。
る周波数の゛交流入力から他の周波数の交流出力を直接
に得る周波数変換装置であり、商用電源から低周波出力
を得るものが多く実用化されている。
従来構成は、基本的には電流形と電圧形とがあり、主回
路には正電流と負電流を夫々流す正側コンバータと負荷
コンバータを備工、夫々のコンバータが交互に整流作用
によって正電流と負′rJL流を負荷(電動機等)に供
給する。また、サイクロコンバータの転流は電源転流方
式、負荷転流方式にされ、出力波形に方形波さらに正弦
波を得る構成にされる。
路には正電流と負電流を夫々流す正側コンバータと負荷
コンバータを備工、夫々のコンバータが交互に整流作用
によって正電流と負′rJL流を負荷(電動機等)に供
給する。また、サイクロコンバータの転流は電源転流方
式、負荷転流方式にされ、出力波形に方形波さらに正弦
波を得る構成にされる。
D1発明が解決しようとする問題点
サイクロコンバータは、何れの方式とするにおいても、
交流入力側電流に高調波成分が多く含まれ、特に低次の
余剰高調波電流の流れることが他の負荷への悪影響にな
る開題があつ九。例えば。
交流入力側電流に高調波成分が多く含まれ、特に低次の
余剰高調波電流の流れることが他の負荷への悪影響にな
る開題があつ九。例えば。
入力3相、出力単相のサイクロコンバータでは無限相数
の理想コンバータにおいても下記式のような周波数を持
つ余剰調波電流が流れる。
の理想コンバータにおいても下記式のような周波数を持
つ余剰調波電流が流れる。
fH譚2f、±f1 ・・・・・・・・・・・
・・・・(1)但し、fH:余剰調波電流の同波数 fl:入力側周波数 一□二出力側周波数 E0問題点を解決する友めの手段 本発明は上記問題点に鑑みてなされたもので。
・・・・(1)但し、fH:余剰調波電流の同波数 fl:入力側周波数 一□二出力側周波数 E0問題点を解決する友めの手段 本発明は上記問題点に鑑みてなされたもので。
交流電源から互いに異なる電圧比の交流を得る複数のト
ランスと、正側コンバークと負側コンバータを持つ複数
の主回路を有し、各主回路の入力端を夫々前記トランス
の二次側に接続し、該6主回路の出力端を互いに直列接
続して周波数変換出力端としたサイクロコンバータ主回
路と、前記各主回路の正側と負側のコンバータの導通位
相角を主回路間で個々にv4整する制御回路とを備える
ものである。
ランスと、正側コンバークと負側コンバータを持つ複数
の主回路を有し、各主回路の入力端を夫々前記トランス
の二次側に接続し、該6主回路の出力端を互いに直列接
続して周波数変換出力端としたサイクロコンバータ主回
路と、前記各主回路の正側と負側のコンバータの導通位
相角を主回路間で個々にv4整する制御回路とを備える
ものである。
29作用
サイクロコンバータは第2図に示す等価回路で表わされ
、変圧器T、のC相、b相、C相の一次′醒圧E、電流
i&に対して、二次側は変圧比n (t)にし、この変
圧比に対して位相v!4uし7jn相のスイッチS、〜
SHの総和出力で出力′区圧V!、出力電流1゜で周波
数f、の出力を得る。このときの出力電圧Vt及び入力
電流itは夫々次式で示される。
、変圧器T、のC相、b相、C相の一次′醒圧E、電流
i&に対して、二次側は変圧比n (t)にし、この変
圧比に対して位相v!4uし7jn相のスイッチS、〜
SHの総和出力で出力′区圧V!、出力電流1゜で周波
数f、の出力を得る。このときの出力電圧Vt及び入力
電流itは夫々次式で示される。
V! =t n(t)Ecoa ((IJ、 t +6
)= anmax E□ω、1 °−°°°°°
−°3ゝ2°(2)但し。
)= anmax E□ω、1 °−°°°°°
−°3ゝ2°(2)但し。
n(tJ:変圧器TIの巻θ比、O≦n (t)≦n
rfllL!ω、二人刃側角周波数 ω、二田力側角周波数 δ:二次側の導通している相の位相角(a相基準〕 a:定数、0≦A≦1 上記において、二次出力1を匠1.を i、=I、(2)(四を十α) ・・・・・・・・・
・・・・・・(4)但し。
rfllL!ω、二人刃側角周波数 ω、二田力側角周波数 δ:二次側の導通している相の位相角(a相基準〕 a:定数、0≦A≦1 上記において、二次出力1を匠1.を i、=I、(2)(四を十α) ・・・・・・・・・
・・・・・・(4)但し。
α=負荷力率角
とすると5(2)〜(4)式から入力電流1&は次式で
示される。
示される。
=i轟nmaz I ! ayaα・t1Mω、t・・
・・・−・・・・・・・・f5J 従って、−次電流1息の基本波は(5)式第1項になり
、iILの余!A調波は(5)式第2項及び第8項を合
わせたものになる。
・・・−・・・・・・・・f5J 従って、−次電流1息の基本波は(5)式第1項になり
、iILの余!A調波は(5)式第2項及び第8項を合
わせたものになる。
従来のサイクロコンバータでは一般に(2)式において
D(t)−nrn&X区一定とし、導通位相角θのみを
時間的に変化させ、出力にI!Lnma工Eocsω1
t を得るもので、余剰調波′rJi流の軽減を図る
ことができない。
D(t)−nrn&X区一定とし、導通位相角θのみを
時間的に変化させ、出力にI!Lnma工Eocsω1
t を得るもので、余剰調波′rJi流の軽減を図る
ことができない。
これに対して、本願発明では復数の主回路を用意し、各
主回路の入力電圧比すなわちn(tJを変え、各主回路
の出力端を直列接続して出力を得、各主回路の導通位相
角を個々VC調整する。これにより、導通位相角Iの9
4整に加えて変圧比n(t)も変化させ、所期の出力電
圧を得るのに余剰調波成分を最小にする。
主回路の入力電圧比すなわちn(tJを変え、各主回路
の出力端を直列接続して出力を得、各主回路の導通位相
角を個々VC調整する。これにより、導通位相角Iの9
4整に加えて変圧比n(t)も変化させ、所期の出力電
圧を得るのに余剰調波成分を最小にする。
第3図は前述の(5)式中の余剰調波電流を例示し、n
(Ilz ”” 1 、 W 11弓、 @ W=αb
、α冨0.ω、/ω2ツ7において、(5)式f1g3
項の士による幅を波形X、Yで示す、余剰調波電流はこ
の波形X、Yで囲まれた範囲内に入っており、n(t)
と−の理想的調整によって図中太線で示す部分(斜線部
分)のみにまで小さくできる仁とを示す。
(Ilz ”” 1 、 W 11弓、 @ W=αb
、α冨0.ω、/ω2ツ7において、(5)式f1g3
項の士による幅を波形X、Yで示す、余剰調波電流はこ
の波形X、Yで囲まれた範囲内に入っており、n(t)
と−の理想的調整によって図中太線で示す部分(斜線部
分)のみにまで小さくできる仁とを示す。
第4図は導通位相角θ=−四を十ωltとした従来の電
流形サイクロコンバータの余剰調波電流を示し、運転条
件は第3図の場合と同様である。
流形サイクロコンバータの余剰調波電流を示し、運転条
件は第3図の場合と同様である。
上述までのように、導通位相角σのみのv4iでは余剰
調波′QL流が大きくなり、 n(tJの調整も含め次
調整によって理想的には第3図の斜版部分になる余剰調
波電流まで軽減できる。なお、上記では相数を無限とし
た場合でろり、実用上は相数が有限の之め、上述までの
余$1調波のほかに有限相数であるための別の余剰調波
が発生する。しかし、有限相数による余剰調波成分は比
較的少ないこと及び比較的高次調波になる九め対策を容
易にする。
調波′QL流が大きくなり、 n(tJの調整も含め次
調整によって理想的には第3図の斜版部分になる余剰調
波電流まで軽減できる。なお、上記では相数を無限とし
た場合でろり、実用上は相数が有限の之め、上述までの
余$1調波のほかに有限相数であるための別の余剰調波
が発生する。しかし、有限相数による余剰調波成分は比
較的少ないこと及び比較的高次調波になる九め対策を容
易にする。
G、実施例
第1図は本発明の一夾雄側を示す装置構成図である。ト
ランス1. 、1. 、1.は互いに異なる変圧比nK
される。各トランス1.〜1.の二次出力側には夫々サ
イリスクブリッジの正側コンバータと負側コンバータの
並列接続からなる主回路2. 、2. 、2゜が夫々接
続される。主回路2.〜2.の出力端は互いに直列接続
され、その直列接続体の両端が単相の周波数変換出力端
にされる。各主回路2I〜2sを構成する各サイリスタ
は制御装置3によって主回路別、相別及び正負コンバー
タ別に導通位相角が調整される。
ランス1. 、1. 、1.は互いに異なる変圧比nK
される。各トランス1.〜1.の二次出力側には夫々サ
イリスクブリッジの正側コンバータと負側コンバータの
並列接続からなる主回路2. 、2. 、2゜が夫々接
続される。主回路2.〜2.の出力端は互いに直列接続
され、その直列接続体の両端が単相の周波数変換出力端
にされる。各主回路2I〜2sを構成する各サイリスタ
は制御装置3によって主回路別、相別及び正負コンバー
タ別に導通位相角が調整される。
こうした構成において、トランス1.〜1.の変圧比n
を1:3:5に選ぶと、各主回wT2t〜2.は0及び
最大電圧±1.±3.±5を導通位相角θの調整によっ
て取り得、これらの組合せによp単相出力電圧比には 0、±1.±21±3.±4.±5.±6.±7.±8
.±9の19種を得ることができ、主回路2.〜2.を
1つのサイクロコンバータ主回路とするときに等価的に
変圧比n(tJを19種類変えることができ、余剰調波
成分を軽減した出力を得ることができる。
を1:3:5に選ぶと、各主回wT2t〜2.は0及び
最大電圧±1.±3.±5を導通位相角θの調整によっ
て取り得、これらの組合せによp単相出力電圧比には 0、±1.±21±3.±4.±5.±6.±7.±8
.±9の19種を得ることができ、主回路2.〜2.を
1つのサイクロコンバータ主回路とするときに等価的に
変圧比n(tJを19種類変えることができ、余剰調波
成分を軽減した出力を得ることができる。
なお、実施例において、トランス及び主回路の個数は3
つに限らず、必要とする余剰調波成分の軽減度合から適
宜決められる。iた、サイクロコンバータの形式1種別
は適宜変更できる。
つに限らず、必要とする余剰調波成分の軽減度合から適
宜決められる。iた、サイクロコンバータの形式1種別
は適宜変更できる。
H0発明の効果
以上のとおシ、本発明によれば、入力電圧が異なる複数
の主回路を継に!、接続して周波a変換出力を得、各主
回路1:個別に導通位相角を調整することによって等制
約に変圧比も変え次出力會得るようにしたため、入力電
流側の余剰調波1を流を軽減し次運転ができる効果があ
る。
の主回路を継に!、接続して周波a変換出力を得、各主
回路1:個別に導通位相角を調整することによって等制
約に変圧比も変え次出力會得るようにしたため、入力電
流側の余剰調波1を流を軽減し次運転ができる効果があ
る。
第1図は本発明の一実施例を示す装置t構成図、g 2
1Dd?イクロコンパータの等価回路図、第3図は本発
明に基づい九余剰調波電流波形崗、第4図は従来の′v
L流波形図である。 1、 、1. 、1.・・・トランス、21.2□、2
.・・・主回路、3・・・制御装メ。
1Dd?イクロコンパータの等価回路図、第3図は本発
明に基づい九余剰調波電流波形崗、第4図は従来の′v
L流波形図である。 1、 、1. 、1.・・・トランス、21.2□、2
.・・・主回路、3・・・制御装メ。
Claims (1)
- 交流電源から互いに異なる電圧比の交流を得る複数のト
ランスと、正側コンバータと負側コンバータを持つ複数
の主回路を有し、各主回路の入力端を夫々前記トランス
の二次側に接続し、該各主回路の出力端を互いに直列接
続して周波数変換出力端としたサイクロコンバータ主回
路と、前記各主回路の正側と負側のコンバータの導通位
相角を主回路間で個々に調整する制御回路とを備えたこ
とを特徴とするサイクロコンバータ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP13949485A JPS622861A (ja) | 1985-06-26 | 1985-06-26 | サイクロコンバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP13949485A JPS622861A (ja) | 1985-06-26 | 1985-06-26 | サイクロコンバ−タ |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS622861A true JPS622861A (ja) | 1987-01-08 |
Family
ID=15246571
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP13949485A Pending JPS622861A (ja) | 1985-06-26 | 1985-06-26 | サイクロコンバ−タ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS622861A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008538599A (ja) * | 2005-02-08 | 2008-10-30 | エフツェット ゲーエムベーハー | ギア切換え装置 |
US11364762B2 (en) | 2019-01-30 | 2022-06-21 | DRiV Automotive Inc. | Suspension having electrically-controllable material |
-
1985
- 1985-06-26 JP JP13949485A patent/JPS622861A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008538599A (ja) * | 2005-02-08 | 2008-10-30 | エフツェット ゲーエムベーハー | ギア切換え装置 |
US11364762B2 (en) | 2019-01-30 | 2022-06-21 | DRiV Automotive Inc. | Suspension having electrically-controllable material |
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