JPS622861A - サイクロコンバ−タ - Google Patents
サイクロコンバ−タInfo
- Publication number
- JPS622861A JPS622861A JP13949485A JP13949485A JPS622861A JP S622861 A JPS622861 A JP S622861A JP 13949485 A JP13949485 A JP 13949485A JP 13949485 A JP13949485 A JP 13949485A JP S622861 A JPS622861 A JP S622861A
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- output
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
人、産業上の利用分野
本発明は、余剰調波電流を低減するサイクロコンバータ
に関する。
に関する。
Ｂ０発明の概要
本発明はサイクロコンバータにおいて。
正側コンバータと負側コンバータを持つ複数の主回路を
直列接続し、各主回路の交流入力を互いに異なる電圧比
とし、各主回路の正側と負側コンバータの導通位相角を
主回路間で個々ＶＣｖ！４整することにより。
直列接続し、各主回路の交流入力を互いに異なる電圧比
とし、各主回路の正側と負側コンバータの導通位相角を
主回路間で個々ＶＣｖ！４整することにより。
余剰調波電流を低減できるようにしたものでちる。
Ｃ１従来の技術
サイクロコンバータは中間に直流回路を介在させず、あ
る周波数の゛交流入力から他の周波数の交流出力を直接
に得る周波数変換装置であり、商用電源から低周波出力
を得るものが多く実用化されている。
る周波数の゛交流入力から他の周波数の交流出力を直接
に得る周波数変換装置であり、商用電源から低周波出力
を得るものが多く実用化されている。
従来構成は、基本的には電流形と電圧形とがあり、主回
路には正電流と負電流を夫々流す正側コンバータと負荷
コンバータを備工、夫々のコンバータが交互に整流作用
によって正電流と負′ｒＪＬ流を負荷（電動機等）に供
給する。また、サイクロコンバータの転流は電源転流方
式、負荷転流方式にされ、出力波形に方形波さらに正弦
波を得る構成にされる。
路には正電流と負電流を夫々流す正側コンバータと負荷
コンバータを備工、夫々のコンバータが交互に整流作用
によって正電流と負′ｒＪＬ流を負荷（電動機等）に供
給する。また、サイクロコンバータの転流は電源転流方
式、負荷転流方式にされ、出力波形に方形波さらに正弦
波を得る構成にされる。
Ｄ１発明が解決しようとする問題点
サイクロコンバータは、何れの方式とするにおいても、
交流入力側電流に高調波成分が多く含まれ、特に低次の
余剰高調波電流の流れることが他の負荷への悪影響にな
る開題があつ九。例えば。
交流入力側電流に高調波成分が多く含まれ、特に低次の
余剰高調波電流の流れることが他の負荷への悪影響にな
る開題があつ九。例えば。
入力３相、出力単相のサイクロコンバータでは無限相数
の理想コンバータにおいても下記式のような周波数を持
つ余剰調波電流が流れる。
の理想コンバータにおいても下記式のような周波数を持
つ余剰調波電流が流れる。
ｆＨ譚２ｆ、±ｆ１ ・・・・・・・・・・・
・・・・（１）但し、ｆＨ：余剰調波電流の同波数 ｆｌ：入力側周波数 一□二出力側周波数 Ｅ０問題点を解決する友めの手段 本発明は上記問題点に鑑みてなされたもので。
・・・・（１）但し、ｆＨ：余剰調波電流の同波数 ｆｌ：入力側周波数 一□二出力側周波数 Ｅ０問題点を解決する友めの手段 本発明は上記問題点に鑑みてなされたもので。
交流電源から互いに異なる電圧比の交流を得る複数のト
ランスと、正側コンバークと負側コンバータを持つ複数
の主回路を有し、各主回路の入力端を夫々前記トランス
の二次側に接続し、該６主回路の出力端を互いに直列接
続して周波数変換出力端としたサイクロコンバータ主回
路と、前記各主回路の正側と負側のコンバータの導通位
相角を主回路間で個々にｖ４整する制御回路とを備える
ものである。
ランスと、正側コンバークと負側コンバータを持つ複数
の主回路を有し、各主回路の入力端を夫々前記トランス
の二次側に接続し、該６主回路の出力端を互いに直列接
続して周波数変換出力端としたサイクロコンバータ主回
路と、前記各主回路の正側と負側のコンバータの導通位
相角を主回路間で個々にｖ４整する制御回路とを備える
ものである。
２９作用
サイクロコンバータは第２図に示す等価回路で表わされ
、変圧器Ｔ、のＣ相、ｂ相、Ｃ相の一次′醒圧Ｅ、電流
ｉ＆に対して、二次側は変圧比ｎ （ｔ）にし、この変
圧比に対して位相ｖ！４ｕし７ｊｎ相のスイッチＳ、〜
ＳＨの総和出力で出力′区圧Ｖ！、出力電流１゜で周波
数ｆ、の出力を得る。このときの出力電圧Ｖｔ及び入力
電流ｉｔは夫々次式で示される。
、変圧器Ｔ、のＣ相、ｂ相、Ｃ相の一次′醒圧Ｅ、電流
ｉ＆に対して、二次側は変圧比ｎ （ｔ）にし、この変
圧比に対して位相ｖ！４ｕし７ｊｎ相のスイッチＳ、〜
ＳＨの総和出力で出力′区圧Ｖ！、出力電流１゜で周波
数ｆ、の出力を得る。このときの出力電圧Ｖｔ及び入力
電流ｉｔは夫々次式で示される。
Ｖ！ ＝ｔ ｎ（ｔ）Ｅｃｏａ （（ＩＪ、 ｔ ＋６
）＝ ａｎｍａｘ Ｅ□ω、１ °−°°°°°
−°３ゝ２°（２）但し。
）＝ ａｎｍａｘ Ｅ□ω、１ °−°°°°°
−°３ゝ２°（２）但し。
ｎ（ｔＪ：変圧器ＴＩの巻θ比、Ｏ≦ｎ （ｔ）≦ｎ
ｒｆｌｌＬ！ω、二人刃側角周波数 ω、二田力側角周波数 δ：二次側の導通している相の位相角（ａ相基準〕 ａ：定数、０≦Ａ≦１ 上記において、二次出力１を匠１．を ｉ、＝Ｉ、（２）（四を十α） ・・・・・・・・・
・・・・・・（４）但し。
ｒｆｌｌＬ！ω、二人刃側角周波数 ω、二田力側角周波数 δ：二次側の導通している相の位相角（ａ相基準〕 ａ：定数、０≦Ａ≦１ 上記において、二次出力１を匠１．を ｉ、＝Ｉ、（２）（四を十α） ・・・・・・・・・
・・・・・・（４）但し。
α＝負荷力率角
とすると５（２）〜（４）式から入力電流１＆は次式で
示される。
示される。
＝ｉ轟ｎｍａｚ Ｉ ！ ａｙａα・ｔ１Ｍω、ｔ・・
・・・−・・・・・・・・ｆ５Ｊ 従って、−次電流１息の基本波は（５）式第１項になり
、ｉＩＬの余！Ａ調波は（５）式第２項及び第８項を合
わせたものになる。
・・・−・・・・・・・・ｆ５Ｊ 従って、−次電流１息の基本波は（５）式第１項になり
、ｉＩＬの余！Ａ調波は（５）式第２項及び第８項を合
わせたものになる。
従来のサイクロコンバータでは一般に（２）式において
Ｄ（ｔ）−ｎｒｎ＆Ｘ区一定とし、導通位相角θのみを
時間的に変化させ、出力にＩ！Ｌｎｍａ工Ｅｏｃｓω１
ｔ を得るもので、余剰調波′ｒＪｉ流の軽減を図る
ことができない。
Ｄ（ｔ）−ｎｒｎ＆Ｘ区一定とし、導通位相角θのみを
時間的に変化させ、出力にＩ！Ｌｎｍａ工Ｅｏｃｓω１
ｔ を得るもので、余剰調波′ｒＪｉ流の軽減を図る
ことができない。
これに対して、本願発明では復数の主回路を用意し、各
主回路の入力電圧比すなわちｎ（ｔＪを変え、各主回路
の出力端を直列接続して出力を得、各主回路の導通位相
角を個々ＶＣ調整する。これにより、導通位相角Ｉの９
４整に加えて変圧比ｎ（ｔ）も変化させ、所期の出力電
圧を得るのに余剰調波成分を最小にする。
主回路の入力電圧比すなわちｎ（ｔＪを変え、各主回路
の出力端を直列接続して出力を得、各主回路の導通位相
角を個々ＶＣ調整する。これにより、導通位相角Ｉの９
４整に加えて変圧比ｎ（ｔ）も変化させ、所期の出力電
圧を得るのに余剰調波成分を最小にする。
第３図は前述の（５）式中の余剰調波電流を例示し、ｎ
（Ｉｌｚ ”” １ 、 Ｗ １１弓、 ＠ Ｗ＝αｂ
、α冨０．ω、／ω２ツ７において、（５）式ｆ１ｇ３
項の士による幅を波形Ｘ、Ｙで示す、余剰調波電流はこ
の波形Ｘ、Ｙで囲まれた範囲内に入っており、ｎ（ｔ）
と−の理想的調整によって図中太線で示す部分（斜線部
分）のみにまで小さくできる仁とを示す。
（Ｉｌｚ ”” １ 、 Ｗ １１弓、 ＠ Ｗ＝αｂ
、α冨０．ω、／ω２ツ７において、（５）式ｆ１ｇ３
項の士による幅を波形Ｘ、Ｙで示す、余剰調波電流はこ
の波形Ｘ、Ｙで囲まれた範囲内に入っており、ｎ（ｔ）
と−の理想的調整によって図中太線で示す部分（斜線部
分）のみにまで小さくできる仁とを示す。
第４図は導通位相角θ＝−四を十ωｌｔとした従来の電
流形サイクロコンバータの余剰調波電流を示し、運転条
件は第３図の場合と同様である。
流形サイクロコンバータの余剰調波電流を示し、運転条
件は第３図の場合と同様である。
上述までのように、導通位相角σのみのｖ４ｉでは余剰
調波′ＱＬ流が大きくなり、 ｎ（ｔＪの調整も含め次
調整によって理想的には第３図の斜版部分になる余剰調
波電流まで軽減できる。なお、上記では相数を無限とし
た場合でろり、実用上は相数が有限の之め、上述までの
余＄１調波のほかに有限相数であるための別の余剰調波
が発生する。しかし、有限相数による余剰調波成分は比
較的少ないこと及び比較的高次調波になる九め対策を容
易にする。
調波′ＱＬ流が大きくなり、 ｎ（ｔＪの調整も含め次
調整によって理想的には第３図の斜版部分になる余剰調
波電流まで軽減できる。なお、上記では相数を無限とし
た場合でろり、実用上は相数が有限の之め、上述までの
余＄１調波のほかに有限相数であるための別の余剰調波
が発生する。しかし、有限相数による余剰調波成分は比
較的少ないこと及び比較的高次調波になる九め対策を容
易にする。
Ｇ、実施例
第１図は本発明の一夾雄側を示す装置構成図である。ト
ランス１． 、１． 、１．は互いに異なる変圧比ｎＫ
される。各トランス１．〜１．の二次出力側には夫々サ
イリスクブリッジの正側コンバータと負側コンバータの
並列接続からなる主回路２． 、２． 、２゜が夫々接
続される。主回路２．〜２．の出力端は互いに直列接続
され、その直列接続体の両端が単相の周波数変換出力端
にされる。各主回路２Ｉ〜２ｓを構成する各サイリスタ
は制御装置３によって主回路別、相別及び正負コンバー
タ別に導通位相角が調整される。
ランス１． 、１． 、１．は互いに異なる変圧比ｎＫ
される。各トランス１．〜１．の二次出力側には夫々サ
イリスクブリッジの正側コンバータと負側コンバータの
並列接続からなる主回路２． 、２． 、２゜が夫々接
続される。主回路２．〜２．の出力端は互いに直列接続
され、その直列接続体の両端が単相の周波数変換出力端
にされる。各主回路２Ｉ〜２ｓを構成する各サイリスタ
は制御装置３によって主回路別、相別及び正負コンバー
タ別に導通位相角が調整される。
こうした構成において、トランス１．〜１．の変圧比ｎ
を１：３：５に選ぶと、各主回ｗＴ２ｔ〜２．は０及び
最大電圧±１．±３．±５を導通位相角θの調整によっ
て取り得、これらの組合せによｐ単相出力電圧比には ０、±１．±２１±３．±４．±５．±６．±７．±８
．±９の１９種を得ることができ、主回路２．〜２．を
１つのサイクロコンバータ主回路とするときに等価的に
変圧比ｎ（ｔＪを１９種類変えることができ、余剰調波
成分を軽減した出力を得ることができる。
を１：３：５に選ぶと、各主回ｗＴ２ｔ〜２．は０及び
最大電圧±１．±３．±５を導通位相角θの調整によっ
て取り得、これらの組合せによｐ単相出力電圧比には ０、±１．±２１±３．±４．±５．±６．±７．±８
．±９の１９種を得ることができ、主回路２．〜２．を
１つのサイクロコンバータ主回路とするときに等価的に
変圧比ｎ（ｔＪを１９種類変えることができ、余剰調波
成分を軽減した出力を得ることができる。
なお、実施例において、トランス及び主回路の個数は３
つに限らず、必要とする余剰調波成分の軽減度合から適
宜決められる。ｉた、サイクロコンバータの形式１種別
は適宜変更できる。
つに限らず、必要とする余剰調波成分の軽減度合から適
宜決められる。ｉた、サイクロコンバータの形式１種別
は適宜変更できる。
Ｈ０発明の効果
以上のとおシ、本発明によれば、入力電圧が異なる複数
の主回路を継に！、接続して周波ａ変換出力を得、各主
回路１：個別に導通位相角を調整することによって等制
約に変圧比も変え次出力會得るようにしたため、入力電
流側の余剰調波１を流を軽減し次運転ができる効果があ
る。
の主回路を継に！、接続して周波ａ変換出力を得、各主
回路１：個別に導通位相角を調整することによって等制
約に変圧比も変え次出力會得るようにしたため、入力電
流側の余剰調波１を流を軽減し次運転ができる効果があ
る。
第１図は本発明の一実施例を示す装置ｔ構成図、ｇ ２
１Ｄｄ？イクロコンパータの等価回路図、第３図は本発
明に基づい九余剰調波電流波形崗、第４図は従来の′ｖ
Ｌ流波形図である。 １、 、１． 、１．・・・トランス、２１．２□、２
．・・・主回路、３・・・制御装メ。
１Ｄｄ？イクロコンパータの等価回路図、第３図は本発
明に基づい九余剰調波電流波形崗、第４図は従来の′ｖ
Ｌ流波形図である。 １、 、１． 、１．・・・トランス、２１．２□、２
．・・・主回路、３・・・制御装メ。
Claims (1)
- 交流電源から互いに異なる電圧比の交流を得る複数のト
ランスと、正側コンバータと負側コンバータを持つ複数
の主回路を有し、各主回路の入力端を夫々前記トランス
の二次側に接続し、該各主回路の出力端を互いに直列接
続して周波数変換出力端としたサイクロコンバータ主回
路と、前記各主回路の正側と負側のコンバータの導通位
相角を主回路間で個々に調整する制御回路とを備えたこ
とを特徴とするサイクロコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13949485A JPS622861A (ja) | 1985-06-26 | 1985-06-26 | サイクロコンバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13949485A JPS622861A (ja) | 1985-06-26 | 1985-06-26 | サイクロコンバ−タ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS622861A true JPS622861A (ja) | 1987-01-08 |
Family
ID=15246571
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13949485A Pending JPS622861A (ja) | 1985-06-26 | 1985-06-26 | サイクロコンバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS622861A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008538599A (ja) * | 2005-02-08 | 2008-10-30 | エフツェット ゲーエムベーハー | ギア切換え装置 |
| US11364762B2 (en) | 2019-01-30 | 2022-06-21 | DRiV Automotive Inc. | Suspension having electrically-controllable material |
-
1985
- 1985-06-26 JP JP13949485A patent/JPS622861A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008538599A (ja) * | 2005-02-08 | 2008-10-30 | エフツェット ゲーエムベーハー | ギア切換え装置 |
| US11364762B2 (en) | 2019-01-30 | 2022-06-21 | DRiV Automotive Inc. | Suspension having electrically-controllable material |
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