JPS62239719A - ガリウムひ素fetを用いたスイツチング回路 - Google Patents
ガリウムひ素fetを用いたスイツチング回路Info
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- JPS62239719A JPS62239719A JP8381986A JP8381986A JPS62239719A JP S62239719 A JPS62239719 A JP S62239719A JP 8381986 A JP8381986 A JP 8381986A JP 8381986 A JP8381986 A JP 8381986A JP S62239719 A JPS62239719 A JP S62239719A
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Landscapes
- Electronic Switches (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、例えばパルスパターン発生器の論理回路等に
使用して好適なガリウムひ素電界効果トランジスタ(以
下、GaAs FETと呼ぶ)を用いたスイッチング
回路に係わり、特にFETの電源電圧と飽和レベルとの
間で大振幅によるスイッチング動作を行わせた時にGa
As FETの特性上から生じる振幅およびスイッチ
ング幅の変動を防止するGaAs FETを用いたス
イッチング回路に関する。
使用して好適なガリウムひ素電界効果トランジスタ(以
下、GaAs FETと呼ぶ)を用いたスイッチング
回路に係わり、特にFETの電源電圧と飽和レベルとの
間で大振幅によるスイッチング動作を行わせた時にGa
As FETの特性上から生じる振幅およびスイッチ
ング幅の変動を防止するGaAs FETを用いたス
イッチング回路に関する。
この種のスイッチング素子としては、通常、バイポーラ
トランジスタやFET等が使用されている。そこで、こ
れらのバイポーラトランジスタやFET等を用いて第6
図(a)、(b)に示すような基本回路を構成し、入力
Vinと出力v outの関係を調べると、第7図(a
)、(b)に示すような入出力特性が得られ、また、所
定の測定形式つまり入出力側にそれぞれ50Ωの抵抗を
接続し非飽和領域で測定する測定形式に基づいて第8図
(a)、(b)に示すような周波数特性つまり周波数対
順方向伝達利得が得られる。これらの図中において、1
はバイポーラトランジスタ、2はFET、、R1,R2
,R3は抵抗、S21は前記測定形式における順方向伝
達利得を表わしそのうちSはマイクロ波用4端子パラメ
ータで、入出力側に50Ωの抵抗を接続したalll定
形式を表わし、21は順方向伝達利得を意味する。なお
、第7図(a)及び第8図(a)はバイポーラトランジ
スタに属する特性であり、第7図(b)、第8図(b)
はFETに属する特性である。ところで、第7図に示す
入出力特性から明らかなように、バイポーラトランジス
タ1は入力電圧0.7v付近で電源電圧VCCからサチ
レーション電圧v satへ急峻に変化し、スイッチン
グ素子として非常に有効な特性を呈する。一方、FET
2はピンチオフ電圧で電源電圧Vddに相応する出力電
圧V outが得られ、その値から入力電圧Vlnを正
電圧側に変化させていくと徐々に低下しオン電圧Von
(約0.3V)に達したところでほぼ一定となる。そし
て、前記バイポーラトランジスタ1は、相互コンダクタ
ンスgmが大きく、オン抵抗が小さく、スイッチングス
ピードが遅く、多数キャリア蓄積効果が大きい。これに
比し、FET2は、バイポーラトランジスタ1のそれと
逆の関係にある。また、周波数特性からは、バイポーラ
トランジスタはゲイン1となるしゃ断層波数FTがG
a −A 5FETよりも小さく、また低周波数域での
周波数特性変化かバイポーラトランジスタにはないが、
GaAs FETには存在する。
トランジスタやFET等が使用されている。そこで、こ
れらのバイポーラトランジスタやFET等を用いて第6
図(a)、(b)に示すような基本回路を構成し、入力
Vinと出力v outの関係を調べると、第7図(a
)、(b)に示すような入出力特性が得られ、また、所
定の測定形式つまり入出力側にそれぞれ50Ωの抵抗を
接続し非飽和領域で測定する測定形式に基づいて第8図
(a)、(b)に示すような周波数特性つまり周波数対
順方向伝達利得が得られる。これらの図中において、1
はバイポーラトランジスタ、2はFET、、R1,R2
,R3は抵抗、S21は前記測定形式における順方向伝
達利得を表わしそのうちSはマイクロ波用4端子パラメ
ータで、入出力側に50Ωの抵抗を接続したalll定
形式を表わし、21は順方向伝達利得を意味する。なお
、第7図(a)及び第8図(a)はバイポーラトランジ
スタに属する特性であり、第7図(b)、第8図(b)
はFETに属する特性である。ところで、第7図に示す
入出力特性から明らかなように、バイポーラトランジス
タ1は入力電圧0.7v付近で電源電圧VCCからサチ
レーション電圧v satへ急峻に変化し、スイッチン
グ素子として非常に有効な特性を呈する。一方、FET
2はピンチオフ電圧で電源電圧Vddに相応する出力電
圧V outが得られ、その値から入力電圧Vlnを正
電圧側に変化させていくと徐々に低下しオン電圧Von
(約0.3V)に達したところでほぼ一定となる。そし
て、前記バイポーラトランジスタ1は、相互コンダクタ
ンスgmが大きく、オン抵抗が小さく、スイッチングス
ピードが遅く、多数キャリア蓄積効果が大きい。これに
比し、FET2は、バイポーラトランジスタ1のそれと
逆の関係にある。また、周波数特性からは、バイポーラ
トランジスタはゲイン1となるしゃ断層波数FTがG
a −A 5FETよりも小さく、また低周波数域での
周波数特性変化かバイポーラトランジスタにはないが、
GaAs FETには存在する。
そこで、従来 シリコン・バイポーラトランジスタ1が
急峻な入出力特性の変化を呈することに着口しスイッチ
ング素子として多用されているが、飽和時に多数キャリ
アの蓄積効果が大きいために非常に応答性が悪い。そこ
で、かかる不具合を回避する手段として、従来、2個の
トランジスタのエミッタを結合したECL非飽和型電流
スイッチの回路形式を採用し、小振幅で高速スイッチン
グ動作を可能としている。この場合でもスイッチング速
度の上限は100ps程度である。
急峻な入出力特性の変化を呈することに着口しスイッチ
ング素子として多用されているが、飽和時に多数キャリ
アの蓄積効果が大きいために非常に応答性が悪い。そこ
で、かかる不具合を回避する手段として、従来、2個の
トランジスタのエミッタを結合したECL非飽和型電流
スイッチの回路形式を採用し、小振幅で高速スイッチン
グ動作を可能としている。この場合でもスイッチング速
度の上限は100ps程度である。
この点、GaAs FETは、多数キャリア蓄積効果
がほぼ零であり、電子の移動速度がシリコンに比べて5
〜6倍速<、50ps以上のスイッチング速度を容易に
得ることができる。しかし、GaAs FET自体に
も欠点がないわけではない。即ち、GaAs FET
は、■相互コンダクタンスgmが小さいために大振幅の
入力電圧Vlnが必要であること、■スイッチング特性
が急峻でないこと、■前述した周波数特性から明確なよ
うに低VDS時に低周波数域でゲイン増加を有すること
等の問題がある。従って、ここで問題となるのは■の周
波数特性である。因みに、第8図(b)は、一般市販用
のF E T 2 S K 40 Bによる周波数対
ゲイン特性についてソース・ドレイン間電圧VDSをパ
ラメータとして測定した実測値の図である。この図から
明らかなように、VDSが小さい時、数100KHz以
下でゲイン増加が顕著に現われる。この現象は、本発明
者によって明らかにされたものであるが、FET 2
SK406に限らず他のGaAs FETについても
同様であると言える。
がほぼ零であり、電子の移動速度がシリコンに比べて5
〜6倍速<、50ps以上のスイッチング速度を容易に
得ることができる。しかし、GaAs FET自体に
も欠点がないわけではない。即ち、GaAs FET
は、■相互コンダクタンスgmが小さいために大振幅の
入力電圧Vlnが必要であること、■スイッチング特性
が急峻でないこと、■前述した周波数特性から明確なよ
うに低VDS時に低周波数域でゲイン増加を有すること
等の問題がある。従って、ここで問題となるのは■の周
波数特性である。因みに、第8図(b)は、一般市販用
のF E T 2 S K 40 Bによる周波数対
ゲイン特性についてソース・ドレイン間電圧VDSをパ
ラメータとして測定した実測値の図である。この図から
明らかなように、VDSが小さい時、数100KHz以
下でゲイン増加が顕著に現われる。この現象は、本発明
者によって明らかにされたものであるが、FET 2
SK406に限らず他のGaAs FETについても
同様であると言える。
ところで、以上の現象は、便宜上周波数軸からとらえた
ものであるが、時間軸上で観察した場合にはFET2の
オン時間が非常に長い時定数となって現われ、これがス
イッチング回路に適用した時に大きな問題となってくる
。
ものであるが、時間軸上で観察した場合にはFET2の
オン時間が非常に長い時定数となって現われ、これがス
イッチング回路に適用した時に大きな問題となってくる
。
通常、アナログ・リニア増幅器は、小振幅動作時にはF
ET自体を広い周波数で使用することか少なく、せいぜ
い2オクターブから4オクターブの周波数範囲である。
ET自体を広い周波数で使用することか少なく、せいぜ
い2オクターブから4オクターブの周波数範囲である。
仮に、非常に低い周波数成分の信号を増幅する必要が生
じた場合でもFETのソース・ドレイン間電圧VDSを
大きくすれば以上のような特性上の現象が問題となるこ
とはない。更に、アナログ増幅器は線形動作であるため
に負帰還をかければ問題は簡単に解決できる。
じた場合でもFETのソース・ドレイン間電圧VDSを
大きくすれば以上のような特性上の現象が問題となるこ
とはない。更に、アナログ増幅器は線形動作であるため
に負帰還をかければ問題は簡単に解決できる。
しかし、スイッチング回路は、アナログ増幅器と異なっ
てそれほど簡単ではない。その理由は、2値レベルを使
用するので周波数的には直流クロック周波数から直流領
域まで取り扱う必要があり、また例えばオンレベルを飽
和レベルとして用い、かつ、例えばオフレベルを電源電
圧として用いて大振幅でスイッチング動作を行わせる必
要があること、また動作が非線形であり負帰還などの手
法を採用できないためである。
てそれほど簡単ではない。その理由は、2値レベルを使
用するので周波数的には直流クロック周波数から直流領
域まで取り扱う必要があり、また例えばオンレベルを飽
和レベルとして用い、かつ、例えばオフレベルを電源電
圧として用いて大振幅でスイッチング動作を行わせる必
要があること、また動作が非線形であり負帰還などの手
法を採用できないためである。
そこで、スイッチング回路にGaAs FETを用い
た場合に何が問題となってくるのか、ひいてはそれへの
問題をどのように解決するかが非常に重要になってくる
。今、GaAs FETは、外部から負方向にレベル
変化する信号が入力された時、第9図に示す実線のよう
な時間軸対ドレイン出力電圧特性を何し、同図から明ら
かなように電源電圧Vddから飽和レベルVrに近ずく
に従って徐々にレベル変化して飽和レベルVrに落着く
。
た場合に何が問題となってくるのか、ひいてはそれへの
問題をどのように解決するかが非常に重要になってくる
。今、GaAs FETは、外部から負方向にレベル
変化する信号が入力された時、第9図に示す実線のよう
な時間軸対ドレイン出力電圧特性を何し、同図から明ら
かなように電源電圧Vddから飽和レベルVrに近ずく
に従って徐々にレベル変化して飽和レベルVrに落着く
。
この飽和レベルの変化時定数を仮にレベル変化時定数と
呼ぶことにする。また、その変化幅はドレイン・ソース
間の平均的な電圧に依存し、VDSが小さいほど、その
変化幅は大きくなる。それは第8図(b)の特性を見て
も明らかである。従って、このようなFETを用いたス
イッチング回路を例えば数100MHzから数GHz帯
でのパルスパターン発生器に適用した場合、以上述べた
FETのレベル変化時定数よりもはるかに短い幅のスイ
ッチング動作を行わせる必要がある。この場合例えば負
パルス信号が連続して入力されると、オフ時のレベルは
電源電圧Vddによってリミットされるが、オン時のレ
ベルは時間とFETのドレイン・ソース間電圧の影響を
受けることになる。
呼ぶことにする。また、その変化幅はドレイン・ソース
間の平均的な電圧に依存し、VDSが小さいほど、その
変化幅は大きくなる。それは第8図(b)の特性を見て
も明らかである。従って、このようなFETを用いたス
イッチング回路を例えば数100MHzから数GHz帯
でのパルスパターン発生器に適用した場合、以上述べた
FETのレベル変化時定数よりもはるかに短い幅のスイ
ッチング動作を行わせる必要がある。この場合例えば負
パルス信号が連続して入力されると、オフ時のレベルは
電源電圧Vddによってリミットされるが、オン時のレ
ベルは時間とFETのドレイン・ソース間電圧の影響を
受けることになる。
通常、パルスパターン発生器は、“0”レベルと″1″
レベルの発生確率つまりマーク率が1/8゜1/4.1
/2.・・・等、様々な状態のパターンが発生できる様
になっている。更に負パルスではなく正方向パルスの場
合もあり、様々な形態で使用される。このとき、第9図
に示すように予め最適中心レベルSLを後段処理回路の
スレッショルドレベルとして定め、それを中心にしてパ
ルス幅等を決定すると、FETのオン電圧となる飽和電
圧■「が変化しているために連続パルスに対して振幅が
徐々に大きくなり、それに伴ってスイッチングの最適中
心レベルSLが徐々にずれてSL’ となる。このこと
は時間の経過とともに振幅が変化し、スイッチングの最
適中心レベルの変動を招くので、入力信号に対して正確
なスイッチング動作を行わせることが困難となる。仮に
、FET自体が前述したバイポーラトランジスタの如き
特性であれば、スイッチング時間の変動が少ないが、F
ETの場合はその変動が避は難く、高速スイッチング特
性を有するにも拘らず充分にその特性を生かせない問題
がある。
レベルの発生確率つまりマーク率が1/8゜1/4.1
/2.・・・等、様々な状態のパターンが発生できる様
になっている。更に負パルスではなく正方向パルスの場
合もあり、様々な形態で使用される。このとき、第9図
に示すように予め最適中心レベルSLを後段処理回路の
スレッショルドレベルとして定め、それを中心にしてパ
ルス幅等を決定すると、FETのオン電圧となる飽和電
圧■「が変化しているために連続パルスに対して振幅が
徐々に大きくなり、それに伴ってスイッチングの最適中
心レベルSLが徐々にずれてSL’ となる。このこと
は時間の経過とともに振幅が変化し、スイッチングの最
適中心レベルの変動を招くので、入力信号に対して正確
なスイッチング動作を行わせることが困難となる。仮に
、FET自体が前述したバイポーラトランジスタの如き
特性であれば、スイッチング時間の変動が少ないが、F
ETの場合はその変動が避は難く、高速スイッチング特
性を有するにも拘らず充分にその特性を生かせない問題
がある。
また、従来、レベルシフト用ダイオードを用いた第10
図に示すようなスイッチング回路が使用されている。即
ち、このスイッチング回路は、例えば第11図に示すド
レイン電流ラインIDを中心にして左側に示すGaAs
FET単体の直流特性を用いて得られるスイッチン
グ出力S1を、所定レベルSFだけシフトさせてvDs
2vでスイッチング出力outを得ようとする場合にそ
の分だけシフトレベル用ダイオード11を用いてシフト
させる構成である。図中、12は定電流用素子である。
図に示すようなスイッチング回路が使用されている。即
ち、このスイッチング回路は、例えば第11図に示すド
レイン電流ラインIDを中心にして左側に示すGaAs
FET単体の直流特性を用いて得られるスイッチン
グ出力S1を、所定レベルSFだけシフトさせてvDs
2vでスイッチング出力outを得ようとする場合にそ
の分だけシフトレベル用ダイオード11を用いてシフト
させる構成である。図中、12は定電流用素子である。
このようなスイッチング回路においても、GaAs
FET自体が低周波数域でゲイン増加の傾向にあるため
に飽和レベル移行時にレベル変化が生じ、前述と同様な
聞届が生じる。
FET自体が低周波数域でゲイン増加の傾向にあるため
に飽和レベル移行時にレベル変化が生じ、前述と同様な
聞届が生じる。
本発明は上記実情に鑑みてなされたもので、GaAs
FETの飽和レベル移行時に生じるレベル変動を回避
し、GaAs FETの高速スイッチング特性を充分
生かしつつスイッチング動作を確実行い得るようにする
GaAs FETスイッチング回路を提供することを
目的とする。
FETの飽和レベル移行時に生じるレベル変動を回避
し、GaAs FETの高速スイッチング特性を充分
生かしつつスイッチング動作を確実行い得るようにする
GaAs FETスイッチング回路を提供することを
目的とする。
本発明によるGaAs FETを用いたスイッチング
回路によれば、任意のマーク率を持った人力信号を受け
てほぼ電源電圧から飽和レベルまで変化させながらスイ
ッチング動作を行わせるGaAs FETを用いたス
イッチング回路において、前記GaAs FETの入
力側に、電源電圧から飽和レベルに近づく過程で生じる
レベル変動と逆特性を持ったレベル補償手段を設けたも
のである。
回路によれば、任意のマーク率を持った人力信号を受け
てほぼ電源電圧から飽和レベルまで変化させながらスイ
ッチング動作を行わせるGaAs FETを用いたス
イッチング回路において、前記GaAs FETの入
力側に、電源電圧から飽和レベルに近づく過程で生じる
レベル変動と逆特性を持ったレベル補償手段を設けたも
のである。
従って、以上のように手段とすることにより、レベル補
償手段として構成するバイアスシフト素子でほぼFET
の飽和レベルまでシフトし、かつ、同様にレベル補償手
段を構成するローレベル補償素子により高域をバイパス
することにより、全体として飽和レベルを持ち上げてフ
ラットにするものである。
償手段として構成するバイアスシフト素子でほぼFET
の飽和レベルまでシフトし、かつ、同様にレベル補償手
段を構成するローレベル補償素子により高域をバイパス
することにより、全体として飽和レベルを持ち上げてフ
ラットにするものである。
次に、本発明の一実施例について第1図を参照して説明
する。即ち、このスイッチング回路は、入力端子21に
前記レベルシフト用ダイオード11と同等な機能を有し
、かつ、時定数および直流減衰のための機能を持った抵
抗等のバイアスシフト素子22の一端側が接続され、こ
の素子22の他端側と電源−vbbとの間に所定の直流
バイアスを得る抵抗等の直流減衰素子23が挿入されて
いる。つまり、これらのバイアスシフト素子22および
直流減衰素子23はシリアルに接続することにより、例
えばFETソース・ドレイン間口−レベル時に生じる第
2図に示す周波数f対順方向伝達利得S21特性から、
前記直流電流とバイアスシフト素子22の抵抗との積で
定まるシフト電圧ΔGだけ入力信号〜′lnを減衰せし
めた信号S2を得、これを後段接続のGaAs FE
T24のゲートに供給するものである。25は交流成分
を100%通して前記バイアスシフト素子22との時定
数によってほぼ利得変化の落管く周波数fa以上の周波
数域信号をバイパスし (図示点線S3)、ソース・ド
レイン間口−レベルを補償するローレベル補償素子であ
る。これによりGaAsFET24からフラットな特性
の出力信号S4を得るものである。ところで、従来、バ
イポーラトランジスタを用いたスイッチング回路にコン
デンサを挿入したものもあるが、これはスピードアップ
コンデンサとしてスイッチングスピードを改善するため
使用したものであり、本発明とその機能を本質的に異に
する。
する。即ち、このスイッチング回路は、入力端子21に
前記レベルシフト用ダイオード11と同等な機能を有し
、かつ、時定数および直流減衰のための機能を持った抵
抗等のバイアスシフト素子22の一端側が接続され、こ
の素子22の他端側と電源−vbbとの間に所定の直流
バイアスを得る抵抗等の直流減衰素子23が挿入されて
いる。つまり、これらのバイアスシフト素子22および
直流減衰素子23はシリアルに接続することにより、例
えばFETソース・ドレイン間口−レベル時に生じる第
2図に示す周波数f対順方向伝達利得S21特性から、
前記直流電流とバイアスシフト素子22の抵抗との積で
定まるシフト電圧ΔGだけ入力信号〜′lnを減衰せし
めた信号S2を得、これを後段接続のGaAs FE
T24のゲートに供給するものである。25は交流成分
を100%通して前記バイアスシフト素子22との時定
数によってほぼ利得変化の落管く周波数fa以上の周波
数域信号をバイパスし (図示点線S3)、ソース・ド
レイン間口−レベルを補償するローレベル補償素子であ
る。これによりGaAsFET24からフラットな特性
の出力信号S4を得るものである。ところで、従来、バ
イポーラトランジスタを用いたスイッチング回路にコン
デンサを挿入したものもあるが、これはスピードアップ
コンデンサとしてスイッチングスピードを改善するため
使用したものであり、本発明とその機能を本質的に異に
する。
次に、以上の点に関し、時間軸との関係で示すと、第3
図および第4図をもって表わすことができる。即ち、第
3図に示すHは画素子22.23の抵抗値に比例する関
係にあり、またT1は、各素子22.23の抵抗値をR
1,R2とし、かつ、ローレベル補償素子25の容量を
Cとすると、C・ ((R1・R2)/ (R1+R2
)lの補償特性S5を得、第4図に示す如く例えば負パ
ルスの連続信号の入力に対し、最適中心レベルSLを中
心として等振幅で、かつ、時間軸に対して所定のスイッ
チング動作時間幅をもって動作するスイッチング信号を
得ることができる。
図および第4図をもって表わすことができる。即ち、第
3図に示すHは画素子22.23の抵抗値に比例する関
係にあり、またT1は、各素子22.23の抵抗値をR
1,R2とし、かつ、ローレベル補償素子25の容量を
Cとすると、C・ ((R1・R2)/ (R1+R2
)lの補償特性S5を得、第4図に示す如く例えば負パ
ルスの連続信号の入力に対し、最適中心レベルSLを中
心として等振幅で、かつ、時間軸に対して所定のスイッ
チング動作時間幅をもって動作するスイッチング信号を
得ることができる。
また、本発明装置は次のような利点を有する。
すなわち、第12図(a)、(b)は従来回路である第
6図(b)あるいは第10図に異なるマーク率の入力信
号を加えた時の出力信号を示したものであり、かつ、オ
ンレベルの変化する時定数よりも充分長い時間が経過し
た後の定常的な出力波形を示している。また、第12図
(a)は正論理でマーク率の低い場合を示しており、こ
の場合の出力信号の直流平均値つまり平均的なドレイン
・ソース間電圧VDSは大きい。第12図(b)は正論
理でマーク率の高い場合を示しており、この場合の出力
信号の直流平均値つまり平均的なドレイン・ソース間電
圧VDSは小さい。この時の飽和電圧Vr1とV r
2を比較すると、Vrl<Vr2となる。これは第8図
(b)の特性を見ても予見できるものである。これらの
出力信号は振幅が異なっているので最適スイッチングス
レッショルドレベル(これはVddとVrlの中間点)
も異なってくる。例えば従来例の第11図の様な回路を
多段接続すると、マーク率が変化した時にパルス幅の変
化を招き結果的にはパルスのデユーティファクタが変動
する。本発明回路によれば、マーク率の変化によるデユ
ーティファクタの変動を防止できる。
6図(b)あるいは第10図に異なるマーク率の入力信
号を加えた時の出力信号を示したものであり、かつ、オ
ンレベルの変化する時定数よりも充分長い時間が経過し
た後の定常的な出力波形を示している。また、第12図
(a)は正論理でマーク率の低い場合を示しており、こ
の場合の出力信号の直流平均値つまり平均的なドレイン
・ソース間電圧VDSは大きい。第12図(b)は正論
理でマーク率の高い場合を示しており、この場合の出力
信号の直流平均値つまり平均的なドレイン・ソース間電
圧VDSは小さい。この時の飽和電圧Vr1とV r
2を比較すると、Vrl<Vr2となる。これは第8図
(b)の特性を見ても予見できるものである。これらの
出力信号は振幅が異なっているので最適スイッチングス
レッショルドレベル(これはVddとVrlの中間点)
も異なってくる。例えば従来例の第11図の様な回路を
多段接続すると、マーク率が変化した時にパルス幅の変
化を招き結果的にはパルスのデユーティファクタが変動
する。本発明回路によれば、マーク率の変化によるデユ
ーティファクタの変動を防止できる。
第13図はマーク率の変化に対する出力信号の直流平均
電圧値v outとの関係を示す。マーク率の変化に対
して飽和電圧Vrが一定であれば、マーク率O%の時の
飽和電圧Vrとなり、マーク率が増加すると実線上を移
動し、100%時にはVddと等しくなる。しかし、実
際にはマーク率の変化により飽和電圧が変化するので、
v outは点線に示す様に変化する。この現象は従来
のFETスイッチング回路が直流に対する利得が高周波
の利得よりも大きくなっている事を意味する。
電圧値v outとの関係を示す。マーク率の変化に対
して飽和電圧Vrが一定であれば、マーク率O%の時の
飽和電圧Vrとなり、マーク率が増加すると実線上を移
動し、100%時にはVddと等しくなる。しかし、実
際にはマーク率の変化により飽和電圧が変化するので、
v outは点線に示す様に変化する。この現象は従来
のFETスイッチング回路が直流に対する利得が高周波
の利得よりも大きくなっている事を意味する。
本発明によれば、例えば第1図の場合、直流成分に関し
てはR1,R2で分割され、高周波はコンデンサCでバ
イパスされるために直流分のみ減衰し、FET24のゲ
ートには常に最適な波形が印加されるので、マーク率の
変化に対するデユーティファクタの変動を防止する効果
も有する。これを波形的に説明したものが第14図(a
)。
てはR1,R2で分割され、高周波はコンデンサCでバ
イパスされるために直流分のみ減衰し、FET24のゲ
ートには常に最適な波形が印加されるので、マーク率の
変化に対するデユーティファクタの変動を防止する効果
も有する。これを波形的に説明したものが第14図(a
)。
(b)である。直流平均レベルVoutlを冑する第1
2図(a)の波形を第1図の入力端21の入力信号Vl
nに加える。この時のR1によるシフト電圧V s(’
tlは、 Vsl’tl−IRl(Voutl−Vbb) l /
(R1+R2) となる。これをスレッショルドレベルSL0を有するF
ET24でスイッチングする。直流平均レベルV ou
t2を有する第12図(b)の波形を第1図に示す入力
信号Vinに加える。この時の抵抗R1によるシフト電
圧V 5ft2は、Vs[’t2− fRl(Vout
2−Vbb) ) /(R1+R2) となる。この2つの波形の何れの場合も波高値の中心が
FET24のスレッショルドヘレルsL。
2図(a)の波形を第1図の入力端21の入力信号Vl
nに加える。この時のR1によるシフト電圧V s(’
tlは、 Vsl’tl−IRl(Voutl−Vbb) l /
(R1+R2) となる。これをスレッショルドレベルSL0を有するF
ET24でスイッチングする。直流平均レベルV ou
t2を有する第12図(b)の波形を第1図に示す入力
信号Vinに加える。この時の抵抗R1によるシフト電
圧V 5ft2は、Vs[’t2− fRl(Vout
2−Vbb) ) /(R1+R2) となる。この2つの波形の何れの場合も波高値の中心が
FET24のスレッショルドヘレルsL。
になる様にR,、R2、Vbbを設定すれば、常に最良
なスイッチングを行ってマーク率の変化によるデユーテ
ィファクタの変動を防止できる。更に、マーク率の変化
によるレベル変動を圧縮できる利点を有する。
なスイッチングを行ってマーク率の変化によるデユーテ
ィファクタの変動を防止できる。更に、マーク率の変化
によるレベル変動を圧縮できる利点を有する。
第15図はFET24の入出力特性である。実線は出力
のマーク率が低い場合、破線は出力マーク率が高い場合
の入出力関係を示している。今、FET24に第14図
(a)、(b)に相当する人力があったとする。入力信
号のマーク率が高い場合も低い場合も出力ハイレベルは
Vddでリミットされる。しかおし、ローレベルは入力
ハイレベルが同一であれば、出力レベルがVr2−Vr
lの差を生ずる。しかし、入力レベルが第14図(a)
の場合と第14図(b)の場合とでは異なるので、出力
レベル差は圧縮される。これに対し、従来回路である第
10図ではレベルシフトが一定であり、FET24の入
力ハイレベルがマーク率に拘らず一定であるのでマーク
率により出力レベル差が生ずる。
のマーク率が低い場合、破線は出力マーク率が高い場合
の入出力関係を示している。今、FET24に第14図
(a)、(b)に相当する人力があったとする。入力信
号のマーク率が高い場合も低い場合も出力ハイレベルは
Vddでリミットされる。しかおし、ローレベルは入力
ハイレベルが同一であれば、出力レベルがVr2−Vr
lの差を生ずる。しかし、入力レベルが第14図(a)
の場合と第14図(b)の場合とでは異なるので、出力
レベル差は圧縮される。これに対し、従来回路である第
10図ではレベルシフトが一定であり、FET24の入
力ハイレベルがマーク率に拘らず一定であるのでマーク
率により出力レベル差が生ずる。
次に、第5図は本発明回路の他の実施例を示す図である
。これは抵抗成分のバイアスシフト素子22、直流減衰
素子23およびコンデンサとしてのローレベル補償索子
25を用いた場合、周波数的には高域例えばGHz以上
の周波数帯域にて順方向伝達利得が急に低下するが、こ
れは素子22゜23.25による浮遊容量が原因と考え
られている。そこで、画素子22.23の間に高周波阻
止用素子26を挿入し、高域利得を阻止するようにした
ものである。
。これは抵抗成分のバイアスシフト素子22、直流減衰
素子23およびコンデンサとしてのローレベル補償索子
25を用いた場合、周波数的には高域例えばGHz以上
の周波数帯域にて順方向伝達利得が急に低下するが、こ
れは素子22゜23.25による浮遊容量が原因と考え
られている。そこで、画素子22.23の間に高周波阻
止用素子26を挿入し、高域利得を阻止するようにした
ものである。
従って、以上のような実施例の構成によれば、入力信号
に対し電源電圧から飽和電圧への移行時に時間の経過に
従って徐々にレベル変化の伴った飽和電圧に近づくこと
による不具合、つまり最適中心レベルSLからのずれに
よって振幅およびスイッチング幅が変動するが、バイア
スシフト素子22を用いてほぼ飽和電圧までシフトし、
かつ、ローレベル補償索子25により高域をバイパスす
ることにより、全体として飽和レベルを持上げてフラッ
トにし、一定または異なるマーク率の人力信号に対し、
大振幅で、かつ、所望のスイッチング幅でスイッチング
信号を取り出すことができる。
に対し電源電圧から飽和電圧への移行時に時間の経過に
従って徐々にレベル変化の伴った飽和電圧に近づくこと
による不具合、つまり最適中心レベルSLからのずれに
よって振幅およびスイッチング幅が変動するが、バイア
スシフト素子22を用いてほぼ飽和電圧までシフトし、
かつ、ローレベル補償索子25により高域をバイパスす
ることにより、全体として飽和レベルを持上げてフラッ
トにし、一定または異なるマーク率の人力信号に対し、
大振幅で、かつ、所望のスイッチング幅でスイッチング
信号を取り出すことができる。
なお、本発明はその要旨を変更しない範囲で種々変形し
て実施できる。
て実施できる。
以上詳記したように本発明によれば、GaAsFETの
飽和レベル移行時へのレベル変動を回避し、またマーク
率の変化によるデユーティファクタの変動、出力ローレ
ベルの変動を防止でき、GaAs FETの高速スイ
ッチング特性を充分生かして大振幅でスイッチング動作
を確実に行い得るGaAs FETスイッチング回路
を提供できる。
飽和レベル移行時へのレベル変動を回避し、またマーク
率の変化によるデユーティファクタの変動、出力ローレ
ベルの変動を防止でき、GaAs FETの高速スイ
ッチング特性を充分生かして大振幅でスイッチング動作
を確実に行い得るGaAs FETスイッチング回路
を提供できる。
第1図ないし第4図は本発明に係わるGaAsFETを
用いたスイッチング回路の一実施例を説明するために示
したもので、第1図は回路構成図、第2図は周波数特性
から見た低域での利得変化を示す図、第3図および第4
図は時間軸から見た飽和レベルの変動を補償する動作説
明図、第5図は本発明の他の実施例を示す回路構成図、
第6図ないし第8図はバイポーラトランジスタとGaA
s FETとの比較図であって、第6図は基本回路図
、第7図は入出力特性図、第8図は周波数特性図、第9
図は時間軸から見たスイッチ動作の説明図、第10図は
従来のレベルシフトダイオードを用いたスイッチング回
路の構成図、第11図は第10図の動作を説明する図、
第12図はマーク率の異なる入力信号を加えた時の出力
波形を示す図、第13図はマーク率の変化に対する出力
信号の直流平均電圧の関係図、第14図は722・・・
バイアスシフト素子、23・・・直流減衰素子、24−
GaAs FET、25・−・ローレベル補償素子、
26・・・高周波阻止用素子。 出願人代理人 弁理士 鈴江武彦 第1図 第2図 第3図 第4図 第5図 第6 図(a) 第 6 図(b)第 7
図(a) 第 7図(b)−周2!
数fDc1にH2散百K)−1z 2GH2−
周及数f第 8図(a) ji a
図<b>時間 第12図(a) 第14図(a) out ↑ 時間 第 12図(b) 時間 第14図(b)
用いたスイッチング回路の一実施例を説明するために示
したもので、第1図は回路構成図、第2図は周波数特性
から見た低域での利得変化を示す図、第3図および第4
図は時間軸から見た飽和レベルの変動を補償する動作説
明図、第5図は本発明の他の実施例を示す回路構成図、
第6図ないし第8図はバイポーラトランジスタとGaA
s FETとの比較図であって、第6図は基本回路図
、第7図は入出力特性図、第8図は周波数特性図、第9
図は時間軸から見たスイッチ動作の説明図、第10図は
従来のレベルシフトダイオードを用いたスイッチング回
路の構成図、第11図は第10図の動作を説明する図、
第12図はマーク率の異なる入力信号を加えた時の出力
波形を示す図、第13図はマーク率の変化に対する出力
信号の直流平均電圧の関係図、第14図は722・・・
バイアスシフト素子、23・・・直流減衰素子、24−
GaAs FET、25・−・ローレベル補償素子、
26・・・高周波阻止用素子。 出願人代理人 弁理士 鈴江武彦 第1図 第2図 第3図 第4図 第5図 第6 図(a) 第 6 図(b)第 7
図(a) 第 7図(b)−周2!
数fDc1にH2散百K)−1z 2GH2−
周及数f第 8図(a) ji a
図<b>時間 第12図(a) 第14図(a) out ↑ 時間 第 12図(b) 時間 第14図(b)
Claims (1)
- 任意のマーク率を持った入力信号を受けてその出力電圧
をほぼ電源電圧から飽和レベルまで変化させながらスイ
ッチング動作を行わせるガリウムひ素FETを用いたス
イッチング回路において、前記ガリウムひ素FETの入
力側に、電源電圧から飽和レベルに近づく過程で生じる
レベル変動と逆特性を持ったレベル補償手段を設けたこ
とを特徴とするガリウムひ素FETを用いたスイッチン
グ回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8381986A JPS62239719A (ja) | 1986-04-11 | 1986-04-11 | ガリウムひ素fetを用いたスイツチング回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8381986A JPS62239719A (ja) | 1986-04-11 | 1986-04-11 | ガリウムひ素fetを用いたスイツチング回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS62239719A true JPS62239719A (ja) | 1987-10-20 |
JPH055409B2 JPH055409B2 (ja) | 1993-01-22 |
Family
ID=13813294
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP8381986A Granted JPS62239719A (ja) | 1986-04-11 | 1986-04-11 | ガリウムひ素fetを用いたスイツチング回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS62239719A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2000019536A1 (de) * | 1998-09-25 | 2000-04-06 | Siemens Aktiengesellschaft | Elektronische schalteinrichtung mit mindestens zwei halbleiterbauelementen |
-
1986
- 1986-04-11 JP JP8381986A patent/JPS62239719A/ja active Granted
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2000019536A1 (de) * | 1998-09-25 | 2000-04-06 | Siemens Aktiengesellschaft | Elektronische schalteinrichtung mit mindestens zwei halbleiterbauelementen |
US6373318B1 (en) | 1998-09-25 | 2002-04-16 | Siemens Aktiengesellschaft | Electronic switching device having at least two semiconductor components |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH055409B2 (ja) | 1993-01-22 |
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