JPS62215300A - マルチパルス型ボコ−ダ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はマルチパルス型ボコーダに関する。入力音声信
号を分析して、この入力音声信号の音声情報を構成する
スペクトル包絡情報と音源情報とを分析側で抽出し、こ
れら音声情報を伝送路を介して合成側に送出して入力音
声信号を再生するボコーダはよく知られている。

上述したスペクトル包絡情報は、入力音声信号を発生す
る声道系のスペクトル分布情報を表わすもので１通常Ｌ
ＰＣ分析によって得られた分析次数に対応する個数のＬ
ＰＣ係数、たとえばαパラメータ、にパラメータ等によ
って表現され、また音源情報はスペクトル包絡の微細構
造を示すもので入力音声信号からスペクトル分布情報を
除いた。

いわゆる残差信号として知られるもので、入力音声信号
の音源の強さ、ピッチ周期および有声・無声に関する情
報が含まれ１通常これらの情報は入力音声信号の分析フ
レームごとの自己相関係数を介して抽出されることもよ
く知られている。

さて、スペクトル包絡情報はボコーダの合成側で入力音
声信号を合成する場合１通常全極型のデジタルフィルタ
を利用して近似的声道系を形成せしめるＬＰＣ合成器の
係数として利用され、音源情報はこのデジタルフィルタ
の駆動音源として利用され、このデジタルフィルタによ
って入力音声信号が合成される。

このようにして得られる従来のＬＰＣボコーダは、約４
Ｋｂ（キロビット）以下の低ビツトレートでも音声の合
成が可能であり多用されているものの、高品質の音声合
成は高ビットレートにおいても困難であるという欠点を
有する。この原因は音源情報のモデル化の場合、有声音
に対してはその内容に対応するピッチ周期を抽出してこ
のピッチ周期に対応する単一のインパルス列で近似的に
表現し、ランダム周期の無声音に対しては白色雑音で近
似的に表現するという単純なモデル化処理を前提として
いるため、入力音声信号の音源情報を忠実に抽出したも
のとならず、従って音源情報に含まれる入力音声信号の
波形情報の分析１合成が実施されていないことによる。

マルチパルス型ボコーダは、このような波形非伝送によ
る問題の改善を図るため波形伝送を行なって入力音声信
号の合成を実施するボコーダのひとつとして近時よく知
られつつあるものである。

第１図は従来のマルチパルス型ボコーダの基本的構成を
示すブロック図である。

ＬＰＣ合成器１は声道をシミュレートする全極型デジタ
ルフィルタを備え、その係数は大刀端子２００１を介し
て入力される入力音声信号ｘ（ｎ）（ｎ＝１．　２．　
３・・・・−・ｎ）をＬＰＣ分析器２により分析フレー
ムごとに分析したＬＰＣ係数が供給される。音源パルス
発生器３は、入力音声信号の音源情報から複数個のイン
パルス系列、すなわちマルチパルスからなる駆動音源系
列Ｖ　（ｎ）を得て、これ６ＬＰＣ合成器ｌの駆動音源
として供給する。

ＬＰＣ合成器１はこうして入力するＬＰＣ係数を、通常
は全極型デジタルフィルタを利用する合成フィルタの係
数とし、マルチパルスを駆動音源として駆動され合成信
号マ（ｎ）を出力する。この場合、マルチパルスは入力
音声信号の波形情報を含むものであ６．Ｌ’ＰＣ合成器
１は波形情報を含む入力音声信号の合成を行なうことと
なる。

さて、ＬＰＣ合成器１から出力する合成信号マ（ｎ）は
次に減算器４で入力音声信号ｘ　（ｎｌとの差をとり、
誤差ｅ　（ｎ）を得てこれを聴感重み付は器５に送出す
る。

聴感重み付は器５は、誤差ｅ　（ｎ）に対して次の（１
）式に示す特性Ｗ（Ｚ）ｋ有する重み付はフィルタによ
って聴感的な東み付けを付与したうえ、これらを２乗誤
差最小化器６に送出するものである。

（１）式においてａｋはＬＰＣ合成器１の全極型デジタ
ルフィルタの係数とすべきＬＰＣ係数、ｐはその次数で
あり従ってＬＰＣ分析次数、ｒは重み付は係数、Ｚは全
極型デジタルフィルタの２変換表示による伝達関数Ｈ（
ｚ　　”）におけるｚ　＝　ｅｘｐ（ｊλ）を示し、λ
＝２πΔＴｆでありｉＴは分析フレームの標本化サンプ
リング周期、ｆは周波数を示す。

また（１）式において重み付は係数γは、ｏくγ〈１の
範囲で設定される。

（１）式に示すＷ（Ｚ）はγ＝１に対しては１　γ＝０
し に対してはＷ（（イ）＝１−ｐ（Ｚｌの範囲で変化し、
γの値は誤差ｅ　（ｎ）の周波数スペクトルにおけるフ
ォルマント領域に現われる過大なレベルを抑圧する程度
に対応して前述した範囲の中で設定され１合成すべき信
号の聴感的重み付けの役割を果すものであり５通電子め
最適聴感テストによってその最適値が選定される。

このようにして重み付けされた誤差ｅ（ｎｌは、音源パ
ルス発生器３から出力される駆動音源系列Ｖ（ｎ）、す
なわちマルチパルスの最適時間位置と振幅とを決定する
ためＶｒ−２乗誤差最小化器６に送出され１次の（２）
式による２乗誤差εを計算し、εを最小にするように駆
動音源系列Ｖ　（ｎｔが選択される。

（２）式において記号蓑は聴感重み付は器５の重み付は
フィルタによるたたみ込み積分、Ｎはマルチパルスを計
算する区間長を示す。

上述した処理はマルチパルスのパルスごとに繰返され、
分析による合成がマルチパルスごとに行かわれる。いわ
ゆるＡｎａｌｙｓｉｓ−ｂｙ−８ｙｎｔｈｅｓｉｓ手法
（以下Ａ−ｂ−８手法と略称する）であって。

このＡ−ｂ−８手法は上述した内容からも明らかす如（
、マルチパルス１つずつについてパルス発生、２乗誤差
計算およびパルス位置・振幅調整のループで行なわれる
ため、低ビツトレート領域における有効な手段であるに
もかかわらずその演算量が極めて膨大なものとなるとい
う欠点がある。

なお、とのＡ−ｂ−８手法については、　Ｂ、　Ｓ。

Ａｔａｌ　　ｅｔ　ａｌ、　　“Ａ　Ｎｅｗ　Ｍｏｄｅ
ｌ　　ｏｆ　　ＬＰＣＥｘｃｉｔａｔｉｏｎ　ｆｏｒ　
Ｐｒｏｄｕｃｉｎｇ　Ｎａｔｕｒａｌ−８ｏｕｎｄｉｎ
ｇＳｐｅｅｃｈ　ａｔ　Ｌｏｗ　Ｂｉｔ　Ｒａｔｅｓ”
、　Ｐｒｏｃ、　Ｉ　ＣＡＳＳＰ　　８２．ｐｐ　　６
１４−６１７．（１９８２）等に詳述されている。

このような従来のＡ−ｂ−８手法における欠点に対して
、相関演算にもとづき最適なマルチノくルスを効率的に
計算する次のような演算処理アルゴリズムが最近紹介さ
れている。

すなわち、入力音声信号ｘ　（ｎ）はＮサンプルごと処
理フレームによって区分され、このフレームごとにマル
チパルスが包括的に計算されるものである。

いま、１分析フレーム内に音源パルスかに個存在するも
のとし、ｉ番目のパルスがフレーム端から時間位置ｍｉ
にあり、かつその振幅がｇ−１であるとすると、ＬＰＣ
合成フィルタの駆動音源ｄ　（ｎ）は次の（３）式で示
される。

ｄ　（ｎ）−Σ１１・δｎ、ｍｌ　　　　　・・・・・
・・・・・・・・・・・−・（３）ｉ＝１ （３）式においてδｎ、ｍｌはクロネッ力−のデルタ関
数であり、δｎ、　　ｍ　＋　＝１−　（ｎ＝ｍ　Ｉ）
、δｎ。

ｍ　Ｉ＝　Ｏ（ｎ＼ｍ＋）である。

ＬＰＣ合成フィルタはこの駆動音源ｄ　（ｎｌによって
駆動され合成信号ｘ（ｍ）を出力する。

ＬＰＣ合成フィルタとして、たとえば全極型デジタルフ
ィルタを考えるものとし、その伝達関数をインパルス応
答ｋ　（ｎ）　（ｏ≦ｎ≦Ｍ−１）で表現するものとす
ると、合成信号ｘ　（ｎ）は次の（４）式で表わされる
。

（４）式においてｄｌ、６＋は駆動音源を表わす。

次に入力音源信号ｘ　（ｎ）と合成信号マ（ｎ）との誤
差に対し聴感的な補正を施した重み付は誤差をｅＶ（ｎ
）とするとｅ、（ｎ）は次の（５）式で示される。

ｅｖ（ｎ）−（ｘ（ｎ）−ｘ（ｎ））−Ｘ−ｗ（ｎ）　
　　−−（５）さらに２乗誤差は（５）式から誘導して
次の（６）式で示すことができる。

（６）式においてＭは誤差を最小化する区間のサンプル
数を示し、たとえば１分析フレーム長に選ぶ。

最適な音源パルス列としてのマルチパルスは（６）式を
最小化する％ｉを得ることによって得られ、この！１ｌ
−ｉは上述した（３）、　（４）および（６）式から次
の（７）式の如く誘導される。

（ｎ−（ｎｔ）ｓｈｗ（ｎ−ｍｔ）］／Σｈｗ（ｎ−ｍ
ｔ）ｎ＝１ ・ｈｖ（ｎ−ｍｔ）　　　　　・・・・・−・・・・・
・・・・・・・・・・・・（７）（７）式においてｘｗ
（ｎ）はｘ　（ｎｌ　−ｋ　ｗ　（ｎ）、ｔｚ、（ｎ）
はｈ　（ｎ）　芳ｗ　（ｎ）を示す。（力式の右辺の分
子の第１項はｘ　−（ｒ＋）とｈア（ｎ）　　との時間
遅れｍｌの相互相関関数ψｈｘ（ｍｔ）ｆｆｉ示すもの
であり、また、第２項関数ψｈｈ（ｍｔ、ｒｒｚ　）（
１≦ｍｔ、ｍｌ≦Ｎ）を示す。共分散関数ψｈ　ｈ　（
ｍ４　ｍｌ　）　　は自己相関関数Ｒｈｈ　（ｌｍｔ−
ｍｌ１　）　　と等しくなり、従って（７）式は次の（
８）式の如く表わすことができる。

・・・・−・・・・・・・（８） （８）式によれば、時間位置ｍ＋ｌｃおいてパルスを発
生せしめると振幅ｙｔ（ｍｔ）が最適なものとして決定
しうろこととなる。なお（８）式において１≦ｍｌ≦Ｍ
である。

つまり、音源パルスに着目し１種々の時間位置において
（８）式によりその振幅を計算したうえ、その振幅の絶
対値を最大とするものが（６）式に示す２乗誤差を最小
化するパルスとなり、このような手続を繰返して複数個
の音源パルスを求めることができる。

なお、上述した計算アルゴリズムに関しては。

小浜、荒関、小野“マルチパルス駆動形音声符号化法の
検討”、１９８３年３月電子通信学会通信方式研究会に
詳述されている。

このような計算アルゴリズムに基づいて行なわれるマル
チパルスの発生によれば、相互相関関数と自己相関関数
ならびに最大値演算から最適なマルチパルスの計算が可
能となるため、構成が非常に簡素化されたものとなり演
算量を大幅に低減しつるマルチパルス型ボコーダを実現
することができる。

しかしながら、このようにして改善したマルチパルス型
ボコーダにあってもさらに次に述べるような欠点がある
。

すなわち、フレーム内で発生するパルス数よりもフレー
ム内に存在するパルス数が多いときには合成信号は入力
音声信号の音源情報に関する波形伝送を忠実に実行した
ものとならず、合成信号の音声品質が上述したパルス数
の差に対応した程度の劣化を伴なうこととなる。

マルチパルス型ボコーダでは、たとえば分析周期を２０
ｍ５ＥＣとする１フームにおいて発生すべき音源駆動パ
ルスの数はピットレートに対応して通常４〜１６個のう
ち予め設定した固定数を利用する。入力音声信号が女声
あるいは幼児声の如くピッチ周期が小さい高声の場合、
音源信号のピッチ周期が２５ｍ５ＥＣ程度となることも
珍しくない。この場合１分析フレーム中に設定すべき駆
動音源パルスの数としては少なくとも８個必要となる。

このような場合、分析フレーム内で発生すべき駆動音源
パルスの数が８個以下、たとえば４個に設定しであると
きにはこのような駆動音源パルスを利用するマルチパル
ス型ボコーダでは倍ピツチエラーと同様な結果を含む合
成音が発生し合成音質が著しく劣化することとなる。

本発明の目的は上述した欠点を除去し、マルチパルス型
ボコーダにおいて、分析フレームごとにピッチ周期を抽
出し、前記分析フレーム長を前記抽出されたピッチ周期
で割って得られる商値を基準とし、この商値に対応する
数のインパルス系列を発生させる手段を有することによ
り１合成音質の劣化を大幅に改善した簡単な構成のマル
チパルス型ボコーダを提供することにある。

本発明のマルチパルス型ボコーダの具体例は。

入力音声信号を分析フレームごとにＬＰＣ分析して抽出
したＬＰＣ係数をスペクトル包絡情報としこのスペクト
ル包絡情報とともに前記入力音声信号の音声情報を構成
する音源情報を分析フレームごとにこの音源情報の特徴
に対応する発生時間位置と振幅とを有する複数個のイン
パルス系列（マルチパルス）を以って表現し前記入力音
声信号の分析および合成を行なうマルチパルス型ボコー
ダにおいて、前記入力音声信号の分析フレームごとに抽
出するピッチ周期で分析フレーム長を割って得られる商
値を基準とし、この商値に対応する数のインパルス系列
を発生する手段を備えて構成される。

次に図面を参照して本発明の詳細な説明する。

第２図は本発明によるマルチパルス型ボコーダの分析側
の一実施例を示すブロック図、第３図は本Ｑ［ＨＣよる
マルチパルス型ボコーダの合成側の一実施例を示すブロ
ック図である。

第２図に示す本発明によるマルチパルス型ボコーダの分
析側け、ＬＰＣ分析器７．相互相関数算出量８、ピッチ
抽出器９、第１の符号化器１０、自己相関関数算出器１
１．音源パルス発生器１２゜第２の符号化器１３．商算
出器】４およびマルチプレクサ１５を備えて構成される
。

入力端子７００】を介して入力した入力音声信号は、Ｌ
ＰＣ分析器７．相互相関関数算出器８およびピッチ抽出
器９にそれぞれ供給される。

ＬＰＣ分析器７は入力音声信号を分析フレームごとに、
予め設定するビット数のデジタル量として量子化し、こ
の量子化音声信号をＬＰＣ分析してＬＰＣ係数としての
ｐ次のにパラメータ（偏自己相関係数）を抽出し、これ
を出力ライン７０１を介して第１の符号化器１０に供給
する。本実施例においては分析フレームは２０ｍ５ＥＣ
Ｋ設定している。

第１の符号化器１０は、入力したＬＰＣ係数の量子化と
符号化を行なったのち、出力ライン１００１を介してマ
ルチプレクサ１５に送出する。

ＬＰＣ分析器７は芳た。ＬＰＣ係数からインパルス応答
ｈ（ｎ）（１≦ｎ≦Ｎ−１）を計算し、出力ライン７０
２％第１の符号化器１０．出力ライン１００２’に介し
て相互相関関数算出器８および自己相関関数算出器１１
に供給する。

相互相関関数算出器８は、入力音声信号とインパルス応
答ｂ　（ｎ）とを利用して相互相関関数ψｈ！を計算し
、これを出力ライン８０１を介して音源パルス発生器１
２に送出する。

まだ、自己相関関数算出器１１は、入力したインパルス
応答ｈ　（ｎ）の自己相関関数Ｒｈｈ　を計算し。

これを出力ライン１１０１ｅ介して音源パルス算出器１
２に送出する。

音源パルス算出器１２は、こうして入力した分析フレー
ムごとの相互相関関数ψｈ工と自己相関関数Ｒｈｈ　と
を利用して（８）式の計算を実行し所定の数が後述する
商発生器１４より供給される商値ＩＵに対応する数より
も多い場合には前記所定数の少ない場合には商値に対応
する数の音源パルス列を得て、これらのパルスの振幅お
よび位置情報を出力ライン１２０１ｅ介して第２の符号
化器１３に送出し、これによって量子化および符号化を
行なったのち出力ライン１３０１を介してマルチプレク
サ１５に送出する。

このようにして、量子化および符号化されてマルチプレ
クサ１５に送出されるＬＰＣ係数およびマルチパルスデ
ータは、入力音声信号のスペクトル包絡および音源情報
を表わすデータとしてマルチプレクサ１５を介して所定
の方式で時分割され。

伝送路１５０１を介して第２図に示す分析側から第３図
に示す合成側に伝送されるが、従来の方法のように分析
側における処理において、分析フンーム内で発生すべき
マルチパルスの数が伝送ピットレートに対応して予め固
定数のものとして設定されている場合には１女声もしく
は幼児声の如く高ピツチ周期の入力音声信号を入力して
１分析フレーム内に存在する音源情報のパルス数の方が
多い場合には忠実に音源情報を分析して波形伝送を図る
ことができなくなり、このために合成側で再生される音
声品質がこれら２つのパルス数の差に対応して劣化する
という欠点を生ずることは前述したとおりである。

そこで１本実施例にあっては第２図に示すピッチ抽出器
９および商発生器１４等を備え１次のようにしてこの欠
点の除去を図っている。

ピッチ抽出器９は入力音声信号を受けると１分析フレー
ムごとにその自己相関関数を算出し、これによってピッ
チ周期を求めている。これは、入力音声信号が周期的で
あれば、この入力音声信号のピッチ周期と同じ遅れ時間
における自己相関関数が最大値をとるという原理に基づ
いて一般的によく利用されている手法である。

ピッチ抽出器９は、入力音声信号の分析フレームごとに
そのピッチ周期を抽出し、このピッチ周期データＴｐを
商算出器１４へ出力する。商算出器１４は、分析フレー
ム長Ｔｆ（本実施例に於いては１６０　；　２０ｍ５Ｅ
Ｃ１０，１２５ｍ５ＥＣ）を供給されたＴｐで割って得
られる商値Ｕを求める。

ｕ　＝＝　Ｔ　ｔ　／　Ｔ　ｐ 尚、Ｔｐは８ＫＥ（ｚ　　サンプルに於けるサンプル数
に基づいて求められるものであり１例えばピッチ周期が
５ｍ５ＥＣの場合、Ｔｐ＝５１０．１２５＝４０である
。商算出器１４が算出する商値Ｕとピッチ周期Ｔｐと分
析フレーム長Ｔｔ内に存在する入力音声波形のピッチ数
Ｎｐとの関係は以下の通りである。

Ｔ　ｐ　　　　ｕ　　　　　　Ｎ　ｐ　　　　　Ｉ　Ｕ
３０　　５．３　　５〜６６ ５０　　　３．２　　　３〜４４ ６０．２．７２〜３３ ７０　　　２．３　　　２〜３３ ９０　　　　１．８　　　１〜２２ ｉｏｏ　　　　　Ｌ、６　　　　ｉ〜２２１１０　　　
１．５　　１〜２２ １２０　　　　１．３　　　１〜２２ 商算出器１４は更に算出した商Ｕの小数点以下を切シ上
げたＩＵを求め、ＩＵを音源パルス発生器１２へ出力す
る。

音源パルス発生器１２は前述のごとく商値ＩＵと予じめ
定められた所定のパルス数とを比較し。

予め設定した数がＩＵより多い場合には前記所定数の、
少ない場合にはＩＵに対応する数の音源パルスを発生す
る。

マルチプレクサ１５は出力ライン１００１を介して受け
るＬＰＣ係数データ、および出力ライン１３０１を介し
て受けるマルチパルスデータの転送を伝送路１５０１に
介して予め定める時分割方式によシ同時伝送する。

第３図に示す合成側は、伝送路１５０１を介して合成側
から伝送されたデータに基づいて入力音声信号の合成を
行なうものであり、デマルチプレクサ１６．第１の復号
化器１７．第２の復号化器１８、ＬＰＣ合成器２１、Ｌ
ＰＦ　（Ｌｏｗ　Ｐａ５ｓ　Ｆｉｌｔｅｒ）２２等を備
えて構成される。

デマルチプレクサ１６は、伝送路１５０１を介して入力
した各種データをマルチプレクサ１５の時分割伝送形式
による変換前の状態に復元し、ＬＰＣ係数データは出力
ライン１６１を介して第１の復号化器１７に、マルチパ
ルスデータは出力ライン１６２を介して第２の復号化器
１８にそれぞれ供給され、これらの復号化器によってデ
ータの復号化を行なったうえ、それぞれ出力ライン１７
１゜１８１を介してＬＰＣ合盛器２１に送出する。

ＬＰＣ合成器２１は、このようにして入力するアルチパ
ルスを音源情報としてｐ次の全極型デジタルフィルタの
駆動音源に利用し、また出力ライン１７１を介して入力
するｐ次のＬＰＣ係数データを上記全極型デジタルフィ
ルタの係数としてこのＬＰＣ合成フィルタを制御して入
力音声信号を合成し、これを出力ライン２１１を介して
ＬＰＦ２２に送出し、所作の低域フ止ルタリングを行っ
てアナログ量の合成音声として出力ライン２２１に送出
する。

なお、第２図および第３図に示す本発明の実施例におい
ては、ＬＰＣ係数としてにバラメータを用いているが、
これは他のしＰＣ係数、たとえばαパラメータ等を利用
してもよく、また符号化器とマルチプレクサ、および復
号化器とデマルチプレクサはそれぞれこれらを一体化し
た構成のものとしても同様に実施し得ることは明らかで
あり。

またＬＰＣ合成フィルタは全極型以外の非極型デジタル
フィルタ等と置換してもほぼ同様に実施しうろこともま
た明らかである。

以上説明した如く本発明によれば、マルチパルスボコー
ダにおいて１分析フレームごとにピッチ周期を抽出し、
前記分析フレーム長を前記抽出されたピッチ周期で割っ
て得られる商値を基準とし。

この商値に対応する数のインパルス系列を発生すると諭
う手段を備えて入力音声信号の分析１合成を図ることに
よって入力音声信号が女声もしくは幼児声の如くそのピ
ッチ周期が短い高声の場合でも再生音質の劣化を大幅に
改善することができるマルチパルス型ボコーダが実現で
きるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のマルチパルス型ボコーダの基本的構成を
示すブロック図、第２図は本発明によるマルチパルス型
ボコーダの分析側の一実施例を示すブロック図、第３図
は本発明によるマルチパルス型ボコーダの合成側の一実
施例を示すブロック図である。 １・・−・・ＬＰＣ合成器、２・・・・・・ＬＰＣ分析
器、３・・・・・・音源パルス発生器、４・−・・・・
減算器、５・・・・・・聴感重み付は器、６・・・・・
・２乗誤差最小化器、７・・・・・・ＬＰＣ分析器、８
・・・・・・相互相関関数算出器、９・・・・・・ピッ
チ抽出器、１０・−・・・・第１の符号化器、１２・・
−・・・音源パルス発生器、１３・・・・・・第２の符
号化器。 １４・・・・・・商算出器、１５・・・・・・マルチプ
レクサ、１６・−・・・・デマルチプレクサ、１７・・
・・・・第１の復号化器。 １８・・・・・・第２の復号化器、２１・・・・・−Ｌ
ＰＣ合成器。 ２２・・・・・・ＬＰＦｏ

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）入力音声信号を分析フレームごとにＬＰＣ（Ｌｉ
   ｎｅａｒ　Ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ　Ｃｏｅｆｆｉｃｉｅ
   ｎｔ、線形予測係数）分析して抽出したＬＰＣ係数をス
   ペクトル包絡情報とし、このスペクトル包絡情報ととも
   に前記入力音声信号の音声情報を構成する音源情報を分
   析フレームごとに、この音源情報の特徴に対応する発生
   時間位置と振幅とを有する予め定めた複数個のインパル
   ス系列（マルチパルス）を以って表現して前記入力音声
   信号の分析および合成を行なうマルチパルス型ボコーダ
   において、前記入力音声信号の分析フレームごとにピッ
   チ周期を抽出し、前記分析フレーム長を前記抽出された
   ピッチ周期で割って得られる商値を基準とし、この商値
   に対応する数のインパルス系列を発生させる手段を有す
   ることを特徴とするマルチパルス型ボコーダ。
2. （２）前記手段が、前記商値が前記予め定めた複数個の
   数よりも大きいときに前記商値に対応する数のインパル
   ス系列を発生させる手段であることを特徴とする特許請
   求の範囲第（１）項記載のマルチパルス型ボコーダ。