JPS6087400A - マルチパルス型音声符号復号化装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はマルチパルス型音声符号復号化装置に関する。

入力音声信号を分析して、この入力音声信号の音声情報
を構成するスペクトル包絡情報と音源情報とを分析側で
抽出し、これら音声情報を伝送路を介して合成側に送出
して入力音声信号を再生するボコーダはよく知られてい
る。

上述したスペクトル包絡情報は、入力音声信号を発生す
る声道系のスペクトル分布情報を表わすもので、通常Ｌ
ＰＧ分析によって得られ九分析次数に対応する個数のＬ
ＰＧ係数、たとえばαパラメータ、にパラメータ、ＬＳ
Ｐパラメータ等によって表現され、また音源情報はスペ
クトル包絡の微細構造を示すもので入力音声信号からス
ペクトル分布情報を除いた、いわゆる残差信号として知
られるもので、入力音声信号の音源の強さ、ピッチ周期
および有声・無声に関する情報が含まれ、通常これらの
情報は入力音声信号の分析フレームごとの自己相関係数
を介して抽出されることもよく知られている。

さ光、スペクトル包絡情報はボコーダの合成側で入力音
声信号を合成する場合、通常全極型のデジタルフィルタ
を利用して近似的声道系を形成せしめるＬＰＧ合成器の
係数として利用され、音源情報はこのデジタルフィルタ
の駆動音源として利用され、このデジタルフィルタによ
って入力音声信号が合成される。

このようにして得られる従来のＬＰＧボコーダは、約４
Ｋｂ（キロビット）以下の低ビツトレートでも音声の合
成が可能であり多用されているものの、高品質の音声合
成は高ビットレートにおいても困難であるという欠点を
有する。この原因は音源情報のモデル化の場合、有声音
に対してはその内容に対応するピッチ周期を抽出してこ
のピッチ周期に対応する単一のインパルス列で近似的に
表現し、ランダム周期の無声音に対しては白色雑音で近
似的に表現するという単純なモデル化処理を前提として
いるため、入力音声信号の音源情報を忠実に抽出したも
のとならず、従って音源情報に含まれる入力音声信号の
波形情報の分析、合成が実施されていないことによる。

マルチパルス型音声符号復号化装置は、このような波形
非伝送による問題の改善を図るため波形伝送を行なって
入力音声信号の合成を実施する音声符号復号化装置のひ
とつとして近時よく知られつつあるものである。

第１図は従来のマルチパルス型ボコーダの基本的構成を
示すブロック図である。

ＬＰＣ合成器ｌは声道をシミュレートする全極型デジタ
ルフィルタを備え、その係数は入力端子２００１ｅ介し
て入力される入力音声信号ｘ　（ｎ）（ｎ＝１．２．３
−・−・−ｎ　）をＬＰＣ分析器２によシミュレートご
とに分析したＬＰＣ係数が供給される。音源パルス発生
器３は、入力音声信号の音源情報から複数個のインパル
ス系列、すなわちマルチパルスからなる駆動音源系列Ｖ
（ｎ　）ｅ得て、これ′ｔ−ＬＰｃ合成器１の駆動音源
として供給する。

ＬＰＧ合成器１はこうして入力するＬＰＧ係数を、通常
は全極型デジタルフィルタを利用する合成フィルタの係
数とし、マルチパルスを駆動音源として駆動され合成信
号？（ｎ）？：出力する。この場合、マルチパルスは入
力音声信号の波形情報を含むものであｆｉ、ＬＰＣ合成
器１は波形情報を含む入力音声信号の合成を行なうこと
となる。

さて、ＬＰＣ合成器ｌから出力する合成信号７（ｎ）は
次に減算器４で入力音声信号ｘ（ｎ）との差をと勺、誤
差ｅ（ｎ）を得てこれを聴感重み付は器５に送出する。

聴感重み付は器５は、誤差ｅ（ｎ）に対して次の（１）
式に示す特性Ｗ（Ｚ）ｔ−有する重み付はフィルタによ
って聴感的な重み射けを付与したうえ、これらを２乗誤
差最小化器６に送出するものである。

・・・・・・・・・・・・（１） （０式においてａｋはＬＰＣ合成器１の全極型デジタル
フィルタの係数とすべきＬＰＣ係数、ｐはその次数であ
シ従ってＬＰＣ分析次数、ｒは重み付は係数、２は全極
型デジタルフィルタの２変換表示による伝達関数Ｈ（Ｚ
−’）における２＝ｅｘｐ（Ｊλ）を示し、ここにλ＝
２πΔＴｆであシΔＴは分析フレームの標本化サンプリ
ング周期、ｆは周波数を示す。

また（１）式において重み付は係数ｒは、０くｒ〈ｌの
範囲で設定される。

（１）式に示すＷ（Ｚ）はγ＝１に対してはｌ、γ＝０
に対してはＷ（Ｚ）＝１−ｐ（Ｚ）の範囲で変化し、γ
の値は誤差ｅ（ｎ）の周波数スペクトルにおけるフォル
マント領域に現われる過大なレベルを抑圧する程度に対
応して前述した範囲の中で設定され、合成すべき信号の
聴感的重み付けの役割を果たすものであシ、通常予め最
適聴感テストによってその最適値が選定される。

このようにして重み付けされた誤差ｅ（ｎ）は、音源パ
ルス発生器３から出力される駆動音源系列Ｖ（ｎ　）、
すなわちマルチパルスの最適時間位置と振幅とを決定す
るために２乗誤差最小化器６に送出され、次の（２）式
による２乗誤差εを計算し、εを最小にするように駆動
音源系列Ｖ（ｎ）が選択される。

（２２式において記号＊は聴感重み付は器５の重み付は
フィルタによるたたみ込み積分、Ｎはマルチパルスを計
算する区間長を示す。

上述シた処理はマルチパルスのパル、スごとに繰返され
、分析による合成がマルチパルスごとに行なわれる、い
わゆるＡｎａｌｙｓｉｓ　−ｂｙ−８ｙｎｔｈｅｓｉｓ
手法（以下Ａ−ｂ−８手法と略称する）であって、この
Ａ−ｂ−８手法は上述した内容からも明らかな如く、マ
ルチパルス１つずつについてパルス発生、２乗誤差計算
およびパルス位置・振幅調整のループで行なわれるため
、低ビツトレート領域における有効な手段であるにもか
かわらず、その演算量が極めて膨大なものとなるという
欠点がある。

なお、このＡ−ｂ−８手法については、Ｂ、Ｓ。

Ａｔａｌ　ｅｔ　ａｌ、　”Ａ　Ｎｅｗ　Ｍｏｄｅｌ　
ｏｆ　ＬＰＣＥｘ　−ｃｉｔａｔｉｏｎ　ｆｏｒ　Ｐｒ
ｏｄｕｃｉｎｇ　Ｎａｔｕｒａｌ　−８ｏｕｎｄｉｎｇ
８ｐｅｅｃｈ　ａｔ　Ｌｏｗ　Ｂｉｔ　Ｒａｔｅｓ”、
　Ｐｒｏｃ、　ＩＣＡ３５Ｐ８２、ｐｐ６１４−６１７
−　（１９８２）等に記述されている。

このような従来のＡ−ｂ−８手法における欠点に対して
、相関演算にもとづき最適なマルチノくルスを効率的に
計算する次のような演算処理アルゴリズムが最近紹介さ
れている。

すなわち、入力音声信号ｘ（ｎ）はＮサンプルごと処理
フレームによって区分され、このフレームごとにマルチ
パルスが包括的に計算されるものである。

いま、１分析フレーム内に音源パルスかに個存在するも
のとし、ｉ番目のパルスがフレーム端から時間位置ｍ　
ｉ　ｉＣあり、かつその振幅がｇｉであるとすると、Ｌ
ＰＧ合成フィルタの駆動音源ｄ（ｎ）は次の（３）式で
示される。

（３）式においてδＨ，ｍｉはクロネツカ−のデルタ関
数であシ、δｎ、　＋ｎ　ｉ　＝１　（ｎ＝ｍ　ｉ　）
＊δｎ・ｍ１＝０（ｎ＃ｍｉ）である。

ＬＰＧ合成フィルタはこの駆動音源ｄ（ｎ）によって駆
動され合成信号７　（ｍ　）を出力する。

ＬＰＣ合成フィルタとして、たとえば全極型デジタルフ
ィルタを考えるものとし、その伝達関数゛をインパルス
応答ｋ（ｎ）（０≦ｎ≦Ｍ−１）で表現するものとする
と、合成信号７　（ｎ　）は次の（４）式で表わされる
。

（４）式においてｄ（１）は駆動音源を表わす。次に入
力音声信号ｘ　（ｎ）と合成信号ｘ（ｎ）との誤差に対
し聴感的な補正を施した重み付は誤差をｅ、、（ｎ）と
するとｅｗ（ｎ　）は次の５式で示される。

ｅｗ（ｎ）＝（ｘ（ｎ）−？（ｎ））＊ｗ（ｎ）　・・
・・・−（５）さらに２乗誤差は（５）式から誘導して
次の（６］式で示すことができる。

・・・・・・・・・・・・（６） （６）式においてＭは誤差を最小化する区間のサンプル
数を示し、たとえば１分析フレーム長に選ぶ。

最適な音源パルス列としてのマルチパルスは（６）式を
最小化するｇｉを得ることによって得られ、このｇｉは
上述した（３）、　（４）および（６）式から次の（７
）式の如く誘、導される。

ｈ、（ｎ−ｍｉ）・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・（７〕（７）弐にオイテｘｗ　（ｎ　）Ｕｘ　
（ｎ　）１ｗ（ｎ　）、ｈｗ（ｎ）はｈ　（ｎ　）１ｗ
（ｎ　）を示す。（７）式の右辺の分子の第１項はｘ、
（ｎ）とり、（ｎ）との時間遅れｍｉの相互相関関数ψ
ｈｘ　（ｍｉ）を示＊ｈｗ（ｎ−ｍｉ）はｈｗ（ｎ）の
共分散関数ψｌ＋ｈ（ｍｅ、ｍｉ　）（１≦ｍｅ、ｍｉ
≦Ｍ）を示す。

共分散関数ψｈｈ（ｍｅ、ｍｉ）は自己相関関数Ｒｈ　
ｈ　（１ｍｅ−ｍｉ　ｌ　）と等しくなシ、従って（７
）式は次の（８）式の如く表わすことができる。

°“−−−＝（ｌｉ） （８）式によれば、時間位置ｍｓにおいてパルスを発生
せしめると振幅ｇ　ｉ　（ｍ　ｉ　）が最適なものとし
て決定しうろこととなる。なお（８）式においてｌ≦ｍ
ｉ≦Ｍである。

つまシ、ある音源パルスに着目し、押挿の時間位置にお
いて（８）式によりその振幅を計算したうえ、その振幅
の絶対値を最大とするものが（６）式に示す２乗誤差を
最小化するパルスとなり、このような手続を繰返して複
数個の音源パルスをめることができる。

なお、上述した計算アルゴリズムに関しては、小浜、荒
関、小野“マルチパルス駆動形音声符号化法の検討”、
１９８３年３月電子通信学会通信方式研究会に詳述され
ている。

このような計算アルゴリズムに基づいて行なわれるマル
チパルスの発生によれば、相互相関関数と自己相関関数
ならびに最大値演算から最適なマルチパルスの計算が可
能となるため、構成が非常に簡素化されたものとなシ演
算量金大幅に低減しうるマルチパルス型音声符号復号化
装置全実現することかできる。

しかしながら、このようにして改善したマルチパルス型
音声符号復号化装置にあってもさらに次に述べるような
欠点がある。

すなわち、フレーム単位でＬＰＧＰＣ係数出し、マルチ
パルスを決定し、合成を行なっているため、合成側にお
けるＬＰＧＰＣ係数いた音声合成フィルタのフィルタ係
数がフレーム単位で変更される。

その結果、フィルタの動特性の影響が著しく音声の自然
性を損なう異状波形が合成フィルタによシ合成される。

前記異状波形の影響を緩和するために合成側に於いて、
ＬＰＧＰＣ係数間して使用すれば上記異状波形の問題は
解決するが、反面、分析４’ｄでマルチパルスを決定す
るために使用した補間前のＬＰＧＰＣ係数成側で使用し
た補間後のしＰＣ係数とが異なる事になシ、当然、合成
音声は入力音声と異なったものとなる。

本発明の目的は上述した欠点を除去し、マルチパルス型
音声符号復号化装置において、合成側で使用される補間
ＬＰＣＰＣ係数一の係数を分析側で算出し、更に算出さ
れた補間ＬＰＣＰＣ係数いてマルチパルスを決定する手
段を備えることによシ、入力音声信号と合成音声信号と
の８／Ｎの劣化を大幅に改善した簡単な構成のマルチパ
ルス型音声符号復号化装置を提供することにある。

本発明のマルチパルス型音声符号復号化装置は、入力音
声信号全分析フレームごとにＬＰＣ分析して抽出したＬ
ＰＧＰＣ係数ペクトル包絡情報としこのスペクトル包絡
情報とともに前記入力音声信号の音声情報を構成する音
源情報を分析フレームごとにこの音源情報の特徴に対応
する発生時間位置と振幅とを有する複数個のインパルス
系列（マルチパルス）を以って表現し前記入力音声信号
の分析および合成を行なうマルチパルス音声符号復号化
装置において、前記入力音声信号の分析フレームごとに
抽出するＬＰＧＰＣ係数析側で補関し、補間Ｌｌ’Ｃ係
ｒｉ！ｉを算出する手段と、補間り、ＰＣ係数を用いて
マルチパルスを決定する手段とを備えて構成されている
。

次に図面を参照して本発明の詳細な説明する。

第２回は本発明によるマルチパルス型音声符号復号化装
置の分析側の一実施例を示すブロック図、第３図は本発
明によるマルチパルス型音声符号復号化装置の脅威側の
一実施例を示すブロック図である。

第２図に示す本発明によるマルチパルス型音声符号復号
化装置の分析側は、ＬＰＣ分析器７．相互相関係数算出
器８．標準型ディジタルフィルタ９、符号化器（１）１
０．自己相関係数算出器１１゜音源パルス発生器１２．
符号化器（２）　１３　、補間器１４、マルチプレクサ
１５およびインパルス応答算出器１６ｉ備えて構成され
る。

入力端子７００１を介して入力した音声信号は、ＬＰＣ
分析器７および標準型ディジタルフィルタ９にそれぞれ
供給される。

ＬＰＧ分析器７は入力音声信号を分析フレームごとＦＣ
８ｋＦｌｚで標本化し、予め設定するビット数のデジタ
ル量として量子化し、この量子化音声信号をしＰＣ分析
してＬＰＧ係数としての９次のにパラメータ（偏自己相
関係数）を抽出し、これを出力ライン７０１を介して符
号化器（υ１ｏに供給する。本実施例においては分析フ
レームは２０ｍ　Ｓ　Ｅ　Ｃに設定している。

符号化器（１）１０は、入力したＬＰＧ係数の量子化と
符号化を行なったのち、出力ライン１００１ヲ介シてマ
ルチプレクサ１５に出力ライン１００２’ｉ介して補間
器１４にそれぞれ送出する。

補間器１４は量子化されたＬＰＣ係数を例えば５ｍ５Ｅ
Ｃに（本実施例では４間尺間に相等する）、又は１２５
μｓに（本実施例では１６０点補間尺相等する）線形補
間し、補間ＬＰＣ係数を算出する。補間器１４は更に前
記補間ＬＰＣ係数を出力ライン１４０１ｅ介してインパ
ルス応答算出器１６へ出力ライン１４０２’ｉ介して標
準型ディジタルフィルタ９へそれぞれ送出する。

インパルス応答算出器１６は補間ＬＰＣ係数からインパ
ルス応答ｈ（ｎ）（０≦ｎ≦Ｍ−１）を計算し、出力ラ
イン１６０２および１６０１を介して相互相関係数算出
器８および自己相関関数算出器１１に供給する。なお、
計算されるインパルス応答は原則としてフレーム周期に
相等する数のインパルス応答波形列（本実施例では１６
０種類）から成っている。

標準型ディジタルフィルタ９は入力音声信号を８　ｋ　
Ｈｚで標本化し予じめ設定するビット数のデジタル量と
して量子化し、この量子化音声信号に聴感重み付けを実
施するものであシ、聴感重み付けを前記（１）式に示す
伝達関数Ｗ（Ｚ）を構成する［４型デイジタルフイルタ
によシ実行している。

なお説明が前後するが標準型ディジタルフィルタ９は出
力ライン１４０２を介して供給される補間ＬＰＣ係数（
本実施例では補間後のにパラメータ）をαパラメータに
変換しく１）式のαにとして使用する。又、γは例えば
０．８に選択される。標準型ディジタルフィルタ９は聴
感重み付けを実施した入力音声信号を出力ライン９０１
ｔ−介して相互相関係数算出器８へ出力する。

相互相聞係数算出器８は、聴感重み付けを実施した入力
音声信号と複数の（本実施例では１６０種類の）インパ
ルス応答ｈ（ｎ）とを利用して相互相関係数９ｈｘを計
算し、とれ金山カライン８０１を介して音源パルス発生
器１２に送出する。

また、自己相関係数算出器１１ば、入力した複数のイン
パルス応答ｈ（ｎ）の各々に対応する複数の自己相関係
数Ｒｈｈを計算し、これを出力ライン１１０１’ｌｉｌ
”介して音源パルス算出器１２に送出する。

音源パルス算出器１２は、こうして入力した分析フレー
ムごとの相互相関係数ψｈｘと複数の自己相関係数Ｒｈ
ｘと全利用して（８）式の計算を実行し所定の数の音源
パルス列を得て、これらのパルスの振幅および位置情報
全出力ライン１２０１’ｉ介して符号化器（２）１３に
送出し、これによって量子化および符号化を行なったの
ち出力ライン１３０１を介してマルチプレクサ１５に送
出する。

このようにして、量子化および符号化されてマルチブレ
クｔ１５に送出されるＬＰＣ係数およびマルチパルスデ
ータは、入力音声信号のスペクトル包絡および音源情報
を表わすデータとしてマルチプレクサ１５を介して所定
の方式で時分割され、伝送路１５０１を介して第２図に
示す分析側から第３図に示す合成側に伝送される。

第３図に示す合成側は、伝送路１５０１’＆介して合成
側から伝送されたデータに基づいて入力音声信号の合成
を行なうものであり、デマルチプレクサ２０．復号化器
（υ１７．復号化器（２）１８．補間器１９．ＬＰＣ合
成器２１およびＬＰＦ（ＬｏｗＰａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ
）２２等を備えて構成される。

デマルチプレクサ２０は、伝送路１５０１を介して入力
した各種データをマルチプレクサ１５０時分割伝送形式
による変換前の状態に復元し、ＬＰＣ係数データは出力
ライン２０１’ｅ介して復号化器（１）１７に、マルチ
パルスデータは出力ライン２０２を介して復号化器（２
）１８にそれぞれ供給され、これらの復号化器によって
データの復号化を行なったうえ、それぞれ出力ライン１
７１，１８１に送出する。

補間器１９はＬＰＧ係数を前記第２図に示す補間器と同
一の約束で補間し補間ＬＰＣ係数を算出し、出力ライン
１９１ｔ介してＬＰＣ合成器２１へ出力する。

ＬＰＣ合成器２１は、こりようにして入力するマルチパ
ルスを音源情報としてｐ次の全極型デジタルフィルタの
駆動音源に利用し、また出力ライン１９１を介して入力
するｐ次の補間ＬＰＣ係数データを上記全極型デジタル
フィルタの係数としてこのＬＰＣ合成フィルタを制御し
て入カ音声信　号を合成し、これを出方ライン２１１’
ｉ介してＬＰＦ２２に送出し、所定の低域フィルタリン
グを行ってアナログ量の合成音声として出力ライン２２
１に送出する。

なお、第２図および第３図に示す本発明の実施例におい
ては、補間前のＬＰＧ係数としてにパラメータを用いて
いるがこれは補間の前後を間はず他のＬＰＧ係数、たと
えばＬＳＰパラメータ等を利用してもよく、また符号化
器とマルチプレクサ、および街号化器とデマルチプレク
サはそれぞれこれらを一体化した構成のものとしても同
様に実施し得ることは明らかでメジ、またＬ　Ｐ　Ｃ合
成フィルタは全極型以外の非極型デジタルフィルタ等と
置換してもほぼ同様に実施しうることもまた明らかであ
る。

また、第２図に示す標準型ディジタルフィルタ９は聴感
重み付けを実施しない場合にはＡ／Ｄ変換機能を残して
不要となることも自明である。

更に自己相関係数算出器１１は必づしも直接的なインパ
ルス応答波形を入力として必要とするものでなく、補間
ＬＰＣ係数よシＬ　Ｉ）　Ｃ分析の能率的な解法として
よく知られるレビンソン法を利用して、直接的に算出し
得ることも又自明である。

以上説明した如く本発明によれば、マルチパルス型音声
符号復号化装置に於いて合成側で使用される補間ＬＰＣ
係数と同一の係数を分析側で算出し、更に算出された補
間ＬＬ’Ｃ係数を用いてマルチパルスを決定する手段を
備えることにより、入力音声信号と合成音声信号とのＳ
／Ｎ（ｉ７回上し得るという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のマルチパルス型音声符号復号化装置の基
本的構成を示すブロック図、第２図は本発明によるマル
チパルス型音声符号復号化装置の分析側の一実施例を示
すブロック図、第３図は本発明によるマルチパルス型符
号復号化装置の合成側の一実施例金示すブロック図であ
る。 ｌ・・・・・・ＬＰＣ合成器、２・・・・・・ＬＰＣ分
析器、３・・・・・・音源パルス発生器、４・・・・・
・減算器、５・・・・・・聴感重み付は器、６・・・・
・・２乗誤差最小化器、７・・・・・・ＬＰＣ分析器、
８・・・・・・相互相関係数算出器、９・・・・・・標
準型ディジタルフィルタ、１０・・・・・・符号化器（
１）、１１・・・・・・自己相関係数算出器、１２・・
・・・・音源パルス発生器、１３・・・・・・符号化器
（２）、１４・・・・・・補間器％　１５・・・・・・
マルチプレクサ、１６・旧・・インパルス応答算出器、
１７・・・・・・復号化器（１）、１８・・・・・・復
号化器（２）、１９・・・・・・補間器、２ｏ・・・・
・・デマルチプレクサ、２１・・・・・・ＬＰＣ合成器
、２２・・・・・・ＬＰ０

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）入力音声信号を分析フレームごとにＬＰＧ分析し
   て抽出したＬＰＧ係数をスペクトル包絡情報とし、この
   スペクトル包絡情報とともに前記入力音声信号の音声情
   報を構成する音源情報を分析フレームごとにこの音源情
   報の特徴に対応する発生時間位置と振幅とを有する予じ
   め定めた複数個のインパルス系列（マルチパルス）ヲも
   って表現して前記入力音声信号の分析および合成を行な
   うマルチパルス型音声符号復号化装置において、前記分
   析フレームごとにＬＰＣ分析して抽出したＬＰＣ係数を
   補間し補間ＬＰＣ係数をめる第１の手段を分析側に有し
   、この補間ＬＰＣ係数よシ得られるインパルス応答波形
   と前記入力音声信号との相互相関係数列をめる第２の手
   段と、前記インパルス応答波形の自己相関係数列をめる
   第３の手段と、こうして得られた相互相関係数列と自己
   相関係数列とからマルチパルスを決定する第４の手段と
   を分析側に有することを特徴とするマルチパルス型音声
   符号復号化装置。 （２、特許請求の範囲第（１）項において、前記第３の
   手段は前記補間ＬＰＣ係数よシ直接に前記自己相関係数
   列を算出する手段であることを特徴とするマルチパルス
   型音声符号復号化装置。 （３ン　特許請求の範囲第（１）項において、前記補間
   ＬＰＣ係数を基にして構成される標準型ディジタルフィ
   ルタに前記入力音声信号は印加され、前記フィルタの出
   力信号を新たな前記入力音声信号として使用することを
   特徴とするマルチパルス型音声符号復号化装置。