JPS6216580B2 - - Google Patents

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JPS6216580B2
JPS6216580B2 JP55175248A JP17524880A JPS6216580B2 JP S6216580 B2 JPS6216580 B2 JP S6216580B2 JP 55175248 A JP55175248 A JP 55175248A JP 17524880 A JP17524880 A JP 17524880A JP S6216580 B2 JPS6216580 B2 JP S6216580B2
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JP
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signal
phase
amplitude
low
input
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JP55175248A
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Toshuki Kaizuka
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Nippon Telegraph and Telephone Corp
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Nippon Telegraph and Telephone Corp
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Publication date
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Priority to DE3110602A priority patent/DE3110602C2/de
Priority to GB8108894A priority patent/GB2072995B/en
Priority to CA000373585A priority patent/CA1167158A/en
Priority to FR8106258A priority patent/FR2479619A1/fr
Priority to US06/248,464 priority patent/US4384366A/en
Publication of JPS5799831A publication Critical patent/JPS5799831A/ja
Publication of JPS6216580B2 publication Critical patent/JPS6216580B2/ja
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は無線通信において受信機に混入する干
渉波を除去する装置に関するものである。
従来、この種の装置は第１図のように構成され
ており、１は主アンテナ、２は補助アンテナ、３
は振幅位相制御回路、４は合成器、５は相関検出
器である。主アンテナ１は希望波方向に向けら
れ、これに希望波の他に干渉波が漏れ込む。補助
アンテナ２は干渉波源方向に向けられ、干渉波の
みを受信する。補助アンテナ２で受信した干渉波
は振幅位相制御回路３で主アンテナ１への入力干
渉波と等振幅で逆位相となるように制御して、主
アンテナ１による受信信号と合成することによつ
て干渉波が除去される。この振幅位相制御回路３
の制御信号は合成器４の出力と補助アンテナ２で
受信した干渉波との相関を相関検出器５によつて
得る。この相関検出器５は位相検波器あるいはミ
キサが一般に用いられている。この方法は合成後
の残留干渉波と補助アンテナ系の干渉波との相関
をその搬送波振幅と位相とから直接得るものであ
る。このため、PSK波に対しては通路差が大きい
と位相検波出力が不連続に変動するため、通路差
を一定値以内にする必要がある。しかし、実際に
は伝ぱん路における位相変動等が存在するため
に、通路差を合わせることが困難であり、実用上
PSK波の補償は不可能と考えられる。FM波に対
しても通路差が大きいと変調による各信号の位相
変動の間に相関性を持たなくなるため、正確な相
関が得られず、補償効果が少ない。
本発明は、これらの欠点を除去することを目的
とし、補助アンテナで受信した干渉波の振幅およ
び位相に低周波の微小変動を与え、主アンテナ系
干渉波と合成後の干渉波の低周波振幅変動の位相
とその大きさを検出することによつて、変調方式
によらず、応答性の良い工渉波補償装置を提供す
るものである。本発明のひとつの特徴は、干渉波
を含む第一の入力信号を入力する第一の入力手段
と、主波と干渉波を含む第二の入力信号を入力す
る第二の入力手段と、第一及び第二の制御信号に
基づいて該第一の制御信号をその実数成分及び該
第二の制御信号をその虚数成分とみなしたときの
複数制御信号の振幅成分に比例して前記第一の入
力信号の振幅を調節し、かつ前記複素制御装置の
位相成分に比例して前記第一の入力信号の位相を
調節する振幅位置制御手段と、該振幅位相制御手
段によつて振幅と位相を制御された第一の入力信
号と前記第二の入力信号を合成する合成手段と、
該合成手段によつて合成された合成信号の振幅変
動分を検出する検出手段と、第一の低周波信号及
びそれと直交する第二の低周波信号を発生する低
周波発振手段と、前記合成信号の振幅変動分を前
記第一及び第二の低周波信号により位相検波する
各々第一及び第二の位相検波手段と、該第一及び
第二の位相検波出力の直流分を取出す各々第一及
び第二の低域ろ波手段と前記第一及び第二の位相
検波出力の各直流分を積算する各々第一及び第二
の電圧積算手段と、該第一の電圧積算手段によつ
て得られた第一の積算値と前記第一の低周波信号
を合成して前記第一の制御信号とする第一の合成
器と、前記第二の電圧積算手段によつて得られた
第二の積算値と前記第二の低周波信号を合成して
前記第二の制御信号とする第二の合成器により構
成されるごとき干渉波補償装置にある。
好ましくは、加算器に印加される低周波信号及
びこれを90゜移相した信号のレベルは、各位相検
波器の出力の自乗の和によつて制御される。
更に好ましくは、第１の入力信号（干渉波）の
振幅又は電力の大小に従つて、合成器の出力の高
周波部又は包絡線検波器の出力から加算器の出力
に至る直流部の利得が大小となるごとく制御され
る。
更に好ましくは、加算器に印加される低周波信
号又はこれを90゜移相した信号を整流する整流回
路の出力と、第１の入力信号の振幅又は電力を掛
算する掛算器とがもうけられ、該掛算器の出力の
大小に従つて、合成器の出力の高周波部又は包絡
線検波器の出力から加算器の出力に至る直流部の
利得が小大となるごとく制御される。
本発明の動作の原理は次のとおりである。一方
の信号(1)の振幅と位相に微少な変調（複素振幅変
調）を与え、もう一方の信号(2)と合成すると、合
成信号も変調された信号となるが、その振幅変調
分は基の変調信号に対して、信号(1)と信号(2)の位
相差および振幅比に対応して変化を受ける。そこ
で合成信号を包絡線検波して、合成信号の振幅変
調分を取り出す。さらに得られた変調分と、基の
変調信号との差を位相検波によつて求め、信号(1)
と信号(2)の位相差および振幅比に対応した電圧を
得る。この電圧を基に、信号(1)の振幅、位相を制
御し、信号(2)と等振幅、逆位相として合成し、信
号(2)を打消す。
即ち、本発明は一種のセンシング技術とも考え
られる。しかし、従来のセンシング技術では位相
あるいは振幅のみを周期に微少変動させている。
これによつて得られる情報は、位相を進ませる
か、遅らせるか、あるいは振幅を大きくすべき
か、小さくすべきか、即ち正か負かの方向のみで
あつた。これに対して、本発明では、位相と振幅
を同時に微小変動させることを可能としたため、
制御すべき方向のみならず、その制御量までも得
られ、かつ振幅と位相を同時に制御可能とした。
以下図面により本発明の実施例を説明する。
第２図は本発明の実施例であつて、１は主アン
テナ、２は補助アンテナ、３は振幅位相制御回
路、４は合成器、６ａ，６ｂは電圧積算器、７は
低周波発振器、８ａ，８ｂは加算器、９は増幅
器、１０は包絡線検波器、１１は低周波発振器７
の周波数に等しい中心周波数の帯域波器をふく
む増幅器、１２は90゜移相器、１３ａ，１３ｂは
位相検波器、１４ａ，１４ｂは低域波機能をも
つ直流増幅器、１５は干渉波補償出力である。
振幅位相制御回路３は振幅と位相を同時に制御
できるもので、先ず、ベクトル変調器を用いた例
について説明する。第３図はベクトル変調器の概
略構成図を示したものであり、１６は入力端子、
１７は信号分岐回路、１８ａ，１８ｂ，１８ｃ，
１８ｄは固定移相器、１９ａ，１９ｂ，１９ｃ，
１９ｄはPINダイオードを用いた減衰器、２０は
信号合成器、２１ａ，２１ｂは制御信号の入力端
子、２２は出力端子である。
第３図の回路において、入力信号は信号分岐回
路１７で４系統に分岐され、それぞれ固定移相器
１８ａ，１８ｂ，１８ｃ，１８ｄにより、０、
π／２、π、３π／２の位相推移を与えられる。
即ち、入力信号をＩAｅj(Ωt+〓)〔但し、ＩA：
振幅、Ω：入力信号角周波数、β：初期位相〕と
すると、固定移相器１８ａ，１８ｂ，１８ｃ，１
８ｄの各出力は次式で表わせる。
この後、PINダイオードを用いた減衰器１９
ａ，１９ｂ，１９ｃ，１９ｄにより、それぞれ
PINダイオードに流れる電流に応じてその出力振
幅が制御される。これら４信号を信号合成器２０
で合成して出力する。
第４図ａ及びｂはPIN減衰器１９ａ，１９ｂ，
１９ｃ，１９ｄの各出力のベクトル図を示す。第
４図ａは各ダイオードに電流を流さず、各減衰器
１９ａ，１９ｂ，１９ｃ，１９ｄの減衰量が０の
場合であり、式(1)〜(4)の和より明らかなように各
ベクトルは打消し合い、ベクトル変調器出力は０
となる。しかし、減衰器１９ａおよび１９ｃに接
続された入力端子２１ａに制御電圧Ａを印加する
と、この制御電圧Ａが正の電圧の場合減衰器１９
ａのみにＡに比例した電流が流れ、減衰量が増加
する。このとき減衰器１９ａの出力は制御電圧Ａ
に応じて振幅が減衰するから０相のベクトル〓１
は次式となる。
〓１＝１／４ＩA（１−ＫVＡ）ｅj(Ωt+〓)(1)′ 〔但し、ＫVは制御利得〕 このため、式(1)′、(2)〜(4)の和より、合成ベク
トルはπ方向成分のみが現われ、出力は −１／４ＫVAIAej(Ωt+〓)となる。即ち、制御信号の 正負に応じて減衰器１９ａまたは１９ｃに流す電
流を制御することによつて、０、π方向のベクト
ルを制御し、また減衰器１９ｂまたは１９ｄによ
つてπ／２、３π／２方向のベクトルを制御す
る。この結果、ベクトル変調器入力信号の振幅お
よび位相を任意に制御して出力することができ
る。
次に、このベクトル変調器を用いた場合の干渉
波補償装置について説明を行なう。
先ず、干渉波源に向けられた補助アンテナ２で
受信した信号（干渉波）〓Aは次の様に表わせる。
〓A＝Ｉ0Aｅj(Ωt+〓) (5) 〓Aは振幅位相制御回路３に入力され、０、π
方向ベクトルは電圧積算器６ａの出力Ａに低周波
発振器７の出力acosωｔ〔但し、ａは振幅、ωは
低周波発振器７の出力角周波数〕を加算器８ａで
加算した電圧（Ａ＋acosωｔ）で制御される。同
様に、π／２、３π／２方向は（Ｂ＋asinωｔ）
で制御される。この結果、ベクトル変調器出力〓
VMは次式となる。
〓VM＝−ＫVＩA｛（Ａ＋acosωｔ）＋ｊ（Ｂ＋asinωｔ）｝ｅj(Ωt+〓)＝I′Aej(Ωt+〓+〓) (6) 但し、 ＩA＝Ｉ０Ａ／４ (7) I′A＝−ＫVＩA√（＋）２＋（＋）２ (8) φ＝tan-1（Ｂ＋ａｓｉｎωｔ／Ａ＋ａｃｏｓω
ｔ）(9) 即ち、〓VMは第５図ａのベクトル図に示す様に
Ｐ点（−ＫVAIA、−jKVBIA）を中心に半径ＫVaIA
の円を描くように角周波数ωでベクトルの先端が
回転する。ここで、Ａ、Ｂは電圧積算器出力電
圧、acosωｔとasinωｔは低周波発振器出力であ
る。
一方、希望波方向に向けられた主アンテナ１で
受信する干渉波〓Mは次の様に表わせる。
〓M＝ＩMｅj(Ωt+〓) (10) この〓Mと〓VMを合成器４において合成する
と、式(6)および(10)より次式が得られる。
〓E＝〓M＋〓VM＝ＩMｅj(Ωt+〓) ＋I′Aej(Ωt+〓+〓)＝I0ej(Ωt+〓0 ) (11) 但し、 Ｉ２ ０＝｛I′Acos（β＋φ）＋ＩMcosα｝２＋｛I′Asin（β＋φ）＋ＩMsinα｝２ ＝ＩM ２＋ＫV 2IA 2（A2＋B2＋a2）＋2IMIAKV｛Acos（α−β）＋Bsin（α−β）｝ ＋2KV 2IA 2a（Acosωｔ＋Bsinωｔ）−2IMIAKVacos（ωｔ−α＋β） (12) φ０＝tan-1｛ＩＡ′ｓｉｎ（β＋φ）＋ＩＭｓｉｎα／ＩＡ′ｃｏｓ（β＋φ）＋ＩＭｃｏｓα｝ （13） 合成ベクトル〓Eは第５図ｂに示す様にＲ
（A0IM−ＫVAIA・ｊ（B0IM−ＫVBIA））〔但し、A0
＝cos（α−β）、B0＝sin（α−β）〕を中心とし
て半径ＫVaIAの円を描く。
ここで、主アンテナ入力干渉波〓Mを抑圧する
ためには、〓VMが〓Mと等と等振幅、逆位相のベク
トル〓′Mの先端Ｑを中心に回転するように制御し
なければならない。このときの合成信号〓Eは原
点０を中心に回転し、この円に相当する電力が十
分小さければ干渉波は補償されることとなる。こ
のためには〓VMの回転中心Ｐから〓′Mの先端まで
の距離ｌとその方向θに相当する電圧を得て、そ
れまでの制御信号に積算する必要がある。そこで
式(12)を書き直すと次式を得る。
I0 2＝（ＫV・ＩA・ａ）２＋l2−２（ＫVＩAａ）lcos（ωｔ＋θ） （14） 従つて、合成信号〓Eの振幅I0はｌおよびθに
よつて変化する成分を含む。そこで合成信号〓E
を増幅器９によつて適当なレベルに増幅した後、
包絡線検波器１０によつて包絡線検波を行い、式
（14）に相当する信号を得る。次に増幅器１１に
おいて、直流分および高周波成分を除くと、 −2K1（ＫVＩAａ）lcos（ωｔ＋θ） 〔K1は増幅器９と包絡線検波器１０の利得〕が得
られる。さらに、増幅器１１によつて適当に増幅
したのち、低周波信号bcosωｔおよびbsinωｔと
位相検波器１３ａ，１３ｂにおいて各々位相検波
を行い、直流増幅器１４ａ，１４ｂで直流分のみ
を検出し、増幅すると、各々−lcosθおよび−
lsinθに比例した電圧が得られる。これらを１４
ａ，１４ｂの増幅器で符号反転および適当な利得
を与え、電圧積算器６ａ，６ｂでそれまでのベク
トル変調器制御信号Ａ，Ｂに各々積算して行くこ
とによつて、干渉波が補償された信号が１５に出
力される。このとき、残留干渉波の電力Ｐrは式
（14）よりｌ＝０として次式が得られる。
Ｐr＝I0 2／２＝（ＫVＩAａ）２／２ （15） 第６図は本発明のさらに詳細な実施例である。
２３は主アンテナ系の入力端子であり、希望波お
よび補償すべき干渉波が入力する。２４は干渉波
のみが入力し、補助アンテナからの信号が入力す
る。３はベクトル変調器であり、分岐回路および
合成回路にハイブリツド回路を用いており、ハイ
ブリツド回路はその２出力が入力信号に対して同
相および90゜位相のずれた信号となる。90゜ハイ
ブリツド回路と、２信号を同相合成する０゜ハイ
ブリツド回路を組み合せて固定移相器の働きも持
たせている。PINダイオード減衰器の制御信号
は、増幅器によるバイアス回路を設けて、制御信
号がないときはPINダイオード減衰器にバイアス
電流を流し、PINダイオード減衰器の減衰量を最
大とし、制御信号が流れると、減衰量を減じる方
法をとることによつて、ベクトル変調器の振幅、
位相制御偏差を小さくし、各PINダイオード減衰
器に流すバイアス電流および利得を調整すること
により、各PINダイオード減衰器のアンバランス
を補償し、大きなダイナミツクレンジを得てい
る。従つて、PINダイオード減衰器の制御電圧の
増減に対する減衰量の増減が前に述べた場合と逆
極性になる。この場合は主アンテナ系の干渉波と
合成する場合に和回路ではなく差回路とするか、
あるいは位相検波器出力の符号反転を行わなけれ
ば良い。ここでは位相検波器出力の符号反転を行
つていない。PINダイオード減衰器はshunt形の
ものを用いているが、Series形のものも使用可能
である。４は入力端子２３からの信号とベクトル
変調器出力信号とを合成するカツプラである。２
５は干渉波を補償し、希望波のみとなつた信号の
出力端子である。２６は干渉波を補償した信号を
分岐するためのカツプラである。ここでは、高周
波部で干渉波が補償された信号を取り出している
が、後述する周波数変換器の出力において、中間
周波数帯にカツプラを設け、干渉波補償出力を得
ることも可能である。２７は周波数変換器であ
り、周波数変換器は入力信号を後段の包絡線検波
器１０で包絡線検波を行える周波数に変換し、か
つ後段の中間周波増幅器９とともに包絡線検波を
行えるレベルに増幅することが可能な程度の利得
をもつものであれば良い。即ち、低い周波数にお
いては必ずしも周波数変換を行う必要はない。こ
こでは、周波数変換器は4GHz帯の信号を
140MHz帯に周波数変換しており、利得は約50dB
であり、次段の減衰器２８によつて利得の調整を
行つている。また、包絡線検波器前段において
は、所望の信号対雑音電力比を得て、合成後の干
渉波成分を取り出すための帯域波器が必要であ
るが、ここでは中間周波増幅器９の初段におい
て、帯域を±2.5MHzに制限されている。１１は
増幅器であり、その初段に直流分を阻止するコン
デンサ、抵抗による波器がある。ここでは、搬
送波と低周波信号との周波数差が大きいことと、
帯域波器による位相回転を防ぐために帯域波
器は使用していない。１３ａ，１３ｂは位相検波
器、１４ａ，１４ｂは直流増幅器である。６ａ，
６ｂは積分器即ち電圧積算器であり、直流増幅器
１４ａ，１４ｂおよび積分器６ａ，６ｂは低域
波器としての機能も持つている。７は低周波発振
器であり、2phase generatorと呼ばれ、位相の
90゜異る２信号を出力できるものであるため、第
２図における90゜移相器１２を不必要としてい
る。低周波発振器出力周波数はこの場合170から
180Hz程度で可変としている。８は加算回路であ
るとともに増幅器でもある。
第７図は第６図の干渉波補償装置を用いた干渉
波補償効果の測定系である。２９は干渉波に相当
する信号の発振源であり、CW、FM波、PSK
波、等の発振源である。３０は掃引発振器であ
り、干渉波抑圧帯域特性を測定するためのもので
ある。３１は合成回路、３２はレベル調整用減衰
器、３３は分岐回路、３４は振幅または位相変調
器、３５ａ，３５ｂは減衰器、３６ａ，３６ｂは
増幅器、３７は干渉波補償装置、３８は干渉波補
償出力である。３４の振幅または位相の変調器は
入力干渉波の振幅または位相を変動させ、制御ル
ープの応答性を測定するためのものである。
第８図は第７図の測定系を用いて干渉波補償効
果の測定例である。第８図ａは電話3600チヤネル
相当のFM波（搬送波周波数3950MHz）の補償
前、後のスペクトルを示したものであり、補償前
後の干渉波レベル比、即ち抑圧比は約44dB得ら
れている。第８図ｂはビツトレート30.302Mb／
ｓの８相PSK波（搬送波周波数3950MHz）の補
償前後のスペクトルを示している。この場合は入
力信号の電力の上限が増幅器３６ａ，３６ｂの飽
和レベルによつて制限されるため、抑圧比は
36dB程度であるが、雑音レベルまで抑圧されて
いる。これらの結果、およびその他の測定結果よ
り、CW波、FM波、PSK波に対して補償可能で
あり、その抑圧比は帯域50MHz以上に渡つて
40dB以上の抑圧比が得られている。また、２系
統の入力干渉波の振幅比、位相差の変動に対する
応答性としては、ピークからピークまで10dBで
約３Hzの変動〔最大約90dB／secに相当〕、また
はピークからピークまで10゜で約12Hzの変動〔最
大約370゜／secに相当〕に対して応答可能であ
る。
第９図は主アンテナ系の入力に希望波が存在す
る場合の干渉波補償効果の測定例である。第９図
の希望波として、搬送波周波数3850MHzの
1.568Mb／ｓの２相PSK波、干渉波は搬送波周波
数3850MHzの電話1800チヤネル相当のFM波を用
い、主アンテナ系に入力する希望波と干渉波の電
力比（Ｄ／Ｕ）をパラメータとして、希望波信号
電力対熱雑音電力比（Ｃ／Ｎ）に対する希望波の
符号誤り率（BER）について干渉波補償前後の
測定結果を示したものである。この結果、希望波
と干渉波が同一チヤネルで混在しており、その
Ｄ／Ｕが−10から＋15dBの範囲においても、干
渉波補償を行えば、希望波の復調後の符号誤り率
は干渉波のない場合と同等であることがわかつ
た。第１０図は第９図の測定を行つたときの各信
号のスペクトルの測定例であり、ａは希望波（２
相PSK（1.568Mb／ｓ））、ｂは干渉波（FM
（TP1800CH相当））、ｃは希望波と干渉波が合成
された信号（Ｄ／Ｕ＝0dB、補償前）、ｄはｃの
信号に対して干渉波補償を行つた場合の合成スペ
クトルである（Ｄ／Ｕ＝0dB、補償後）。
第１１図は低周波信号振幅対抑圧比の測定結果
および計算値を示している。計算値はベクトル変
調器制御利得の測定結果、補助アンテナ系干渉波
電力、ベクトル変調器通過損失、等から式（15）
を用いて残留干渉波電力を計算し、さらに主アン
テナ系干渉波電力との比をとることによつて得
た。また、PINダイオード減衰器に入力する低周
波信号振幅は60ｍＶのときを基準（0dB）とす
る。
図より、抑圧比は低周波信号振幅に反比例し、
残留干渉波電力Ｐrは式（15）で得られることが
確認された。式（15）において、Ｐrは補助アン
テナ系干渉波振幅ＩAにも比例するが図では完全
な比例関係にない。これはＩAの変化に対して、
ベクトル変調器の制御利得も変化するためであ
る。
第１２図は実際の伝ぱん路における干渉波補償
効果の測定例である。測定系の構成は、主アンテ
ナとして口径1.8ｍのカセグレンアンテナ、補助
アンテナとして口径15cmの電磁ホーンを用いてお
り、両アンテナと干渉源との距離は約1.6Kmであ
る。第１２図においてａは干渉波（CW波、
3950MHz、補償前）のみが受信される場合のス
ペクトルであり、ｂはａの干渉波を補償した場合
であり、ほぼ雑音レベル（約−114dBｍ）まで抑
圧されている。ｃは主アンテナを実験用中容量静
止通信衛星（CS）に向けて、そのビーコン波を
受信した場合のスペクトルであり、CWの干渉波
とCSビーコン波が混在している（補償前）。ｄは
ｃの干渉波を補償した結果であり、CSビーコン
波のスペクトルのみが観測される（補償後）。こ
の結果、1.6Km程度の伝ぱん路における２アンテ
ナに入力する信号間の振幅比変動および位相差変
動に対しては十分に応答し、干渉波を補償するこ
とが可能である。
以上は、第２図における振幅位相制御回路３を
第３図に示すベクトル変調器を使用する場合につ
いて説明した。振幅位相制御回路は他にも以下に
示す構成によつても実現可能である。
第１３図は他の振幅位相制御回路３の一構成例
であつて、１６は入力端子、２１ａ，２１ｂは制
御信号入力端子、３９は信号分岐回路、４０ａ，
４０ｂは平衡変調器あるいはミクサ、４１は90゜
移相器、４２は信号合成器、２２は出力端子であ
る。補助アンテナで受信した干渉波〓Aは入力端
子１に入力され信号分岐回路３９で２系統に分岐
される。一方の信号は平衡変調器あるいはミクサ
４０ａに入力され、もう一方は90゜移相器４１で
90゜の位相推移を与えられた後、平衡変調器ある
いはミクサ４０ｂに入力される。このときの平衡
変調器あるいはミクサ４０ａ，４０ｂへの入力信
号は式(5)より、各々（Ｉ0A／２）ｅj(Ωt+〓)、ｊ
（Ｉ0A／２）ｅj(Ωt+〓)と表わせる。一方、平衡
変調器あるいはミクサ４０ａ，４０ｂには制御信
号（Ａ＋acosωｔ）、（Ｂ＋asinωｔ）もまた制御
信号入力端子２１ａ，２１ｂから入力される。従
つて平衡変調器あるいはミクサ４０ａの出力は ＫＭＩ０Ａ／２（Ａ＋acosωｔ）ｅj(Ωt+〓) （16） （但し、ＫMは平衡変調器あるいはミクサの感度）
となり、平衡変調器あるいはミクサ４０ｂの出力
は ｊ・ＫＭＩ０Ａ／２・（Ｂ＋asinωｔ）ｅj(Ωt+〓)（1
7） となる。これらの平衡変調器あるいはミクサ出力
信号は、信号合成器４２で合成され、出力端子２
２から出力される。従つて、出力端子２２に現わ
れる信号〓１は次の様になる。
〓１＝ＫＭＩ０Ａ／２｛（Ａ＋acosωｔ）＋ｊ（Ｂ＋asinωｔ）｝ｅj(Ωt+〓) （18） ここで、ＫM、Ｉ0Aは定数であるから式(6)と同
一形となり、ベクトル変調器と同一効果が得られ
る。信号分岐回路３９と90゜移相器は第６図に示
した様に90゜ハイブリツド回路を用いることによ
つても実現でき、信号合成器とハイブリツド回路
によつて実現可能である。但し、このとき第２図
の合成器４はベクトル変調器の場合は和回路であ
つたが、差回路とするか、あるいは第６図の実施
例で示したように、位相検波器出力の符号反転回
路を省略する必要がある。
さらに、第１４図は可変減衰器（または増幅
器）および可変移相器を使用した場合の振幅位相
制御回路３の構成例であつて、１６は入力端子、
２１ａ，２１ｂは制御信号入力端子、４３は可変
移相器、４４は可変減衰器（または増幅器）、４
５は信号変換回路、２２は出力端子である。補助
アンテナで受信した干渉波は入力端子１６より入
力され、可変移相器４３で位相を制御され、可変
減衰器（または増幅器）４４で増幅を制御させ
る。この制御信号は次の様に得られる。制御信号
入力端子２１ａから入力する制御信号（Ａ＋acos
ωｔ）と２１ｂから入力する制御信号（Ｂ＋asin
φｔ）は信号変換回路４５によつて次の様に演算
される。即ち、可変減衰器（または増幅器）４４
の制御信号S1および可変移相器４３の制御信号S2
は次の様になる。
S1＝√（＋）２＋（＋）
２
（19） S2＝tan-1（Ｂ＋ａｓｉｎωｔ／Ａ＋ａｃｏｓωｔ）
＝φ（20） さらに、制御信号S1によつてこれに比例した振
幅が得られるように可変減衰器（または増幅器）
４４を制御し、S2に比例した位相推移が得られる
様に可変移相器４３を制御する。この結果、出力
端子２２には出力信号〓２が現われる。
〓２＝Ｉ0A√（＋）２＋（＋）２ｅj(Ωt+〓+〓)（21） この出力信号〓２もやはり式(6)の〓VMに比列し
た信号となりベクトル変調器と同一効果が得られ
る。但し、この場合も第２図の合成器４は差回路
とするか、あるいは位相検波器出力の符号反転回
路を省略する。
第１５図は本発明の他の実施例であつて、１は
主アンテナ、２は補助アンテナ、３は振幅位相制
御回路、４は合成器、６ａ，６ｂは電圧積算器、
７は低周波発振器、８ａ，８ｂは加算器、９は増
幅器、１０は包絡線検波器、１１は増幅器、１２
は90゜移相器、１３ａ，１３ｂは位相検波器、１
４ａ，１４ｂは直流増幅器、１５は干渉波補償出
力、４６ａ，４６ｂは自乗回路、４７は和回路、
４８ａ，４８ｂは増幅器、４９は電力検出回路、
５０は整流器、５１は掛算器である。
第２図の実施例による干渉波補償後の残留干渉
波の電力Ｐrは式（15）よりベクトル変調器の制
御利得Kvおよび補助アンテナ系の振幅位相制御
回路の入力干渉波レベルＩAを一定すると、電圧
積算器６ａ，６ｂの出力電圧に加算される低周波
信号の振幅ａによつて補償後の干渉波レベルが決
まる。従つて、干渉波補償ループが収束し、干渉
波が最大限抑圧されたとき、即ちｌ＝０となつた
ときに、前記低周波信号の振幅ａをより小さい値
とするように制御すれば残留干渉波はより少なく
なる。これを実現するにはｌの大小に従つて、低
周波発振器出力信号の振幅の大小を制御すればよ
い。ここで、位相検波器出力ｉP1，ｉP2は各々次
式で表わせる。
ｉP1＝−K1・ＫV・ＩAablcosθ （22） ｉP2＝−K1・ＫV・ＩAablsinθ （23） 〔但し、K1は合成器４の出力から位相検波器１３
ａ，１３ｂまでの利得。ｂは位相検波器に入力す
る低周波信号の振幅。〕 従つて、各々を自乗回路４６ａ，４６ｂで自乗
し、加算器７を両自乗回路出力を加算することに
よつて（K1KVIAa2）l2に相当する電圧が得られ
る。この電圧に基づいて４８ａ，４８ｂの増幅器
の利得を制御することによつて、残留干渉波を少
なくし、干渉波補償性能を向上させることができ
る。自乗回路４６ａ，４６ｂは自乗特性を持つた
ダイオードで全波整流を行う、即ち自乗検波回路
によつて実現でき、加算器は直流増幅器によつて
実現できる。増幅器４８ａ，４８ｂは加算器４７
からの電圧の大小に従つて利得を増減するもので
あり、可変減衰器によつても制御は可能である。
前に述べたように残留干渉波の振幅I0は式
（15）によつて表わせる。この時、電圧積算器６
ａ，６ｂの出力において、それまでの電圧に積算
される電圧はそれぞれ次の様に表わせる。
K0KVIAablcosθ＝ＧL・lcosθ （24） K0KVIAablcosθ＝ＧL・lsinθ （25） 〔但し、K0は合成器４の出力から電圧積算器出力
までの利得。ＧLはループ利得。〕 従つて、補助アンテナ系の干渉波の振幅位相制
御回路入力レベルＩA、または電圧積算器出力電
圧に加算される低周波信号の振幅ａが変動すると
ループ利得ＧLも変動し、干渉波補償ループの応
答特性が変化する。
ＩAの変化に対して、干渉補償ループの応答特
性を安定化するには、振幅位相制御回路３への入
力信号を分岐し、これを電力検出回路４９でＩA
の電力または絶対値を検出し、これが小さい時に
は増幅器９の利得を大きくし、ＩAの電力または
絶対値が大きい時は増幅器９の利得を小さくする
ように制御すれば良い。電力検出回路４９はクリ
スタル検波器あるいは包絡線検波器、等によつて
実現でき、周波数、電力、雑音等の条件により、
帯域波器、増幅器、周波数変換器を付加するこ
ともある。利得を制御する場合に、９の増幅器で
はなく、１１または１４ａ，１４ｂの増幅器の利
得を制御しても良い。また各増幅器を同時に制御
しても良い。
また、前記のように低周波信号振幅ａの制御を
行う場合はループの応答特性を安定化するため
に、同様にループ利得の制御を行う必要がある。
この場合には、低周波信号振幅の制御用増幅器４
８ａ、または４８ｂの出力を分岐し、これを整流
器５０によつて整流し、前記振幅ａの絶対値に比
例した電圧を得て、該電圧が小さいときには増幅
器９または１１、または１４ａ，１４ｂの利得を
大きくし、該電圧が大きいときには該増幅器利得
を小さくするよう制御すれば良い。さらに前記Ｉ
Aに対する利得制御も同時に行う場合は、電力検
出回路４９と整流器５０の各出力電圧を掛け算器
５１で掛け合せ、この出力によつて利得制御を行
えば良い。
以上説明したように、本発明は信号の振幅ある
いは電力変動のみで制御を行うため、入力信号即
ち希望波および干渉波の変調方向によらず補償が
可能である。また、補助アンテナ入力干渉波の振
幅、位相を同時に制御し、かつその制御量、方向
が一義的に求まるので応答性の良い制御が可能で
ある。
また、従来方法においてはマイクロ波帯のよう
な高い周波数に対しては、合成信号および補助ア
ンテナ系の２系統の周波数変換器が必要である
が、本発明では１系統で済み、構成も簡易とな
る。
【図面の簡単な説明】
第１図は従来の干渉波補償装置の基本構成図、
第２図は本発明装置の一実施例の基本構成図、第
３図は本発明に用いる振幅位相制御回路の一例と
してのベクトル変調器の構成図、第４図ａ及びｂ
はベクトル変調器の減衰出力のベクトル図、第５
図ａ及びｂは干渉波補償装置の各信号のベクトル
図、第６図は本発明装置の一実施例の詳細構成
図、第７図は本発明装置の効果測定系統図、第８
図ａ及びｂは干渉波補償効果測定例、第９図ａ〜
ｄは干渉波補償によるPSK波の符号誤り率改善特
性の測定結果、第１０図は希望波と干渉波が同一
チヤネルで混在するときの干渉波補償効果を示す
スペクトルの測定例、第１１図は低周波信号振幅
対抑圧比特性、第１２図ａ〜ｄは実際の伝ぱん路
における干渉波補償効果の測定例、第１３図は本
発明に用いる振幅位相制御回路の他の一例であつ
て平衡変調器またはミクサを用いる場合の構成
図、第１４図は本発明に用いる振幅位相制御回路
のさらに他の一例であつて、可変減衰器（または
増幅器）および可変移相器を使用した場合の構成
図、第１５図は、本発明装置の他の一実施例の構
成図である。 １……主アンテナ、２……補助アンテナ、３…
…振幅位相制御回路、４……合成器、５……相関
検出器、６ａ，６ｂ……電圧積算器、７……低周
波発振器、８ａ，８ｂ……加算器、９……増幅
器、１０……包絡線検波器、１１……増幅器、１
２……90゜移相器、１３ａ，１３ｂ……位相検波
器、１４ａ，１４ｂ……直流増幅器、１５……干
渉波補償出力、１６……入力端子、１７……信号
分岐回路、１８ａ，１８ｂ，１８ｃ，１８ｄ……
固定移相器、１９ａ，１９ｂ，１９ｃ，１９ｄ…
…PINダイオード減衰器、２０……信号合成器、
２１ａ，２１ｂ……制御信号入力端子、２２……
出力端子、２３……主アンテナ系入力端子、２４
……補助アンテナ系入力端子、２５……干渉波補
償信号出力端子、２６……分岐回路、２７……周
波数変換器、２８……減衰器、２９……干渉波発
振器、３０……掃引発振器、３１……合成回路、
３２……減衰器、３３……分岐回路、３４……振
幅または位相変調器、３５ａ，３５ｂ……減衰
器、３６ａ，３６ｂ……増幅器、３７……干渉波
補償装置、３８……干渉波補償出力、３９……信
号分岐回路、４０ａ，４０ｂ……平衡変調器また
はミクサ、４１……90゜移相器、４２……信号合
成器、４３……可変移相器、４４……可変減衰器
または増幅器、４５……信号変換回路、４６ａ，
４６ｂ……自乗回路、４７……和回路、４８ａ，
４８ｂ……増幅器、４９……電力検出回路、５０
……整流器、５１……掛け算器。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ 干渉波を含む第一の入力信号を入力する第一
    の入力手段と、主波と干渉波を含む第二の入力信
    号を入力する第二の入力手段と、第一及び第二の
    制御信号に基づいて該第一の制御信号をその実数
    成分及び該第二の制御信号をその虚数成分とみな
    したときの複素制御信号の振幅成分に比例して前
    記第一の入力信号の振幅を調節し、かつ前記複素
    制御信号の位相成分に比例して前記第一の入力信
    号の位相を調節する振幅位相制御手段と、該振幅
    位相制御手段によつて振幅と位相を制御された第
    一の入力信号と前記第二の入力信号を合成する合
    成手段と、該合成手段によつて合成された合成信
    号の振幅変動分を検出する検出手段と、第一の低
    周波信号及びそれと直交する第二の低周波信号を
    発生する低周波発振手段と、前記合成信号の振幅
    変動分を前記第一及び第二の低周波信号により位
    相検波する各々第一及び第二の位相検波手段と、
    該第一及び第二の位相検波出力の直流分を取出す
    各々第一及び第二の低域ろ波手段と前記第一及び
    第二の位相検波出力の各直流分を積算する各々第
    一及び第二の電圧積算手段と、該第一の電圧積算
    手段によつて得られた第一の積算値と前記第一の
    低周波信号を合成して前記第一の制御信号とする
    第一の合成記と、前記第二の電圧積算手段によつ
    て得られた第二の積算値と前記第二の低周波信号
    を合成して前記第二の制御信号とする第二の合成
    器により構成されることを特徴とする干渉波補償
    装置。 ２ 干渉波を含む第一の入力信号と主波及び干渉
    波を含む第二の入力信号を入力し、前記第一の入
    力信号の大きさを検出する電力検出手段を具備
    し、また第一及び第二の制御信号に基づいて該第
    一の制御信号をその実数成分及び該第二の制御信
    号をその虚数成分とみなしたときの複素制御信号
    の振幅成分に比例して前記第一の入力信号の振幅
    を調節し、かつ前記複素制御信号の位相成分に比
    例して前記第一の入力信号の位相を調節する振幅
    位相制御手段と、該振幅位相制御手段によつて振
    幅と位相を制御された第一の入力信号と前記第二
    の入力信号を合成する合成手段と、該合成手段に
    よつて合成された合成信号の振幅変動分を検出す
    る検出手段と、第一の低周波信号及びそれと直交
    する第二の低周波信号を発生する低周波発振手段
    と、前記合成信号の振幅変動分を前記第一及び第
    二の低周波信号により位相検波する各々第一及び
    第二の位相検波手段と、該第一及び第二の位相検
    波出力の直流分を取り出す各々第一及び第二の低
    域ろ波手段と、前記第一及び第二の位相検波出力
    の各直流分を積算する各々第一及び第二の電圧積
    算手段と、第一の電圧積算手段によつて得られた
    第一の積算値と前記第一の低周波信号を合成して
    前記第一の制御信号とする第一の合成器と、前記
    第二の電圧積算手段によつて得られた第二の積算
    値と前記第二の低周波信号を合成して前記第二の
    制御信号とする第二の合成器により構成される制
    御ループを備え、前記電力検出出力に応じて前記
    制御ループの利得を適切に制御することを特徴と
    する干渉波補償装置。 ３ 干渉波を含む第一の入力信号を入力する第一
    の入力手段と、主波と干渉波を含む第二の入力信
    号を入力する第二の入力手段と、第一の及び第二
    の制御信号に基づいて該第一の制御信号をその実
    数成分及び該第二の制御信号をその虚数成分とみ
    なしたときの複素制御信号の振幅成分に比例して
    前記第一の入力信号の振幅を調節し、かつ前記複
    素制御信号の位相成分に比例して前記第一の入力
    信号の位相を調節する振幅位相制御手段と、該振
    幅位相制御手段によつて振幅と位相を制御された
    第一の入力信号と前記第二の入力信号を合成する
    合成手段と、該合成手段によつて合成された合成
    信号の振幅変動分を検出する検出手段と、第一の
    低周波信号及びそれと直交する第二の低周波信号
    を発生する低周波発振手段と、前記合成信号の振
    幅変動分を前記第一及び第二の低周波信号により
    位相検波する各々第一及び第二の位相検波手段
    と、該第一及び第二の位相検波出力の直流分を取
    出す各々第一及び第二の低域ろ波手段と前記第一
    及び第二の位相検波出力の各直流分を積算する
    各々第一及び第二の電圧積算手段と、第一のレベ
    ル調節手段によりレベル調節された前記第一の低
    周波信号と前記第一の積算値とを合成して前記第
    一の制御信号とする第一の合成器と、第二のレベ
    ル調節手段によりレベル調節された前記第二の低
    周波信号と前記第二の積算値とを合成して前記第
    二の制御信号とする第二の合成器と、前記第二の
    位相検波出力を二乗する第一の二乗回路と、前記
    第二の位相検波出力を二乗する第二の二乗回路
    と、該第一及び第二の二乗回路の出力を合成して
    前記第一及び第二のレベル調節手段を制御する合
    成器により構成さることを特徴とする干渉波補償
    装置。 ４ 干渉波を含む第一の入力信号と主波及び干渉
    波を含む第二の入力信号を入力し、前記第一の入
    力信号の大きさを検出する電力検出手段を具備
    し、また第一及び第二の制御信号に基づいて該第
    一の制御信号をその実数成分及び該第二の制御信
    号をその虚数成分とみなしたときの複素制御信号
    の振幅成分に比例して前記第一の入力信号の振幅
    を調節し、かつ前記複素制御信号の位相成分に比
    例して前記第一の入力信号の位相を調節する振幅
    位相制御手段と、該振幅位相制御手段によつて振
    幅と位相を制御された第一の入力信号と前記第二
    の入力信号を合成する合成手段と、該合成手段に
    よつて合成された合成信号の振幅変動分を検出す
    る検出手段と、第一の低周波信号及びそれと直交
    する第二の低周波信号を発生する低周波発振手段
    と、前記合成信号の振幅変動分を前記第一及び第
    二の低周波信号により位相検波する各々第一及び
    第二の位相検波手段と、該第一及び第二の位相検
    波出力の直流分を取り出す各々第一及び第二の低
    域ろ波手段と、前記第一及び第二の位相検波出力
    の各直流分を積算する各々第一及び第二の電圧積
    算手段と、第一のレベル調節手段によりレベル調
    節された前記第一の低周波信号と前記第一の積算
    値とを合成して前記第一の制御信号とする第一の
    合成器と、第二のレベル調節手段によりレベル調
    節された前記第二の低周波信号と前記第二の積算
    値とを合成して前記第二の制御信号とする第二の
    合成器により構成される制御ループを備え、さら
    に前記第一の位相検波出力を二乗する第一の二乗
    回路と、前記第二の位相検波出力を二乗する第二
    の二乗回路と、該第一及び第二の二乗回路の出力
    を合成して前記第一及び第二のレベル調節手段を
    制御する第三の合成器と、前記第一または第二の
    レベル調節手段の出力を整流する整流手段により
    構成され、前記電力検出出力及び／または整流出
    力に応じて前記制御ループの利得を適切に制御す
    ることを特徴とする干渉波補償装置。
JP55175248A 1980-03-28 1980-12-13 Interference wave compensating device Granted JPS5799831A (en)

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