JPS6215907A - 電子走査アンテナ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、角度追尾レーダから、航空機、飛しよう体あ
るいは車両などの目標に電波を照射し、それらの目標か
ら反射してくる電波を媒体として目標の角度を追尾する
モノパルスレーダにおいて、アンテナのビーム駆動を機
械を用いたサーボ装置ではなく電子的な方法によって実
現した電子走査アンテナに関する。

（従来の技術） 第３図の従来例を用いてこれまでの電子走査形のモノパ
ルスアンテナの問題点について述べる。

図において、第１受信信号７１は第１アンテナ７４にお
いて受信されて、ｐＪ１アンテナ出カフ５になり、第１
移相器７８において、位相発生器１６の出力である第１
位相発生器出力１７の信号に応じた位相量が変化して第
１移相器出カフ９になりモノパルス比較器１２に入力さ
れる。

第２受信信号７３はＰｔ５２アンテナ７６において受信
され第２アンテナ出カフ７になりＰｔ＆２移相器１０に
おいて第２位相発生器出力１９の信号に応じた位相量が
変化して第２移相器出力１１になりモノパルス比較器１
２に入力される。

モノパルス比較器１２では第１移相器出カフ９とｔｊＩ
Ｊ２移相器出力１１との和と差が演算されてモノパルス
和出力１３及びモノパルス差出力１５が得られる。

ここで、第１アンテナ出カフ　５（Ｕ、）、１２アンテ
ナ出カフ７（Ｕ２）を次のように定める。

Ｕ、　＝　ｓｉｎωｔ　　　　　　　　　　　・（ＢＵ
２　＝　ｓｉｎωｔ　　　　　　　　　　　”（２）第
１移相器出カフ９（Ｖ、）及び第２移相器出力１１（Ｖ
２）には次の信号がそれぞれ出力する。

Ｖ＋　＝　ｓｉｎ（ωｔ＋ρ）　　　　　　　　・（３
）Ｖ２＝　ｓｉｎ（ωを一ρ）　　　　　　　・・・（
４）ただし、ρはそれぞれの移相器の位相量である。

そして、第１移相器出カフ９（Ｖ、）及びｆｊｔＪ２移
相器出力１１（Ｖ２）の和及び差をとることにより目標
の位置（角度）を求めるが、この種の移相器は平面回路
の経路長をダイオードスイッチなどによって変更する構
成であり、例えば波長３センチで０．１度の位相差を実
現しようとすると３７３６０　ミリメートルの経路長の
変更に相当し、実現は極めて困難である。従って第１移
相器７８及び第２移相器１０の位相分解能がこれまでの
ものは大きすぎるために滑らかなアンテナビームの動き
は困難である。

また、量子化誤差を小さくする目的からアンテナモジュ
ールを数十個から数百側も使用してモノパルスアンテナ
を構成したのでは、極めて高価なアンテナとなってしま
う。

（発明が解決しようとする問題点） ところで、従来の角度追尾レーダには、大別してアンテ
ナビームを機械的に駆動する方法と電子的に駆動する方
法とがある。

機械的にアンテナビームを駆動するためには機械的なサ
ーボ装置によってアンテナビームを駆動することから、
小型軽量化及び高速のアンテナビーム駆動が困難である
。

他方、電子的にアンテナビームを駆動する技術はすでに
使われているが、ディジタル計算器による位相切り替え
方式（例えば第３図で説明したもの）であるため、アン
テナビームの動きに量子化誤差があり、機械式サーボ装
置のように滑らかな動きは困難である。

小型レーダ装置を搭載した誘導弾を比例航法により、目
標に向かって安定に飛しようさせるためには、弾体に動
揺（振動）があっても、アンテナビームだけは常に目標
に向いているという、空間安定化性能が必要である。こ
のような飛しよう体に搭載されるレーダ装置に電子走査
アンテナを用いると、これまでは量子化誤差のために空
間安定化性能が劣化し、飛しよう体が不安定気味になる
ことから、高速にアンテナビームを駆動することのでき
る量子化誤差のない電子走査アンテナが要望されている
。

（問題点を解決するための手段） 本発明は、上記の点に鑑み、高速にアンテナビームを駆
動することが可能でしかも量子化誤差のない電子走査ア
ンテナ提供しようとするものである。

本発明では、複数のアンテナにより組み構成される電子
走査アンテナにおいて、１つのアンテナにより受信した
信号を基準信号を用いて混合器において混合したときに
得られる周波の和の項と差の項との２個の信号に分岐し
て、分岐した一方の信号に外部からの角度（θ）の正弦
信号によって掛算器あるいは変調器により掛算をし、前
記分岐した他方の信号に前記角度（θ）の余弦信号によ
って掛算器あるいは変調器により掛算をし、同一の周波
数にし再び前記分岐した２つの信号を加算する１個のモ
ジュール（基本構成単位）を構成し、当該モジュールの
出力信号と他の対になるモジュールの出力信号との位相
関係が一軸（例えば方位方向もしくは高低角方向）で考
えるときにはｓｉｎ（ωを一φ＋θ）とｓｉｎ（ωｔ＋
φ−θ）（ただし、ωは受信信号の角周波数、２φは受
信信号間の位相差） の関係になっている場合の両出力信号の和を作ることに
よってアンテナの指向角を駆動するようにしており、こ
れにより上記問題点を解決している。

また、モノパルス電子走査アンテナを構成する場合には
、前記モジュールの出力信号と他の対になるモジュール
の出力信号の和及び差をモノパルス比較器において演算
することによってアンテナの指向角と目標からの電波の
方向との角度差を検知するように構成する。

（作用） 第１図の実施例を説明するに先立って、第２図の説明図
を使いながら本発明の詳細な説明をする。

第２図のように目標からの電波の角度はα（度）だけア
ンテナの中心軸Ａからずれており、一方、アンテナビー
ムの中心はβ（度）だけずれている。使用する電波の角
周波数をω（ラジアン／秒）とすると、第１アンテナ７
４にはｆｊＩＪ１受信信号７１が受信され、次式で示さ
れる第１アンテナ出カフ５（Ｘ７５）になる。

Ｘ７ｓ　＝　ｓｉｎ（ωｔ−φ）　　　　　　　　−（
５）第２アンテナ７６には次の！＠２受信信号７３が受
信され、次式で示される第２アンテナ出カフ７（Ｘ７７
）になる。

Ｘ７７　＝　ｓｉｎ（ωｔ＋φ）　　　　　　　　−（
６）ただし式（５Ｌ（６）の位相差２φは電波の到来方
向が２つのアンテナの中心方向からずれていることによ
って起こる２つのアンテナへの到達時間差に相当する位
相差である。

第２図に示しであるように２個のアンテナ間の距離なｄ
、使用する電波の波長を入及び電波の７ンテナ７４．７
６への到来角をαとすると＾ の関係が成立する。

式（５）のアンテナ出カフ５は第１図の構成において基
準信号６５（Ｘ６５）とともに！＠１混合器２０におい
て混合されて混合器出力２１（Ｘ２１）になる。

Ｘ２１　　＝　ｓｉｎ（ωｈｔ−φ）　＋　ｓｉｎ（ω
１１−φ）・・・（７） ただし、 である。

第１・９０度ハイブリッド第１出力５１ａ（Ｘｓｌａ）
及び位相反転器出力４５　（Ｘ４Ｓ）はそれぞれ次のよ
うになる。

Ｘ５．ａ　”　ｃｏｓ（ωｈｔ−φ）　　　　　　　・
（９）Ｘ＜ｓ　　”　　Ｓ！ｎθｃｏｓωｒ　　　　　
　　　　　　　　　・・・（１０）第１掛算器出力２５
（Ｘ２Ｓ）は次のようになる。

Ｘ２Ｓ　＝　ｓｉｎθｃｏｓ（ωを一φ）　　　　　・
（１１）同様に第３掛算器出力５５（Ｘｓｓ）は次のよ
うになる。

Ｘｓｓ　＝ＣＯ５θｓｉｎ（ωｔ−φ）　　　　−（１
２）従って、同一の周波数になり、第１ハイブリツド出
力２９（Ｘ２９）は Ｘ　２９　＝　ｓｉｎ（ωを一φ＋θ）　　　　・（１
３）となる。

同様１こ、第２ハイブリツド出力３１（Ｘ３．）はＸ３
１　＝　ｓｉｎ（ωｔ＋φ−θ）　　　　−（１４）と
なる。

第１ハイブリツド出力２９（Ｘ２９）と第２ハイブリツ
ド出力３１（Ｘ、、）との間に２０のイ立相差があると
きには第２図から、式（６ａ）と同様にπｄ θ　＝　　　　ｓ　ｉ　ｎβ　　　　　　　・・・（１
４ａ）λ の関係が成立する。

モノパルス比較器１２の一方のモノパルス和出力１３（
Ｘ、３）は、ｆｊＳ１ハイブリッド出力２９（Ｘ　２．
）と第２ハイブリツド出力３１（Ｘ：１１）との和で作
られる。

Ｘ、：ｌ　＝　Ｘ２．＋　Ｘ、。

＝　　２ｃｏｓ（θ−φ）ｓｉｎωｔ　　　−（１５）
１　　　　　　　モノパルス比較器１２の他方の出力で
あるモノパルス差出力１５（Ｘ＋ｓ）は、第１ハイブリ
ツド出力２９（Ｘ２９）及び！＠２ハイブリッド出力３
１（Ｘ３．）をπ／２ラジアンだけ位相を遅らせて加算
することにより得られ、 Ｘ１５＝Ｘ２．−Ｘ３１ ＝　　２ｓｉｎ（θ−φ）ｓｉｎωｔ　　　・（１６）
となる。

従って、モノパルス和出力１３（Ｘ、、）を基準信号と
して、モノパルス差出力１５（Ｘ’ｓ）を同期検波する
と、 Ｚ　　””　　Ｘ１３ＸＩＳ　＝　　Ｋｓｉｎ（θ−φ
）−（１７）となる。ただし、□は一周期の平均であり
、Ｋは比例定数である。

これまでの式から角度信号発生器出力の大きさｃｏｓθ
及びｓｉｎθを可変にすることによりθ　＝　φ　　　
　　　　　　　　　　・・・（１８）を実現することが
でき、誤差角の検出機構として望ましいことを示してい
るので、電子走査形のモノパルスアンテナを構成できる
ことを示している。

（実施例） 以下、本発明に係る電子走査アンテナの実施例を図面に
従って説明する。

ｉ＄１図において、第１受信信号７１は第１７ンテナ７
４にて受信されて第１アンテナ出カフ５となり、第１混
合器２０にで基準信号発振器６４の出力である基準信号
６５とともに混合されて第１混合器出力２１になり、第
１・９０度ハイブリッド（分配・合成器）５０に入力さ
れる。混合器出力２１は第１・９０度ハイブリッド５０
で分配され、第１・９０度ハイブリッド第１出力５１ａ
及び第１・９０度ハイブリッド第２出力５１ｂになる。

第１・９０度ハイブリッド第１出力５１ａは第１ろ波器
８０に入力され、ユニでろ波さ八て第１ろ波器出力８１
になり、第１掛算器２４において位相反転器４４の出力
である位相反転器出力４５とともに掛算操作をされてｆ
ｊＳ１掛算器出力２５になり、第１ハイブリツド２８に
入力される。

第１・９０度ハイブリッド第２出力５１ｂは第３掛算器
５４に入力され第５掛算器４０の出力である第５掛算器
出力４１とともに掛算操作されて第３掛算器出力５５に
なり、第１掛算器出力２５とともに第１ハイブリツド２
８において加算されて第１ハイブリツド出力２９になる
。

第２受信信号７３は第２アンテナ７６にて受信されて第
２アンテナ出カフ７になり、第２混合器２２において基
準信号６５とともに混合されて第２混合器出力２３にな
り、第２・９０度ハイブリッド５２に入力され、第２・
９０度ハイブリッド第１出力５３ａ　（ｓｉｎ（ωＨｔ
＋φ））及び第２・９０度ハイブリッド第２出力５３ｂ
になる。第２ハイブリツドｆ５１出力５３ａは第２ろ波
器８２に入力され、ユニでろ波されて第２ろ波器出力８
３となり、ｆｊｌ、２掛算器２６において、ｔｊｌ、６
掛算器４２の出力である第６掛算器出力４３とともに掛
算操作をされて第２掛算器出力２７になり、第２ハイブ
リツド３０に入力される。

第２・９０度ハイブリッド第２出力５３ｂは第４掛算器
５６に入力され、第５掛算器出力４１とともに掛算操作
をされてｆｉＳ４掛キ器出力５７になり、第２ハイブリ
ツド３０において第２掛算器出力２７とともに加算され
て第２ハイブリツド出力３１になる。

そして、第１ハイブリツド出力２９及び第２ハイブリッ
に出力３１はモノパルス比較器１２に入力され和と差が
演算されて、モノパルス和出力１３及びモノパルス差出
力１５になる。

なお、基準信号６５と余弦信号３３　（ｃｏｓθ）とが
第５掛算器４０において掛算されてｆ５５掛算器出力４
１になり、基準信号６５と正弦信号３５（−ｓｉｎθ）
とが第６掛算器４２において掛算されて第６掛算器出力
４３になっている。

次に実施例の補足説明をする。

（ａ）　　第１図の実施例ではアンテナの数を２個で説
明したが、アンテナの数は２個以上あればよい。

アンテナビームを高低角及び方位角の２方向に自由に首
を振らすためのアンテナの数は４個以上あればよい。

（ｂ）　　第１図の実施例では２つのチャンネルが対称
の場合について説明したが、１チヤンネルはアンテナ出
力をそのままモノパルス比較器１２に入力する非対称の
構成としてもよい。

（ｃ）第１掛算器２４及び第２掛算器２６はマイクロ波
では、変調器によって構成されることが多い。

（ｄ）　　第１・９０度ハイブリッド５０と第１掛算器
２４の間に第１ろ波器８ｏを挿入したが、第１・９０度
ハイブリッドと第３掛算器５４の間に、同じ目的で挿入
してもよい。

（発明の効果） （、）　　本発明の電子走査アンテナでは、振幅（ｃｏ
ｓθｔｓｌｎθ）を変化させることによって位相を変化
させており、振幅はアナログ方式により極めて高い分解
能で変化させることができるので、ディジタル方式の位
相可変方式に比べてアンテナの動きは格段に滑らがであ
る。

（ｂ）　　ディジタル方式による位相を可変にする従来
ｖ装置は、細かくアンテナを勤がすために、移相器を構
成品の一部として含むモノニールを数十個から数百６の
多数の使用によってアンテナの角度分解能をあげていた
が、本発明によれば方位角及び高低角の２方向にアンテ
ナを勤がすときには４個あれば十分である。従って格段
に経済的である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る電子走査アンテナの実施例のブロ
ック線図、第２図は第１図の実施例を説明するための目
標からの信号とアンテナの指向角との関係を示す説明図
、第３図は電子走査モノパルスアンテナの従来例を示す
ブロック線図である。 １０・・・第２移相器、１１・・・第２移相器出力、１
２・・・モノパルス比較器、１３・・・モノパルス和出
力、１５・・・モノパルス差出力、１６・・・位相発生
器、１７・・・第１位相発生器出力、１つ・・・第２位
相発生器出力、２ｏ・・・第１混合器、２１・・・Ｐ５
１混合器出力、２２・・・第２混合器、２３・・・ｔｊ
Ｓ２混合器出力、２４・・・第１掛算器、２５・・・第
１掛算器出力、２６・・・第２掛算器、２７・・・第２
掛算器出力、２８・・・第１ハイブリツド、２９・・・
第１ハイブリツド出力、３０・・・第２ハイブリツド、
３１・・・第２ハイブリツド出力、３３・・・余弦角度
信号、３５・・・正弦角度信号、４０・・・ｔ５５掛ヰ
器、４１・・・第５掛算器出力、４２・・・第６掛算器
、４３・・・第６掛算器出力、４４・・・位相反転器、
４５・・・位相反転器出力、５０・・・第１・９０度ハ
イブリッド、５１ａ・・・第１・９０度ハイプリント第
１出力、５１ｂ・・・第１・９０度ハイブリッド第２出
力、５２・・・第２・９０度ハイブリッド、５３ａ・・
・第２・９０度ハイブリッド第１出力、５３ｂ・・・第
２・９０度ハイブリッド第２出力、５４・・・ＰｔｒＪ
３掛算器、５５・・・第３掛算器出力、５６・・・第４
掛算器、５７・・・第４掛算器出力、Ａ・・・アンテナ
基準軸、６４・・・基準信号発振器、６５・・・基準信
号、７１・・・ｌ：ＩＳ１受信信号、７３・・・第２受
信信号、７４・・・第１アンテナ、７５・・・第１アン
テナ出力、７６・・・第２アンテナ、７７・・・ＰＪ２
アンテナ出力、７８・・・第１移相器、７９・・・Ｐｔ
４ｉ移相器出力、８０・・・第１ろ波器、８１・・・第
１ろ波器出力、８２・・・第２ろ波器、８３・・・第２
ろ波器出力。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）複数のアンテナにより組み構成される電子走査ア
   ンテナにおいて、１つのアンテナにより受信した信号を
   基準信号を用いて混合器において混合したときに得られ
   る周波の和の項と差の項との２個の信号に分岐して、分
   岐した一方の信号に外部からの角度（θ）の正弦信号に
   よって掛算器あるいは変調器により掛算をし、前記分岐
   した他方の信号に前記角度（θ）の余弦信号によって掛
   算器あるいは変調器により掛算をし、同一の周波数にし
   再び前記分岐した２つの信号を加算する１個のモジュー
   ルを構成し、当該モジュールの出力信号と他の対になる
   モジュールの出力信号との位相関係が一軸で考えるとき
   には ｓｉｎ（ωｔ−φ＋θ）とｓｉｎ（ωｔ＋φ−θ）（た
   だし、ωは受信信号の角周波数、２φは受信信号間の位
   相差） の関係になっている場合の両出力信号の和を作ることに
   よってアンテナの指向角を駆動することを特徴とする電
   子走査アンテナ。
2. （２）複数のアンテナにより組み構成される電子走査ア
   ンテナにおいて、１つのアンテナにより受信した信号を
   基準信号を用いて混合器において混合したときに得られ
   る周波の和の項と差の項との２個の信号に分岐して、分
   岐した一方の信号に外部からの角度（θ）の正弦信号に
   よって掛算器あるいは変調器により掛算をし、前記分岐
   した他方の信号に前記角度（θ）の余弦信号によって掛
   算器あるいは変調器により掛算をし、同一の周波数にし
   再び前記分岐した２つの信号を加算する１個のモジュー
   ルを構成し、当該モジュールの出力信号と他の対になる
   モジュールの出力信号との間の位相関係が一軸で考える
   ときには ｓｉｎ（ωｔ−φ＋θ）とｓｉｎ（ωｔ＋φ−θ）（た
   だし、ωは受信信号の角周波数、２φは受信信号間の位
   相差） の関係になっている場合の両出力信号の和及び差をモノ
   パルス比較器において演算することによってアンテナの
   指向角と目標からの電波の方向との角度差を検知するこ
   とを特徴とするモノパルス電子走査アンテナ。