JPS6180920A - チユ−ナ入力整合回路 - Google Patents
チユ−ナ入力整合回路Info
- Publication number
- JPS6180920A JPS6180920A JP20156184A JP20156184A JPS6180920A JP S6180920 A JPS6180920 A JP S6180920A JP 20156184 A JP20156184 A JP 20156184A JP 20156184 A JP20156184 A JP 20156184A JP S6180920 A JPS6180920 A JP S6180920A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- tuner
- input
- buffer amplifier
- attenuator
- standing wave
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- Pending
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/18—Input circuits, e.g. for coupling to an antenna or a transmission line
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明は２反射損失を軽減したチューナに係り、特に
チューナが電源によって付勢されているか否かに拘らず
反射損失を軽減し得るチューナ入力整合回路に関する。
チューナが電源によって付勢されているか否かに拘らず
反射損失を軽減し得るチューナ入力整合回路に関する。
この発明では１例えば、第１図に示すように。
有送信号を双方向減衰器２１０を介した後に、更に帯域
フィルタを介してバッファ増幅器２３０ Ｋ印加する構
成とし、このバッファ増幅器２３０に対する電源の付勢
或は遮断に拘らず、電圧定在波比を所定値以下にして反
射損失による入力側への影響を防止する。
フィルタを介してバッファ増幅器２３０ Ｋ印加する構
成とし、このバッファ増幅器２３０に対する電源の付勢
或は遮断に拘らず、電圧定在波比を所定値以下にして反
射損失による入力側への影響を防止する。
チューナは、伝送信号に対し搬送波を選択抽出し、所定
の放送波を選択する。このためチューナの入力端子側か
ら伝送系を見たインピーダンスとチューナ自身の入力イ
ンピーダンスの整合がとれていないとチューナ自体が不
要波であるスプリアスを発生し２周波数変換に供する混
合回路の周波数変換作用に影響を及ぼすだけでなく、伝
送系の不整合により整合損失が発生する。また、不整合
による反射波は、ＣＡＴＶＫ代表される有線伝送系の場
合、他の受信機に影響を及ぼすことになるので、チュー
ナの入力整合は他の機器乃至回路に影響を防止する上か
らも十分考慮する必要がある。
の放送波を選択する。このためチューナの入力端子側か
ら伝送系を見たインピーダンスとチューナ自身の入力イ
ンピーダンスの整合がとれていないとチューナ自体が不
要波であるスプリアスを発生し２周波数変換に供する混
合回路の周波数変換作用に影響を及ぼすだけでなく、伝
送系の不整合により整合損失が発生する。また、不整合
による反射波は、ＣＡＴＶＫ代表される有線伝送系の場
合、他の受信機に影響を及ぼすことになるので、チュー
ナの入力整合は他の機器乃至回路に影響を防止する上か
らも十分考慮する必要がある。
第２図は、ＣＡＴＶに用いられるアップダウンチ為−す
の回路の一例を示す。ＣＡＴＶでは伝送チャンネル数が
多く２周波数変換の変換比の問題上、−担保送信号を高
域周波数に変換した後、所定の低域周波数に周波数変換
する所謂アップダウンチューナが用いられる。第２図に
おいて入力端子ＩＮに入った多チャンネル信号は、入力
フィルタ１を介して第１混合器２に加えられる。第１混
合器２には、グリスケーラ３によって規定された分周比
に応じた周波数に制御電圧Ｖｔで発振周波数が定まる第
１局部発振回路４の出力が印加されおり、入力信号を高
域周波数ｆＨに周波数変換する。第１の混合器２の出力
信号はフィルタ５を介し第２混合器６に加えられる。第
２の混合器６には第２局部発振器回路７の発振出力が加
えられており、第２混合器６の出力には上記高域周波数
ｆＨＫ変換されている信号を所定の低周波数に周波数変
換する。
の回路の一例を示す。ＣＡＴＶでは伝送チャンネル数が
多く２周波数変換の変換比の問題上、−担保送信号を高
域周波数に変換した後、所定の低域周波数に周波数変換
する所謂アップダウンチューナが用いられる。第２図に
おいて入力端子ＩＮに入った多チャンネル信号は、入力
フィルタ１を介して第１混合器２に加えられる。第１混
合器２には、グリスケーラ３によって規定された分周比
に応じた周波数に制御電圧Ｖｔで発振周波数が定まる第
１局部発振回路４の出力が印加されおり、入力信号を高
域周波数ｆＨに周波数変換する。第１の混合器２の出力
信号はフィルタ５を介し第２混合器６に加えられる。第
２の混合器６には第２局部発振器回路７の発振出力が加
えられており、第２混合器６の出力には上記高域周波数
ｆＨＫ変換されている信号を所定の低周波数に周波数変
換する。
このよ５Ｋして得られた信号は出力回路８を介し出力端
子０ＵＴＫ導出され所定の信号が抽出される。
子０ＵＴＫ導出され所定の信号が抽出される。
また、ＣＡＴＶでは、第３図に示すようにセンター１０
からの多チャンネル信号はケーブル１１を介して、−担
分配器１２に加えられてここで信号が分岐され各加入者
Ｔｘ、 Ｔ２．・・・・ＴＩにケーブルＣ１，Ｃ２，・
・・・Ｃｘを介して分配される。そして各端末は上記第
２図に示すアップダクンチェーナを有し、これにより選
局を行なうが、伝送系と上記チューナとの整合が適正に
行なわれていないと、該当チューナは不整合による不要
反射信号を他の加入者或は幹線ケーブルに与えることに
なり、伝送系に対するＣ／Ｎを劣化させる臂 原因となる。
からの多チャンネル信号はケーブル１１を介して、−担
分配器１２に加えられてここで信号が分岐され各加入者
Ｔｘ、 Ｔ２．・・・・ＴＩにケーブルＣ１，Ｃ２，・
・・・Ｃｘを介して分配される。そして各端末は上記第
２図に示すアップダクンチェーナを有し、これにより選
局を行なうが、伝送系と上記チューナとの整合が適正に
行なわれていないと、該当チューナは不整合による不要
反射信号を他の加入者或は幹線ケーブルに与えることに
なり、伝送系に対するＣ／Ｎを劣化させる臂 原因となる。
このように、チューナ自体のＳ／Ｎの劣化を防止し、か
つ他のチューナに対する影響及び伝送系のＣ／Ｈの劣化
を抑止する面からもチューナの反射波の発生を抑圧し定
在波比を所定値に設定する必要がある。
つ他のチューナに対する影響及び伝送系のＣ／Ｈの劣化
を抑止する面からもチューナの反射波の発生を抑圧し定
在波比を所定値に設定する必要がある。
この発明は、上記の点に鑑みてなされたものであり、チ
ューナ自体のＳ／Ｎの劣化を防止し。
ューナ自体のＳ／Ｎの劣化を防止し。
かつ反射損失によって他の伝送系に対し、チューナが付
勢されていると否かに拘らずＣ／Ｎの劣化を及ぼすこと
を防ぎ得るチューナ入力整合回路を提供することを目的
とする。
勢されていると否かに拘らずＣ／Ｎの劣化を及ぼすこと
を防ぎ得るチューナ入力整合回路を提供することを目的
とする。
以下、この発明の実施例を図面を参照して説明する。
第４図は、この発明に係るチューナ入力整合回路の一実
施例を示す回路図であり、端子２０は入力端子であり、
伝送系からの信号が加えられる端子である。この入力端
子２０に入力された信号は２反射損失を防ぐために供す
る抵抗回路網からなる減衰器２１．及び帯域通過特性を
規定する帯域通過フィルタ２２を介してバッファ増幅器
２３を介して出力端子２４に導出される。この出力端子
２４に導出された信号は２次段の入力同調回路（図示せ
ず。）に加えられる。
施例を示す回路図であり、端子２０は入力端子であり、
伝送系からの信号が加えられる端子である。この入力端
子２０に入力された信号は２反射損失を防ぐために供す
る抵抗回路網からなる減衰器２１．及び帯域通過特性を
規定する帯域通過フィルタ２２を介してバッファ増幅器
２３を介して出力端子２４に導出される。この出力端子
２４に導出された信号は２次段の入力同調回路（図示せ
ず。）に加えられる。
なお、バッファ増幅器２３は電源端子＋ＢＫよって付勢
されるが、付勢時においてはトランジスタＱｌ、Ｑ２に
よるカスケード増幅器によって帯域通過フィルタ２２と
後段の入力同調回路側とのインピダ／ス整合がなされる
が、電源を遮断した場合には上記帯域通過フィルタ２２
の出力側には抵抗Ｒ６，Ｒ９，Ｒｘｏ 、 コンデン
サＣ４，Ｃフ、 Ｃａによる受動回路が接続されたこと
になり電源付勢時と電源遮断時とでは上記帯域通過フィ
ルタ２２の出力側につながるインピーダンスが異なる。
されるが、付勢時においてはトランジスタＱｌ、Ｑ２に
よるカスケード増幅器によって帯域通過フィルタ２２と
後段の入力同調回路側とのインピダ／ス整合がなされる
が、電源を遮断した場合には上記帯域通過フィルタ２２
の出力側には抵抗Ｒ６，Ｒ９，Ｒｘｏ 、 コンデン
サＣ４，Ｃフ、 Ｃａによる受動回路が接続されたこと
になり電源付勢時と電源遮断時とでは上記帯域通過フィ
ルタ２２の出力側につながるインピーダンスが異なる。
即ち、チューナ゛の電源を付勢したときと遮断したとき
とで上記帯域通過フィルタの入力側で見た反射損失が異
なる。このため、チューナの電源付勢時に、チューナの
反射損失が抑えられていても電源を遮断した場合には、
上記のようにバッファ増幅器２３０入力インピーダンス
が異なり反射損失は劣化する問題が発生する。
とで上記帯域通過フィルタの入力側で見た反射損失が異
なる。このため、チューナの電源付勢時に、チューナの
反射損失が抑えられていても電源を遮断した場合には、
上記のようにバッファ増幅器２３０入力インピーダンス
が異なり反射損失は劣化する問題が発生する。
この反射損失の劣化は、上述のようにＣＡＴＶのチュー
ナのような場合２分岐線を介して他の加入者のチューナ
に対して妨害を与え、更には幹線系にも影響を及ぼすこ
とになる。
ナのような場合２分岐線を介して他の加入者のチューナ
に対して妨害を与え、更には幹線系にも影響を及ぼすこ
とになる。
いま、チューナに信号を給電するケーブルの特性インピ
ーダンスをＺｏ、チューナの入力インピーダンスをＺＬ
としたときＺＯ＝ＺＬの関係があるときに整合状態とな
るが、一般にその度合は電圧定在波比（ＶＳＷＲ）で示
される。給電線から入る進行波をＶｉとすると、これが
負荷であるチューナに到達したとき負荷点で反射波Ｖｒ
が生ずる場合２両波の干渉により給電線に定在波が発生
するが、整合の状態を表わすパラメータとして、上記定
在波の最大値と最小値の比をとった値がある。この値は
次のような式で与えられる。
ーダンスをＺｏ、チューナの入力インピーダンスをＺＬ
としたときＺＯ＝ＺＬの関係があるときに整合状態とな
るが、一般にその度合は電圧定在波比（ＶＳＷＲ）で示
される。給電線から入る進行波をＶｉとすると、これが
負荷であるチューナに到達したとき負荷点で反射波Ｖｒ
が生ずる場合２両波の干渉により給電線に定在波が発生
するが、整合の状態を表わすパラメータとして、上記定
在波の最大値と最小値の比をとった値がある。この値は
次のような式で与えられる。
ｆｆ１ｌ−ｆｆｒｌ １−ＩＲｖｌ
ただしｒ Ｒｖ ＝（ＺＬ ＺＯ）／（ＺＬ ＋
ＺＯ）上記定在波比が１のときは完全に整合をとれてい
る状態であり１反射波による定在波は発生しない。従っ
て、定在波は１であることが理想であるが、実用上、Ｖ
ＨＦ帯で２以下、ＵＨＦ帯では３以下であることが望ま
しいとされている。
ＺＯ）上記定在波比が１のときは完全に整合をとれてい
る状態であり１反射波による定在波は発生しない。従っ
て、定在波は１であることが理想であるが、実用上、Ｖ
ＨＦ帯で２以下、ＵＨＦ帯では３以下であることが望ま
しいとされている。
この発明の前提となっている従来のチューナでは、第５
図に示すような周波数特性及び定在波比特性を有し、受
信周波数に対しては減衰量が少なく（第５図（ａ）受信
周波数の特定は一応はなされて受信周波数帯域に対する
雑音指数ＮＦは保たれているものの、定在波比について
は受信帯域以外の周波数帯については極端に悪化してい
る。この定在波比の劣化は上述したようにケーブルを弁
して接続されている他のチューナに影響を及ぼし、特に
ＣＡＴＶでの双方向通信等におけるＰＣＭデータの送受
信の誤動作にも関係する。
図に示すような周波数特性及び定在波比特性を有し、受
信周波数に対しては減衰量が少なく（第５図（ａ）受信
周波数の特定は一応はなされて受信周波数帯域に対する
雑音指数ＮＦは保たれているものの、定在波比について
は受信帯域以外の周波数帯については極端に悪化してい
る。この定在波比の劣化は上述したようにケーブルを弁
して接続されている他のチューナに影響を及ぼし、特に
ＣＡＴＶでの双方向通信等におけるＰＣＭデータの送受
信の誤動作にも関係する。
つまり２反射損失による影響を防止するについては２反
射波絶対値のみの減衰だけでなく雑音指数ＮＦの劣化に
ついてもチューナの電源付勢、遮断の両者の場合につい
て考える必要がある。
射波絶対値のみの減衰だけでなく雑音指数ＮＦの劣化に
ついてもチューナの電源付勢、遮断の両者の場合につい
て考える必要がある。
上記第４図に示したこの発明に係るチューナ入力整合回
路では、先ず、抵抗Ｒ１，’Ｒ，２，Ｒ，Ｓからなる減
衰器２１によって反射波として給電線側に伝わる反射の
絶対値を小さくする。この場合。
路では、先ず、抵抗Ｒ１，’Ｒ，２，Ｒ，Ｓからなる減
衰器２１によって反射波として給電線側に伝わる反射の
絶対値を小さくする。この場合。
記
反射波を減衰するという意味からは、上述減衰器２１に
より反射波自体の減衰はなされるが、入力波からみれば
、入力信号が減衰されることにより雑音指数ＮＦは劣化
する。この入力波に対する減衰量に対する補償は後段の
バッファ増幅器２３の増幅作用によってなされ出力端２
４では入力波に対してＮＦの改善された信号を得る。
より反射波自体の減衰はなされるが、入力波からみれば
、入力信号が減衰されることにより雑音指数ＮＦは劣化
する。この入力波に対する減衰量に対する補償は後段の
バッファ増幅器２３の増幅作用によってなされ出力端２
４では入力波に対してＮＦの改善された信号を得る。
このＮＦの改善は、バッファ増幅器２２による入力信号
に対する帯域制限を行ない、更にバッファ増幅器２３で
帰還増幅することによる。
に対する帯域制限を行ない、更にバッファ増幅器２３で
帰還増幅することによる。
第６図は、上記減衰器２１の減衰量と定在波比。
雑音指数ＮＦとの関係を示す特性図であり１図中、実線
は第４図に示した入力整合回路３０の特性を示し、破線
は特性比較のため同図の回路からバッファ増幅器２３を
除いた場合の特性を示す。
は第４図に示した入力整合回路３０の特性を示し、破線
は特性比較のため同図の回路からバッファ増幅器２３を
除いた場合の特性を示す。
同図から判るように、バッファ増幅器２３を除いた場合
、上記減衰器２１による減衰量を増やすと減衰量の増加
にともない雑音指数（ＮＦ）は悪くなり（第６図中特性
曲線Ｌ）、また定在波比（ｖｓｗＲ）は減衰量が少ない
場合に比べると良（なっている第６図特性曲線Ｎｌ）。
、上記減衰器２１による減衰量を増やすと減衰量の増加
にともない雑音指数（ＮＦ）は悪くなり（第６図中特性
曲線Ｌ）、また定在波比（ｖｓｗＲ）は減衰量が少ない
場合に比べると良（なっている第６図特性曲線Ｎｌ）。
これに対してバッファ回路２３を備えた第４図に示すチ
ューナ入力整合回路３０にあっては雑音指数（ＮＦ）は
帯域通過フィルタ２２及び上記ノくツファ増幅器２３に
よって改善され第６図中に実線触で示すよ５に改善され
る。この場合、受信周波数帯域信号は一担減衰器２１で
減衰されるが。
ューナ入力整合回路３０にあっては雑音指数（ＮＦ）は
帯域通過フィルタ２２及び上記ノくツファ増幅器２３に
よって改善され第６図中に実線触で示すよ５に改善され
る。この場合、受信周波数帯域信号は一担減衰器２１で
減衰されるが。
このうち帯域通過フィルタ２２によりて不要帯域に対し
て 信号が除かれてバッファ増幅器２３側に信号が与え
られるので雑音指数Ａ２は、破線示したときに比べて改
善される。定在波比に、ついては１反射損失の原因であ
る反射を上記減衰器２１によって減衰できるので、第６
図中の特性曲線Ｎ２に示すように定在波比を小さくする
ことができる。
て 信号が除かれてバッファ増幅器２３側に信号が与え
られるので雑音指数Ａ２は、破線示したときに比べて改
善される。定在波比に、ついては１反射損失の原因であ
る反射を上記減衰器２１によって減衰できるので、第６
図中の特性曲線Ｎ２に示すように定在波比を小さくする
ことができる。
また、上記第４図に示すチューナ入力整合回路において
はチューナ入力整合回路３０を付勢する電源の状態によ
らず定在波比を低い値にし得るが、その実測特性を第７
図に示す。図中破線は電源を付勢したとき、実線は電源
を遮断したときの特性を示す。同図（ａ）は、従来のチ
ューナ回路の周波数一定在波比特性を示す特性図であり
電源の付勢、遮断に拘らず定在波比を２以下に抑えるこ
とをはなし得ていない。これに対し第７図（ｂ）は、上
記第４図によるチューナ入力整合回路の電源を付勢した
場合と遮断した場合の特性を示す。同図から判るよ５に
、電源の付勢、遮断に拘らず定在波比は２以下に抑える
１□ ことができ反射損失を防ぐことができる。
はチューナ入力整合回路３０を付勢する電源の状態によ
らず定在波比を低い値にし得るが、その実測特性を第７
図に示す。図中破線は電源を付勢したとき、実線は電源
を遮断したときの特性を示す。同図（ａ）は、従来のチ
ューナ回路の周波数一定在波比特性を示す特性図であり
電源の付勢、遮断に拘らず定在波比を２以下に抑えるこ
とをはなし得ていない。これに対し第７図（ｂ）は、上
記第４図によるチューナ入力整合回路の電源を付勢した
場合と遮断した場合の特性を示す。同図から判るよ５に
、電源の付勢、遮断に拘らず定在波比は２以下に抑える
１□ ことができ反射損失を防ぐことができる。
以上述べたように、この発明によれば、チューナの反射
損失をチューナの電源の付勢或は遮断に拘らず劣化させ
ず、かつ雑音指数についての劣化を防ぎ得るチューナ入
力整合回路を提供し得るものである。
損失をチューナの電源の付勢或は遮断に拘らず劣化させ
ず、かつ雑音指数についての劣化を防ぎ得るチューナ入
力整合回路を提供し得るものである。
また、この発明に係るチューナ入力整合回路は、ＣＡＴ
Ｖ等の有線伝送によるものに限られず１通常のチューナ
にも適用し得る。
Ｖ等の有線伝送によるものに限られず１通常のチューナ
にも適用し得る。
第１図はこの発明の概要を示す回路図、第２図回路ブロ
ック図、第４図はこの発明に係るチューナ入力整合回路
の一実施例を示す回路図、第５図。 第６図、及び第７図は第４図の特性を説明するに供する
特性図である。 ２１・・・・・・減衰器、２２・・・・・・帯域通過フ
ィルタ。 ２３・・・・・・バッファ増幅器。 −）Ｂ−−・−・・バイアス電源。 代理人弁理士 則 近 憲 佑 岬 第１図 第２図
ック図、第４図はこの発明に係るチューナ入力整合回路
の一実施例を示す回路図、第５図。 第６図、及び第７図は第４図の特性を説明するに供する
特性図である。 ２１・・・・・・減衰器、２２・・・・・・帯域通過フ
ィルタ。 ２３・・・・・・バッファ増幅器。 −）Ｂ−−・−・・バイアス電源。 代理人弁理士 則 近 憲 佑 岬 第１図 第２図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 伝送信号が入力される入力端子と、 この入力端子に接続された双方向性減衰器と、この減衰
器の出力端に接続された帯域フィルタと、 この帯域フィルタの出力と入力とし、前記帯域フィルタ
と後段回路との整合動作をするとともに前記帯域フィル
タの出力を増幅し、バイアス電源が遮断された際に入力
インピーダンスを定在波比が所定値以下になるように設
定したバッファ増幅器とを少なくとも具備し、 前記バイアス電源の付勢の有無に拘らず定在波比を所定
の値以下とし、伝送系に対する不要反射信号による影響
を抑止したことを特徴とするチューナの入力整合回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20156184A JPS6180920A (ja) | 1984-09-28 | 1984-09-28 | チユ−ナ入力整合回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20156184A JPS6180920A (ja) | 1984-09-28 | 1984-09-28 | チユ−ナ入力整合回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6180920A true JPS6180920A (ja) | 1986-04-24 |
Family
ID=16443091
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20156184A Pending JPS6180920A (ja) | 1984-09-28 | 1984-09-28 | チユ−ナ入力整合回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6180920A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04135848U (ja) * | 1991-06-11 | 1992-12-17 | 株式会社豊田自動織機製作所 | トーイングトラクタの輪止め格納装置 |
| EP0823779A2 (en) * | 1996-08-09 | 1998-02-11 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | High-frequency amplifier |
| JP6498373B1 (ja) * | 2018-09-07 | 2019-04-10 | カナレ電気株式会社 | 同軸コネクタ装置 |
-
1984
- 1984-09-28 JP JP20156184A patent/JPS6180920A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04135848U (ja) * | 1991-06-11 | 1992-12-17 | 株式会社豊田自動織機製作所 | トーイングトラクタの輪止め格納装置 |
| EP0823779A2 (en) * | 1996-08-09 | 1998-02-11 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | High-frequency amplifier |
| JP6498373B1 (ja) * | 2018-09-07 | 2019-04-10 | カナレ電気株式会社 | 同軸コネクタ装置 |
| WO2020049743A1 (ja) * | 2018-09-07 | 2020-03-12 | カナレ電気株式会社 | 同軸コネクタ装置 |
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