JPS6161299B2 - - Google Patents
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- JPS6161299B2 JPS6161299B2 JP53087840A JP8784078A JPS6161299B2 JP S6161299 B2 JPS6161299 B2 JP S6161299B2 JP 53087840 A JP53087840 A JP 53087840A JP 8784078 A JP8784078 A JP 8784078A JP S6161299 B2 JPS6161299 B2 JP S6161299B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
- H04L27/04—Modulator circuits; Transmitter circuits
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
マイクロ波通信においては送信器および中継器
に電力増幅器が用いられ、この電力増幅器による
非直線性の信号波形の歪が大きな伝送障害となつ
ている。この発明は上記非直線歪を最も受けにく
いように送信信号波形を自動的に変換することに
よつて正確な波形伝送を実現する自動波形整形装
置を提供するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION In microwave communication, power amplifiers are used in transmitters and repeaters, and distortion of nonlinear signal waveforms caused by the power amplifiers becomes a major transmission obstacle. The present invention provides an automatic waveform shaping device that realizes accurate waveform transmission by automatically converting the transmission signal waveform so that it is least susceptible to the above-mentioned nonlinear distortion.
送信器から送信される信号は電力増幅器による
非直線歪を避けるためにその電力を制限しなけれ
ばならない。一方送信信号の電力は受信側におけ
る信号対雑音電力比を改善するためになるべく大
きくしたいという要請がある。したがつて従来送
信信号電力は非直線歪の影響が問題となる限界ま
で大きくしている。電力増幅器による非直線歪は
一般に増幅すべき信号の包絡線に依存する。した
がつてもし包絡線が常に一定値ならば、信号が受
ける非直線歪も常に一定値であり事実上何ら歪を
受けない場合に等しい。この発明の自動波形整形
装置は送信信号ができるだけ一定値の包絡線をす
るように送信パルス波形を自動的に変形する装置
であり、このことによつて送信信号の電力を大き
くしても非直線歪を回避し得るという特徴を有す
る。 The signal transmitted from the transmitter must have its power limited to avoid nonlinear distortion due to the power amplifier. On the other hand, there is a desire to increase the power of the transmitted signal as much as possible in order to improve the signal-to-noise power ratio on the receiving side. Therefore, conventionally, the transmission signal power has been increased to the limit where the influence of nonlinear distortion becomes a problem. Nonlinear distortion caused by a power amplifier generally depends on the envelope of the signal to be amplified. Therefore, if the envelope always has a constant value, the nonlinear distortion that the signal receives will also always have a constant value, which is equivalent to a case where the signal is not subject to any distortion at all. The automatic waveform shaping device of the present invention is a device that automatically transforms the transmitted pulse waveform so that the transmitted signal has an envelope of a constant value as much as possible. It has the characteristic that distortion can be avoided.
本発明は、複素平面上で表現されるデータ点が
原点より等距離にならぶ、直交振幅変調方式(以
下、単に「直交振幅変調方式」と称する。)を対
象としているが、以下においては、まずこの発明
の自動波形整形装置の効果が最も発揮されるオフ
セツト直交振幅変調デイジタル情報伝送方式の説
明を行ない、次にこの発明の自動波形整形装置の
原理を説明する。 The present invention is directed to an orthogonal amplitude modulation method (hereinafter simply referred to as "orthogonal amplitude modulation method") in which data points expressed on a complex plane are arranged equidistant from the origin. An offset orthogonal amplitude modulation digital information transmission system in which the effects of the automatic waveform shaping apparatus of the present invention are most exhibited will be explained, and then the principle of the automatic waveform shaping apparatus of the present invention will be explained.
オフセツト直交振幅変調された信号は下式のよ
うに表わすことができる。 The offset quadrature amplitude modulated signal can be expressed as follows.
ここでfcは搬送波周波数であり、P(t)は同
相信号、Q(t)は直交信号であり、akは同相
データ、bkは直交データであり、m(t)は送
信パルスであり、Tは送信データの送り出し周期
である。また包絡線は√()2+()2
で表わされ、ランダムデータakおよびbkが+1
または−1なる2値であるとき送信パルスm
(t)を適当に選んで包絡線がほぼ一定値になる
ようにすることができる。 where fc is the carrier frequency, P(t) is the in-phase signal, Q(t) is the quadrature signal, a k is the in-phase data, b k is the quadrature data, and m(t) is the transmitted pulse. , and T is the transmission period of the transmission data. Also, the envelope is √() 2 +() 2
and the random data a k and b k are +1
Or when it is a binary value of -1, the transmission pulse m
(t) can be appropriately selected so that the envelope has a substantially constant value.
以下にこの発明の原理を第1図にしたがつて説
明する。線路1には同相データが、線路2には同
相データからT/2秒遅延して直交データが入力
される。これらのデータはそれぞれ低域通過フイ
ルタ3および4に入力され出力信号x(t)およ
びy(t)は可変減衰器付トランスバーサルフイ
ルタ5および6に入力される。可変減衰器付トラ
ンスバーサルフイルタ5においては後述する可変
減衰量Co(n=0、1、……、N−1)とx
(t)との積和演算が行なわれ、同相信号P
(t)が出力される。可変減衰器付トランスバー
サルフイルタ6においては、可変減衰量Coとy
(t)との積和演算が行なわれ、直交信号Q
(t)が出力される。ついで、同相信号P(t)
にはcos2πfctが乗じられ、直交信号Q(t)
にはsin2πfctが乗じられ、この乗算結果同志
が加算された信号〔P(t)cos2πfct+Q
(t)sin2πfct〕が送信信号として線路7より
送出される。 The principle of this invention will be explained below with reference to FIG. In-phase data is input to line 1, and quadrature data is input to line 2 with a delay of T/2 seconds from the in-phase data. These data are input to low pass filters 3 and 4, respectively, and the output signals x(t) and y(t) are input to transversal filters 5 and 6 with variable attenuators. In the transversal filter 5 with variable attenuator, variable attenuation C o (n=0, 1, ..., N-1) and x
(t) is performed, and the in-phase signal P
(t) is output. In the transversal filter 6 with a variable attenuator, the variable attenuation amount C o and y
(t), and the orthogonal signal Q
(t) is output. Then, the in-phase signal P(t)
is multiplied by cos2πf c t, and the orthogonal signal Q(t)
is multiplied by sin2πf c t, and the multiplication results are added together to produce a signal [P(t) cos2πf c t+Q
(t) sin2πf c t] is sent out from the line 7 as a transmission signal.
ここで、2つの可変減衰器付トランスバーサル
フイルタは以下に述べる制御を行なうことによ
り、送信信号〔P(t)cos2πfct+Q(t)
sin2πfct〕の包絡線が一定値となるべく動作
する。2つの可変減衰器付トランスバーサルフイ
ルタの出力をP(t)およびQ(t)とすると、
P(t)およびQ(t)は下式のように表わさ
れる。ただしτ≦Tとする。 Here, the two transversal filters with variable attenuators perform the control described below, so that the transmission signal [P(t)cos2πf c t+Q(t)
sin2πf c t] is operated so that the envelope curve becomes a constant value. Assuming that the outputs of the two transversal filters with variable attenuators are P(t) and Q(t), P(t) and Q(t) are expressed as shown below. However, τ≦T.
包絡線は√()2+()2であるが、
この包絡線が時間的に一定値を保つようにN個の
可変減衰量Coを調整する。この調整の方法は次
のようにして自動的に行なうことができる。まず
P(t)およびQ(t)をT/2秒よりも短い周
期でサンプリングする。上記サンプリング周期を
Δ秒とする。Δは例えばT/8秒程度が適当であ
る。可変減衰量(タツプ係数)の制御は以下の如
く行なわれる。本発明ではある時刻kΔにおける
包絡線の2乗{P(kΔ)2+Q(kΔ)2}が
一定値pから離れている距離、すなわち{P(k
Δ)2+Q(kΔ)2−p}の2乗平均値を最小
にするようにLMS法により、可変減衰量Coが制
御される。 The envelope is √() 2 + () 2 , but
N variable attenuation amounts Co are adjusted so that this envelope maintains a constant value over time. This adjustment method can be performed automatically as follows. First, P(t) and Q(t) are sampled at a period shorter than T/2 seconds. The above sampling period is assumed to be Δ seconds. Appropriately, Δ is approximately T/8 seconds, for example. Control of the variable attenuation amount (tap coefficient) is performed as follows. In the present invention, the distance that the square of the envelope {P(kΔ) 2 +Q(kΔ) 2 } at a certain time kΔ is away from a constant value p, that is, {P(kΔ)
The variable attenuation amount C o is controlled by the LMS method so as to minimize the root mean square value of Δ) 2 +Q(kΔ) 2 −p}.
まず、目標関数を次のようにする。 First, set the objective function as follows.
={()2+()2−}2 するとLMS法により次の制御式が得られる。 = {() 2 + () 2 −} 2 Then, the following control equation is obtained by the LMS method.
Ck+1 o=Ck o−α′∂/∂Co{P(kΔ)2+
Q(kΔ)2
−p}2
この偏微分を実行し、4α′=αとおくことに
より、以下に示す、Coの制御式が得られる。C k+1 o = C k o −α′∂/∂C o {P(kΔ) 2 +
Q(kΔ) 2 −p} 2 By performing this partial differentiation and setting 4α′=α, the control equation for Co shown below can be obtained.
Ck+1 o=Ck o−α{x(kΔ−nτ)+y(kΔ
−
nτ)}
×{P(kΔ)+Q(kΔ)}{P(kΔ)2
+Q(kΔ)2−p}
(n=0、1、2、……N−1)
Δ秒毎にこの式にしたがつて可変減衰量Coを
調整することによつて包絡線を所望の大きさ√
に保つ、可変減衰量に遂次収束することができ
る。C k+1 o =C k o −α{x(kΔ−nτ)+y(kΔ
−
nτ)} × {P(kΔ)+Q(kΔ)}{P(kΔ) 2 +Q(kΔ) 2 −p} (n=0, 1, 2,...N-1) This formula is applied every Δ seconds Therefore, by adjusting the variable attenuation C o , the envelope can be adjusted to the desired size √
It is possible to successively converge to a variable attenuation amount while keeping the value constant.
上式においてαは修正係数であり、その値が小
さければ小さいほど収束時間が長くなるが、収束
後の解のゆらぎを小さくすることができる。 In the above equation, α is a correction coefficient, and the smaller the value, the longer the convergence time, but it is possible to reduce the fluctuation of the solution after convergence.
以下に第2図にしたがつてこの発明の実施例を
説明する。第2図の実施例はN=3の場合である
が一般にNはどのような値でもよい。 An embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG. Although the embodiment shown in FIG. 2 is for N=3, in general N may be any value.
線路11と12からはそれぞれ信号x(t)と
y(t)が入力される。13および14は遅延線
であり、それぞれの遅延線には3個の可変減衰器
15,16,17,18,19,20が取り付け
られている。21,22,23はそれぞれの可変
減衰器の減衰量を記憶するための記憶装置であ
る。可変減衰器15,16,17の3つの出力は
加算器24で加算され、また可変減衰器18,1
9,20の3つの出力は加算器25で加算され
る。加算器24の出力はP(t)に相当し、加算
器25の出力Q(t)に相当する。加算器26で
はx(t)とy(t)の和x(t)+y(t)が
求められ、同様に加算器27および28ではそれ
ぞれ和x(t−τ)+y(t−τ)と和x(t−
2τ)+y(t−2τ)が求められる。加算器2
9ではP(t)とQ(t)の和P(t)+Q
(t)が求められ、この結果は掛算器30,3
1,32においてそれぞれx(t)+y(t)と
x(t−τ)+y(t−τ)とx(t−2τ)+y
(t−2τ)とに掛けられる。33と34はそれ
ぞれP(t)とQ(t)の自乗を求めるための自
乗器であり、自乗器33からはP(t)2が出力
され、自乗器34からはQ(t)2が出力され
る。上記P(t)2とQ(t)2は加算器35に
おいて加算され、更に減算器36において線路3
7から入来する一定値ρが減算される。38,3
9,40は掛算器であり、掛算器38,39,4
0からそれぞれ(x(t)+y(t))(P(t)+
Q(t))(P(t)2+Q(t)2−p)と(x
(t−τ)+(y(t−τ))(P(t)+Q(t))
(P(t)+Q(t)−ρ)と(x(t−2τ)+y
(t−2τ))(P(t)+Q(t))(P(t)2+
Q(t)2−ρ)が出力される。上記3つの掛算
結果はそれぞれサンプリング回路41,42,4
3においてΔ秒毎にサンプルされ、これらのサン
プル値は対応する記憶装置23と22と21に入
力され、該記憶装置に記憶されている減衰量を修
正する。 Signals x(t) and y(t) are input from lines 11 and 12, respectively. 13 and 14 are delay lines, and three variable attenuators 15, 16, 17, 18, 19, and 20 are attached to each delay line. 21, 22, and 23 are storage devices for storing the attenuation amount of each variable attenuator. The three outputs of the variable attenuators 15, 16, 17 are added by an adder 24, and the outputs of the variable attenuators 18, 1
The three outputs 9 and 20 are added by an adder 25. The output of adder 24 corresponds to P(t), and the output of adder 25 corresponds to Q(t). Adder 26 calculates the sum x(t) + y(t) of x(t) and y(t), and similarly adders 27 and 28 calculate the sum x(t-τ) + y(t-τ), respectively. Sum x(t-
2τ)+y(t-2τ) is obtained. Adder 2
9, the sum of P(t) and Q(t) is P(t)+Q
(t) is obtained, and this result is sent to the multipliers 30 and 3.
1, 32, x(t)+y(t), x(t-τ)+y(t-τ) and x(t-2τ)+y, respectively
(t-2τ). 33 and 34 are squarers for calculating the squares of P(t) and Q(t), respectively; the squarer 33 outputs P(t) 2 , and the squarer 34 outputs Q(t) 2. Output. The above P(t) 2 and Q(t) 2 are added in an adder 35, and further added to the line 3 in a subtracter 36.
The incoming constant value ρ is subtracted from 7. 38,3
9, 40 are multipliers, and multipliers 38, 39, 4
0 to (x(t)+y(t))(P(t)+
Q(t))(P(t) 2 +Q(t) 2 -p) and (x
(t-τ)+(y(t-τ))(P(t)+Q(t))
(P(t)+Q(t)-ρ) and (x(t-2τ)+y
(t-2τ))(P(t)+Q(t))(P(t) 2 +
Q(t) 2 −ρ) is output. The above three multiplication results are obtained by sampling circuits 41, 42, and 4, respectively.
3, and these sample values are input into the corresponding memory devices 23, 22 and 21 to modify the attenuation stored therein.
なおこの発明の原理の説明および実施例におい
てはオフセツト直交振幅変調によるデイジタル情
報伝送を対象としたが、この発明の対象とし得る
変調方式は送信信号がP(t)cos2πfct+Q
(t)sin2πfctで表現できるすべての場合を含
む。 In the explanation of the principles and examples of the present invention, digital information transmission using offset orthogonal amplitude modulation was targeted, but a modulation method that can be applied to the present invention is such that the transmission signal is P(t)cos2πf c t+Q
(t) sin2πf c Includes all cases that can be expressed as t.
第1図はこの発明の原理を説明するためのブロ
ツク図、第2図はこの発明の実施例を示すブロツ
ク図である。第2図において遅延線13と可変減
衰器15,16,17と加算器24から成る部分
および遅延線14と可変減衰器18,19,20
と加算器25からなる部分はそれぞれトランスバ
ーサルフイルタであり、その他の部分、すなわち
加算器26,27,28,29,35と掛算器3
0,31,32,38,39,40と自乗器3
3,34と減算器36とサンプリング回路41,
42,43と記憶装置21,22,23とからな
る部分はこの発明の可変減衰量修正法を実現する
回路である。
FIG. 1 is a block diagram for explaining the principle of the invention, and FIG. 2 is a block diagram showing an embodiment of the invention. In FIG. 2, there is a portion consisting of a delay line 13, variable attenuators 15, 16, 17, and an adder 24, and a portion consisting of a delay line 14 and variable attenuators 18, 19, 20.
The portions consisting of the
0, 31, 32, 38, 39, 40 and squarer 3
3, 34, subtracter 36, and sampling circuit 41,
42, 43 and storage devices 21, 22, 23 are circuits that realize the variable attenuation correction method of the present invention.
Claims (1)
点から等距離にある直交振幅変調方式が供給され
る自動波形整形装置であつて、同相信号を入力と
し、遅延時間間隔がボー間隔より短いnタツプの
第1のトランスバーサルフイルタと、第1のトラ
ンスバーサルフイルタと共通のタツプ係数を持ち
直交信号を入力とし、遅延時間間隔がボー間隔よ
り短いnタツプの第2のトランスバーサルフイル
タと、第1のトランスバーサルフイルタの出力と
第2のトランスバーサルフイルタの出力の和を計
算する第1の演算回路と、第1のトランスバーサ
ルフイルタの出力の自乗と第2のトランスバーサ
ルフイルタの出力の自乗の和を計算する第2の演
算回路と、第2の演算回路の出力からある一定値
を減算する第3の演算回路と、第1の演算回路の
出力と第3の演算回路の出力とを乗算する第4の
演算回路と、第1のトランスバーサルフイルタの
n段目の出力と第2のトランスバーサルフイルタ
のn段目の出力の和をそれぞれ各nについて計算
する第5の演算回路と、第5の演算回路のそれぞ
れの出力と第4の演算回路の出力との相関をそれ
ぞれ計算する第6の演算回路と、第6の演算回路
のそれぞれの出力にある正の値を乗算する第7の
演算回路と、第1のトランスバーサルフイルタ及
び第2のトランスバーサルフイルタに共通なタツ
プ係数のおのおのを第7の演算回路のおのおの出
力の値だけそれぞれ減算するタツプ係数変更回
路、とからなることを特徴とする自動波形整形装
置。1 An automatic waveform shaping device that is supplied with a quadrature amplitude modulation method in which all data points expressed on a complex plane are equidistant from the origin, which receives an in-phase signal and whose delay time interval is shorter than the baud interval. a first transversal filter of n-tap, a second transversal filter of n-tap which has a tap coefficient common to the first transversal filter, receives a quadrature signal as input, and has a delay time interval shorter than the baud interval; a first arithmetic circuit that calculates the sum of the output of the transversal filter and the output of the second transversal filter; and the sum of the square of the output of the first transversal filter and the square of the output of the second transversal filter. A second arithmetic circuit that calculates , a third arithmetic circuit that subtracts a certain value from the output of the second arithmetic circuit, and a third arithmetic circuit that multiplies the output of the first arithmetic circuit and the output of the third arithmetic circuit. a fourth arithmetic circuit; a fifth arithmetic circuit that calculates the sum of the n-th stage output of the first transversal filter and the n-th stage output of the second transversal filter for each n; a sixth arithmetic circuit that calculates the correlation between each output of the arithmetic circuit and the output of the fourth arithmetic circuit; and a seventh arithmetic operation that multiplies each output of the sixth arithmetic circuit by a positive value. and a tap coefficient changing circuit that subtracts each of the tap coefficients common to the first transversal filter and the second transversal filter by the value of each output of the seventh arithmetic circuit. Automatic waveform shaping device.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8784078A JPS5514762A (en) | 1978-07-18 | 1978-07-18 | Automatic waveform shaping device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8784078A JPS5514762A (en) | 1978-07-18 | 1978-07-18 | Automatic waveform shaping device |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5514762A JPS5514762A (en) | 1980-02-01 |
JPS6161299B2 true JPS6161299B2 (en) | 1986-12-25 |
Family
ID=13926101
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP8784078A Granted JPS5514762A (en) | 1978-07-18 | 1978-07-18 | Automatic waveform shaping device |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5514762A (en) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH03279039A (en) * | 1990-03-28 | 1991-12-10 | Daisuke Fujii | Travel boat carrying machine for seashore |
JPH049338U (en) * | 1990-05-14 | 1992-01-28 | ||
JPH0448044U (en) * | 1990-08-30 | 1992-04-23 |
-
1978
- 1978-07-18 JP JP8784078A patent/JPS5514762A/en active Granted
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH03279039A (en) * | 1990-03-28 | 1991-12-10 | Daisuke Fujii | Travel boat carrying machine for seashore |
JPH049338U (en) * | 1990-05-14 | 1992-01-28 | ||
JPH0448044U (en) * | 1990-08-30 | 1992-04-23 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5514762A (en) | 1980-02-01 |
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