JPS6153913B2

JPS6153913B2 -

Info

Publication number: JPS6153913B2
Application number: JP3954378A
Authority: JP
Inventors: Yoshitaka Hashimoto; Kenji Watanabe
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1978-04-04
Filing date: 1978-04-04
Publication date: 1986-11-19
Also published as: JPS54131818A

Description

[Detailed description of the invention]

本発明はテレビジヨン等の残留側帯波変調方式
における妨害信号除去装置に関し、特に汎用のト
ランスバーサルフイルタ（電荷転送形プログラマ
ブルフイルタ）を用いて、カラー映像信号中の色
信号による妨害信号を除去するようにしたもので
ある。以下にまず、残留側帯波変調方式の信号を同期
検波した場合の妨害信号の伝達関数表示について
述べる。妨害信号を含む受信信号Ｐ（ｔ）は希望信号Ｄ
（ｔ）に妨害信号ｕ（ｔ）の重畳されたものと考
えられ、Ｐ（ｔ）＝Ｄ（ｔ）＋ｕ（ｔ） ……(1) と表わされる。この内希望信号Ｄ（ｔ）はさらに同相成分ｇ
（ｔ）と直交成分ｇ〓（ｔ）との線形加算であつ
て、Ｄ（ｔ）＝１／２ｇ（ｔ）cosω_cｔ＋１／２ｇ〓（ｔ）sinω_cｔ ……(2) と表わされる。ただし、ｇ（ｔ）は映像信号ｇ〓（ｔ）＝１／２π∫〓^ｃ ₋〓_ｃＷ〓（ω）Ｇ（ω）ｅ^j〓^tｄω ……(3) である。なおここで、Ｇ（ω）＝∫^∞ _−∞ｇ（ｔ）ｅ^-j〓^tdt ……(4) である。またＷ〓（ω）は第１図に示すような残
留側帯波ロールオフ特性で、である。一方、ｉ番目の伝播路を通つて到来した妨害波
（単一のもの）は、ｕ_i（ｔ）＝Ri Ｄ（ｔ−τ_i） ……(6) と表わされる。ただしRiは希望信号Ｄ（ｔ）に
対する振幅比で、０＜Ri＜１（ｉ≠０） Ro＝１ τ_iは遅延時間（sec）で τ_i＞０（ｉ≠０） τ_p＝０である。この(6)式に(2)式を代入して、ｕ_i（ｔ）＝１／２Ri ｇ（ｔ−τ_i）cosω_c（ｔ−τ_i）−１／２Ri ｇ〓（ｔ−τ_i）sinω_c （ｔ−τ_i） ……(7) となり、ここで遅延による搬送波位相のずれをΨ
_i（rad）０≦Ψ_i≦２π （ｉ≠０） Ψ_p＝０とおいて、 ui（ｔ）＝１／２Ri ｇ（ｔ−τ_i）cos（ω_cｔ−Ψ_i）−１／２Ri ｇ〓（ｔ−τ_i）sin（ω_cｔ −Ψ_i） ……(8) が得られる。ただし ω_cτ_i＝2kπ＋Ψ_i （ｋは整数）である。そして一般にｎ個の妨害波が存在する場合には
妨害信号ｕ（ｔ）は、で表わされ、受信信号Ｐ（ｔ）は、で表わされる。この受信信号Ｐ（ｔ）を希望信号Ｄ（ｔ）の搬
送波位相と位相差零で同期検波すると、得られる
輝度信号po（ｔ）は、となる。そしてこの(11)式を、(3)式を考慮してフー
リエ変換すると、と表わされる。ただし、である。この(12)、（13）式において、Hgo（ω）は同期
検波された映像増幅段における妨害信号ｕ（ｔ）
の伝達関数である。また妨害信号ｕ（ｔ）の伝播
路のインパルス応答は、（13）式をフーリエ逆変
換して、と表わされる。ただし、Ｗ〓（ｔ）＝１／２π∫^∞ _−∞Ｗ〓（ω）ｅ^j〓^tｄω である。なお＊はコンボリユーシヨン（畳み込み
積分）を示す。従つてこのような受信信号Po（ω）（(12)式）か
ら希望信号Ｇ（ω）のみを取り出すには、Ｇ（ω）∝１／１＋Ｈｇｏ（ω）・Po（ω）……（15）のように、Po（ω）に伝送系の逆フイルタ１／１＋Ｈｇｏ（ω）＝Hro ……（16）をかければよい。なお（16）式のような逆フイル
タHroは第２図のようなフイードバツク方式と呼
ばれる構成で実現できる。以上述べたように、妨害信号ｕ（ｔ）の伝達関
数Hgo（ω）（あるいはそのインパルス応答hgo
（ｔ））を模擬する回路ができれば、その回路をフ
イードバツクループに含む逆フイルタを構成する
ことにより、妨害信号ｕ（ｔ）を除去することが
できる。そしてこのような妨害信号ｕ（ｔ）の伝達関数
（あるいはインパルス応答）を模擬する回路とし
て、第３図に示すようなものが提案された。図中、A₁〜Ａ_oはそれぞれ異なる伝播路を通じ
て到来した妨害波の遅延時間τ_１〜τ_oに対応す
る遅延回路であつて、この遅延回路A₁〜Ａ_oは直
列接続されると共に、それぞれτ_１−τ_Ｄ／２、τ_２ −（τ_１＋τ_Ｄ／２）、 The present invention relates to an interference signal removal device in a residual sideband modulation system for television, etc., and in particular to an apparatus for removing interference signals caused by color signals in color video signals using a general-purpose transversal filter (charge transfer type programmable filter). This is what I did. Below, we will first describe the transfer function representation of the interference signal when a signal using the residual sideband modulation method is synchronously detected. The received signal P(t) including the interference signal is the desired signal D
It is considered that the interference signal u(t) is superimposed on (t), and is expressed as P(t)=D(t)+u(t)...(1). Of these, the desired signal D(t) further has an in-phase component g
(t) and the orthogonal component g〓(t), which is expressed as D(t) = 1/2g(t) cosω _c t + 1/2g〓(t) sinω _c t ……(2) It can be done. However, g(t) is a video signal g〓(t)=1/2π∫〓 ^c ₋ 〓 _c W〓(ω) G(ω) e ^j 〓 ^t dω (3). Here, G(ω)=∫ ^∞ _−∞ g(t)e ^−j 〓 ^t dt ……(4). Also, W〓(ω) is the residual sideband roll-off characteristic as shown in Fig. 1, It is. On the other hand, the interference wave (single one) arriving through the i-th propagation path is expressed as u _i (t)=Ri D (t−τ _i ) (6). However, Ri is the amplitude ratio to the desired signal D(t), 0<Ri<1 (i≠0) Ro=1 τ _i is the delay time (sec), and τ _i >0 (i≠0) τ _p =0 be. Substituting equation (2) into equation (6), u _i (t)=1/2Ri g(t-τ _i )cosω _c (t-τ _i )-1/2Ri g〓(t-τ _i ) sinω _c (t−τ _i ) ...(7), where the carrier phase shift due to delay is Ψ
_i (rad) 0≦Ψ _i ≦2π (i≠0) Ψ _p = 0, ui (t) = 1/2Ri g(t-τ _i ) cos (ω _c t-Ψ _i )-1/2Ri g〓(t−τ _i ) sin(ω _c t −Ψ _i ) ……(8) is obtained. However, ω _c τ _i =2kπ+Ψ _i (k is an integer). In general, when there are n interference waves, the interference signal u(t) is The received signal P(t) is expressed as It is expressed as When this received signal P(t) is synchronously detected with zero phase difference with the carrier phase of the desired signal D(t), the obtained luminance signal po(t) is becomes. Then, if we Fourier transform this equation (11) considering equation (3), we get It is expressed as however, It is. In these equations (12) and (13), Hgo(ω) is the interference signal u(t) in the video amplification stage that has been synchronously detected.
is the transfer function of In addition, the impulse response of the propagation path of the interference signal u(t) is obtained by inverse Fourier transform of equation (13). It is expressed as However, W〓(t)=1/2π∫ ^∞ _−∞ W〓(ω)e ^j 〓 ^t dω. Note that * indicates convolution (convolution integral). Therefore, in order to extract only the desired signal G(ω) from such received signal Po(ω) (formula (12)), G(ω)∝1/1+Hgo(ω)・Po(ω)...(15 ), just multiply Po(ω) by the inverse filter of the transmission system 1/1+Hgo(ω)=Hro...(16). Note that the inverse filter Hro as expressed by equation (16) can be realized with a configuration called a feedback system as shown in FIG. As mentioned above, the transfer function Hgo(ω) of the interference signal u(t) (or its impulse response hgo
(t)), the interference signal u(t) can be removed by configuring an inverse filter that includes this circuit in the feedback loop. A circuit as shown in FIG. 3 has been proposed as a circuit for simulating the transfer function (or impulse response) of such interference signal u(t). In the figure, A ₁ to _{A o} are delay circuits corresponding to delay times τ ₁ to _{τ o} of interference waves arriving through different propagation paths, and these delay circuits A ₁ to _{A o} are connected in series, and τ ₁ −τ _D /2, τ ₂ −(τ ₁ +τ _D /2), respectively.

【式】の遅延量が設けられる。この遅延回路A₁〜Ａ_oの出力がそれぞれ位相及
びレベル調整回路B₁〜Ｂ_o及びC₁〜Ｃ_oに供給され
る。そして妨害波のレベルR₁〜Ｒ_o、位相差Ψ_１
〜Ψ_oに応じて、調整回路B₁〜Ｂ_oにおいて、それ
ぞれR₁cosΨ_１、R₂cosΨ_２……Ｒ_ocosΨ_oに調整
された信号が形成される。また調整回路C₁〜Ｃ_o
において、それぞれR₁sinΨ_１、R₂sinΨ_２……Ｒ
_osinΨ_oに調整された信号が形成される。これらの調整された信号がそれぞれ加算回路１
ａ，１ｂに供給される。そしてこの加算回路１ａ
において、第４図Ａに示すように妨害波に対し
て、Ｂに示すように妨害波の発生するτ_Ｄ／２前に妨害波の同相成分の大きさに比例したパルス信号が
形成される。また加算回路１ｂにおいて、Ｃに示
すように妨害波の発生するτ_Ｄ／２前に妨害波の直交成分の大きさに比例したパルス信号が形成され
る。この加算回路１ａから同相成分の大きさに比例
した信号がτ_Ｄ／２の遅延時間を有する遅延回路２ａに供給されて、Ｄに示すような妨害波の同相成分
のインパルス応答に等しい信号が形成される。さらに、加算回路１ｂからの直交成分の大きさ
に比例した信号が第５図に示すような残留側帯波
ロールオフ特性のインパルス応答に対応した特性
を有するフイルタ２ｂに供給される。ここでこのフイルタ２ｂは、第６図に示すよう
にトランスバーサルフイルタを用いて構成され
る。すなわち、サンプリング同期Ｔに対応する遅
延回路D₁〜Ｄ_nが直列接続され、これらの遅延回
路D₁〜Ｄ_nの出力が、それぞれレベル調整回路E₁
〜Ｅ_lを通じて加算回路４に供給される。そして
レベル調整回路E₁〜Ｅ_lに第５図に示したインパ
ルス応答のサンプル値が与えられる。なおサンプ
リング周波数ｆ＝１／Ｔは輝度信号帯域の２倍以上で、例えば色副搬送周波数の３倍あるいは４倍に
選ばれる。そしてこのフイルタ２ｂにおいて、第４図Ｅに
示すような妨害波の直交成分のインパルス応答に
等しい信号が形成され、この信号と遅延回路２ａ
からの信号とが加算回路３で加算されて、妨害波
（第４図Ａ）と等しい信号が形成される。従つてこの回路を第２図に示したようなフイー
ドバツクループに設けることにより、妨害信号が
良好に除去される。なおこの効果は計算機シユミ
レーシヨン及び回路実験で確認されている。ところがこの方法では、妨害信号を同相成分と
直交成分とに分けて除去するために、これらの同
相成分と直交成分を分離して検出する必要があ
り、そのための手順が複雑で、自動除去には適当
でない。ところで、妨害信号ｕ（ｔ）を自動検出する方
法としては、第７図に示すような標準テレビ信号
中の垂直同期信号を用いる。この信号は電波法に
よつて等化パルスから29.3μｓ及び垂直切れ込み
まで27.3μｓの間に信号がなく、しかもステツプ
応答波形である。従つて妨害信号（インパルス）
が存在すると垂直同期信号の平坦部がこのインパ
ルスにステツプ波形が畳み込まれた形で歪む。そ
こでこの歪みが許容限以下となるようにフイルタ
Hroのパラメータが設定できればよい。そこで第８図に示すような汎用のトランスバー
サルフイルタを用いた装置が提案された。図において、入力端子５に供給される信号が減
算回路６を通じて出力端子７に供給される。また
サンプリング周期Ｔに対応する遅延回路F₁〜Ｆ_k
が直列接続され、減算回路６の出力信号が遅延回
路F₁に供給され、遅延回路F₁〜Ｆ_kの出力がそれ
ぞれレベル調整回路G₁〜Ｇ_kを通じて加算回路８
に供給され、この加算出力が減算回路６に供給さ
れる。さらに減算回路６の出力信号が妨害信号検
出回路９に供給されて妨害信号が検出され、この
検出出力が微分回路１０を通じてレベル調整回路
G₁〜Ｇ_kのゲインを制御するゲイン制御回路１１
に供給される。なお具体的には、検出回路９において任意の検
出レベルεが設定され、垂直同期信号の平坦部に
歪みがある場合に、その歪みの変化した点が時間
軸で検出され、その点に対応するレベル調整回路
Ｇのゲインが歪みの大きさに応じて制御される。このようにすれば、第９図Ａに示すような同相
成分の妨害信号を含む信号に対して、Ｂに示すよ
うなインパルスが形成され、このインパルスがト
ランスバーサルフイルタによつて畳み込まれて、
Ｃに示すような除去信号が形成され、この信号を
もとの信号から引くことにより、妨害信号が除去
される。また第１０図Ａに示すような直交成分を含む妨
害信号を含む信号に対して、Ｂに示すようなイン
パルスが形成され、このインパルスがトランスバ
ーサルフイルタによつて畳み込まれて、Ｃに示す
ような除去信号が形成され、この信号をもとの信
号から引くことにより、妨害信号が除去される。ところがこの回路の場合、輝度信号成分のみを
問題にして設計を行つているので、色信号成分に
対しては必らずしも有効でないことが判つた。すなわち、例えばサンプリング周波数を色副搬
送周波数の４倍とした場合に、輝度信号成分のみ
であれば、レベル調整回路G₁〜Ｇ_kの調整が１サ
ンプル成分ずれても余り影響はないが、色信号成
分では１サンプル分ずれると位相が90度変わるこ
とになり、時として妨害信号が強調されるおそれ
がある。また第１１図に示すように、基準信号Ａ
に対して、Ｂに示すようなインパルスがあつて、
Ｃに示すような輝度信号の妨害信号及びＤに示す
ような色信号の妨害信号が発生していた場合に、
Ｅに示すようなインパルスがトランスバーサルフ
イルタに設定されたとすると、輝度信号に関して
はＦに示すような除去信号が形成され、残留妨害
信号はＧに示すように1/4以下に抑圧される。と
ころが色信号に関してはＨに示すような除去信号
が形成されるので、残留妨害信号はＩに示すよう
に7/10程度にしかならない。そしてこの場合に、
輝度信号の残留妨害信号信号は過渡部分だけであ
るのに対して、色信号の残留妨害信号は、妨害信
号のあるほぼ全域にわたつている。これに対して、サンプリング周波数を高くして
妨害信号の検出の分解能を上げることも考えられ
るが、現実には垂直同期信号のステツプ波形の周
波数スペクトラムは高域で減衰しており、完全な
ステツプ波形ではなく、多少なまつているので、
サンプリング周波数を上げても完全な検出はでき
ない。特に色信号は輝度信号の高域側に重畳され
ているので、高域の減衰した垂直同期信号では、
色信号成分の振幅及び位相に関する情報までも代
表しているとはいえず、これを検出しても正確な
検出信号を得ることはできない。本発明はこのような点にかんがみ、色信号によ
る妨害信号も良好に除去できるようにしたもので
ある。ところで、テレビ信号伝達路は第１２図のよう
な周波数スペクトラムを有し、色信号成分は片側
帯波変調方式で伝送されている。そこで基準信号
として、垂直ブランキング期間内のバースト信号
について考えると、バースト信号のエンベロープ
の波形をｆ_l（ｔ）、色副搬送周波数をｆ_scとした
場合に、バート信号ｇ_c（ｔ）は、ｇ_c（ｔ）＝ｆ_l（ｔ）sinω_scｔ ……（17）と表わされる。ただし ω_sc＝２π ｆ_sc である。この（17）式をフーリエ変換すると、 Gc（ω）＝１／２ｊ〔Ｆ_l（ω＋ω_sc）−Ｆ_l（ω −ω_sc）〕 ……（18）となる。ただしＦ_l（ω）はｆ_l（ｔ）のフーリエ
変換で、その帯域幅はｆ_scよりも小さいものとす
る。一方（17）式の信号ｇ_c（ｔ）をテレビ信号伝
送路に供給したときの出力信号ｄ〓_c（ｔ）は、ｄ〓_c（ｔ）＝１／２ｇ_c（ｔ）cosω_cｔ −１／２ｇ〓_c（ｔ）sinω_cｔ ……（19）と表わされる。なおここで、ｇ〓_c（ｔ）は第１
図及び(3)式に示した残留側帯波ロールオフ特性に
もとずくもので、ｇ〓_c（ｔ）＝１／２π∫^∞ _−∞Ｗ〓（ω）Ｇ_c（ω）ｅ^j〓^tｄω ……（20）である。この（20）式から、(3)式と（18）式及びＧ_c
（ω）の帯域幅を考慮することにより、ｇ〓_c（ｔ）＝１／２π∫^∞ _−∞−jsgn（ω）Ｇ_c（ω）ｅ^j〓^tｄω＝１／２π∫^∞ _−∞１／２Ｆ_l（ω −ω_sc）ｅ^j〓^tｄω＋１／２π∫^∞ _−∞−１／２Ｆ_l（ω＋ω_sc）ｅ^j〓^tｄω ＝１／２π∫^∞ _−∞−１／２Ｆ_l（ω）ｅ^j〓^sctｅ^j〓^tｄω ＋１／２π∫^∞ _−∞−１／２Ｆ_l（ω）ｅ^-j〓^sctｅ^j〓^tｄω＝−１／２〔Ｆ_l（ｔ）ｅ^j〓^sct ＋Ｆ_l（ｔ）ｅ^-j〓^sct〕＝−Ｆ_lcosω_scｔ ……（21）が得られる。従つてこの（21）式と（17）式を（19）式に代
入することにより、受信信号ｄ〓_c（ｔ）は、ｄ〓_c（ｔ）＝ｆ_l（ｔ）sinω_sctcosω_cｔ＋ｆ_l（ｔ）cosω_sctsinω_cｔ ……（22）と表わされる。そしてこの受信信号ｄ〓_c（ｔ）を映像信号の
搬送波とθの位相差を持つ局部搬送波で同期検波
すると、その検波出力ｄ〓_c〓（ｔ）は、ｄ〓_c〓（ｔ）＝ｆ_l（ｔ）sinω_sctcosθ＋ｆ_l（ｔ）sinω_sctsinθ ＝ｆ_l（ｔ）sin（ω_scｔ＋θ） ……（23）となり、ここでθ＝０とすればｄ〓_c〓＝ｆ_l（ｔ）sinω_scｔ＝ｇ_c（ｔ）となつて原信号が復調される。このようなバースト信号ｇ_c（ｔ）に対して、
振幅比R₁、遅延時間τ_１なる妨害信号uc（ｔ）
があつたとすると、この妨害信号uc（ｔ）は、
（22）式から、ｕ_c（ｔ）＝R₁d〓_c（ｔ−τ_１）＝R₁f_l（ｔ−τ_１）sinω_sc（ｔ−τ_１）cosω_c（ｔ −τ_１）＋R₁f_l（ｔ−τ_１）cosω_sc（ｔ−τ_１）sinω_c（ｔ−τ_１） ……（24）となり、ここで色副搬送波の位相のずれを_１と
おいて、ｕ_c（ｔ）＝R₁f_l（ｔ−τ_１）sin（ω_scｔ−_１）cos（ω_cｔ−Ψ_１）＋R₁f_l（ｔ −τ_１）cos（ω_scｔ−_１）sin（ω_cｔ−Ψ_１） ……（25）が得られる。ただし ω_scτ_１＝2nπ＋_１（ｎは整数）０≦_１≦２π である。またΨ_１は上述した映像信号の搬送波位
相のずれで、 ω_cτ_１＝2kπ＋Ψ_１（ｋは整数）である。そしてこの妨害信号uc（ｔ）を映像信号の搬
送波とθの位相差を持つ局部搬送波で同期検波す
ると、その検波出力ｕ_c〓（ｔ）は、ｕ_c〓（ｔ）＝R₁f_l（ｔ−τ_１）sin（ω_scｔ）−_１）cos（θ−Ψ_１）＋R₁f_l（ｔ −τ_１）cos（ω_scｔ−_１）sin（θ−Ψ_１）＝R₁f_l（ｔ−τ_１）sin（ω_scｔ−_１ −Ψ_１＋θ） ……（26）となり、ここでθ＝０とすると、ｕ_cｏ（ｔ）R₁f_l（ｔ−τ_１）sin（ω_scｔ−_１−Ψ_１）＝R₁f_l（ｔ −τ_１）sin（ω_scｔ−Θ） ……（27）となる。ただし、（_１＋Ψ_１）＝Θ＋2mπ （ｍは整数）０≦Θ≦２π である。この（27）式を、妨害信号ｕ_cp（ｔ）の伝達関
数を求めるために変形してｕ_cp（ｔ）＝R₁f_l（ｔ−τ_１）sin｛ω_sc（ｔ−τ_１）−Ψ_１｝＝R₁f_l（ｔ −τ_１）cosΨ₁sinω_sc（ｔ−τ_１）−R₁f_l（ｔ−τ_１）sinΨ₁cosω_sc（ｔ−τ_１） ……（28）を得る。そしてこの（28）式をフーリエ変換する
と、Ｕ_cp（ω）＝R₁cosΨ₁e^-j〓〓¹１／２ｊ〔Ｆ_l（ω＋ω_sc）−Ｆ_l（ω−ω_sc）〕 −R₁sinΨ₁e^-j〓〓¹１／２〔Ｆ_l（ω＋ω_sc）＋Ｆ_l（ω−ω_sc）〕 ……（29）となる。そして伝達関数Ｈ_gc（ω）は、Ｈ_sc（ω）＝Ｕ_ｃｐ（ω）／Ｇｃ（ω）で与えられるので、（18）式と（29）式を代入し
て、Ｈ_gc（ω）＝R₁cosΨ₁e^-j〓〓¹−R₁sinΨ₁e^-j〓〓¹ ｊ〔Ｆ_ｌ（ω＋ω_ｓｃ）＋Ｆ_ｌ（ω−ω_ｓｃ）〕／〔Ｆ_ｌ（ω＋ω_ｓｃ）−Ｆ_ｌ（ω−ω_ｓｃ）〕 ……（30）が得られる。Ｗ〓（ω）・１／２ｊ〔Ｆ_l（ω＋ω_sc）−Ｆ_l（ω−ω_sc）〕＝−jsgn（ω）・〔Ｆ_l（ω ＋ω_sc）−Ｆ_l（ω−ω_sc）〕＝−１／２〔Ｆ_l（ω＋ω_sc）＋Ｆ_l（ω−ω_sc）〕となり、Ｗ〓（ω）＝−ｊ〔Ｆ_ｌ（ω＋ω_ｓｃ）＋Ｆ_ｌ（ω−ω_ｓｃ）〕／〔Ｆ_ｌ（ω＋ω_ｓｃ）−Ｆ_ｌ（ω
−ω_ｓｃ）〕……（31）であるから、（30）式に（31）式を代入してＨ_gc（ω）＝R₁cosΨ₁e^-j〓〓¹＋R₁sinΨ₁W〓（ω）ｅ^-j〓〓¹ ……（32）となる。すなわちこの（32）式は、（13）式で求めた映
像信号の妨害信号の伝達関数に一致している。従つて、以上の検討により色信号の妨害信号に
関して以下のことが判明した。 (1) 色信号の妨害信号のエンベロープは希望信号
のエンベロープに相似である。 (2) 色信号の妨害信号の遅延時間は映像信号の遅
延時間τ_１に等しい。 (3) 色信号の妨害信号の色副搬送波位相のずれ
は、遅延時間τ_１で定まる色副搬送波自体の位
相のずれ_１に、映像信号の搬送波位相のずれ
Ψ_１が加わつたものになる。 (4) 同相成分の妨害信号は、 R₁f_l（ｔ−τ_１）sinω_sc（ｔ−τ_１） ……（33）となり、希望信号と相似である。また直交成分の妨害信号は R₁f_l（ｔ−τ_１）cosω_sc（ｔ−τ_１） ……（34）となり、搬送波の位相が90度ずれているが、エ
ンベロープは同相成分のエンベロープに一致し
ている。すなわち、１サイクル以内の誤差を許
容すれば直交成分も同相成分も共に（33）式で
代表できる。本発明はこれらの点を考慮して色信号の妨害信
号の除去を行う。すなわち本発明においては、基準信号として垂
直線期間内のバースト信号のみが存在する任意の
１水平期間、あるいはそれに準じた信号を用いて
妨害信号の検出を行い、これにてトランスバーサ
ルフイルタの各レベル調整回路のゲインを調整す
る。以下図面を参照しながら、本発明の一実施例に
ついて説明しよう。第１３図において、第８図の出力端子７からの
信号がさらに減算回路１２を通じて出力端子１３
に供給される。また色副搬送周波数の４倍のサン
プリング周期T′に対応する遅延回路H₁〜Ｈ_kが直
列接続され、減算回路１２の出力信号が色副搬送
周波数に対応するバンドパスフイルタあるいはハ
イパスフイルタ１４を通じて遅延回路H₁に供給
され、遅延回路H₁〜Ｈ_kの出力がそれぞれレベル
調整回路I₁〜Ｉ_kを通じて加算回路１５に供給さ
れ、この加算出力が減算回路１２に供給される。
さらにフイルタ１４の出力信号が妨害信号検出回
路１６に供給されて妨害信号が検出され、この検
出出力が微分回路１７を通じてレベル調整回路I₁
〜Ｉ_kのゲインを制御するゲイン制御回路１８に
供給される。なお具体的には、検出回路１６にお
いて上述の検出レベルεの近傍の任意の検出レベ
ルε′（ε′＝εでもよいが、必しも一致している
必要はないのでダツシユを付して示す）が設定さ
れ、上述の垂直帰線期間内のバースト信号のみが
存在する任意の一水平期間に歪みがある場合に、
その歪みの変化した点に対応するレベル調整回路
Ｉのゲインが、歪みの大きさに応じて制御され
る。このようにすれば、フイルタ１４からは副搬送
色信号に対応する信号が取り出され、この信号中
の妨害信号に対応するインパルスがトランスバー
サルフイルタによつて畳み込まれて、色信号の妨
害信号を擬似した除去信号が形成される。そして
この信号がもとの信号から引かれることにより、
色信号の妨害信号が除去される。従つて、減算回路６において輝度信号の妨害信
号が除去され、さらに減算回路１２において色信
号が除去されて、全ての妨害信号が完全に除去さ
れる。なお、上述のようなトランスバーサルフイルタ
を用い、その出力を入力信号から減算する構成を
採るような自動妨害信号除去装置においては妨害
信号がほぼ完全に除去できるようにインパルスが
立てられるので結果的に正しい位置に立つように
規制されることになる。しかしながら信号処理自
体がサンプリング処理であるため、原理的には基
準信号がある検出レベルをこえた点にインパルス
を立てるのが理想であるが、この点が必ずしもサ
ンプル点と一致しているとは限らず、この所望の
位置にインパルスが形成されないことがある。従
つて、このような場合には、所望位置をはさむ前
後の二点で代替し、これらを所定の比率で合成す
ることにより近似的に理想インパルスと等価なも
のを得るようにする。すなわち（27）式から、ｕ_cp（ｔ）＝R₁f_l（ｔ−τ′_１）sin（ω_sc−Θ）＝R₁f_l（ｔ−τ′_１）cosΘsinω_scｔ −R₁f_l（ｔ−τ′_１）sinΘcosω_scｔ＝xsinω_scｔ−ycosω_scｔ＝xsinω_scｔ＋ycos（ω_sc−90゜） ……（35）となり、ｘ＝R₁f_l（ｔ−τ′）cosΘ ……（36）ｙ＝R₁f_l（ｔ−τ′）sinΘ ……（37）なる２つのインパルスを、必要なインパルスの位
置の直前及び直後の所定の位置に形成すればよ
い。具体的には、レベルε′を初めて越える点及
びその次の点の歪みの大きさに応じて、それぞれ
の一つ前の点に対するレベル調整回路Ｉのゲイン
を制御すればよい。また上述の回路において、色信号の妨害信号は
直交成分であつても同相成分であつても希望信号
と相似なので、妨害信号の立ち上がり位置に所定
のインパルスを形成できればよく、検出回路１６
において、初めてレベルε′を越えた点にインパ
ルスを形成するようにすれば、微分回路１７は無
くてもよい。またサンプリング周期は色副搬送周波数の４倍
に限らず３倍でもよいが、上述のようにインパル
スを２つのインパルスの合成で表わす場合の必要
レベルの演算が多少面倒になる。さらに第１４図は色信号の妨害信号を除去する
ための回路を自動化した場合の具体例を示す。すなわち図において、減算回路１２の出力信号
がフイルタ１４を通じて減算回路２１に供給され
る。それと共に、減算回路１２の出力信号が同期
信号等の分離回路２２に供給され、分離されたバ
ースト信号がCW発振回路２３に供給されてバー
スト信号と同位相の連続信号が形成され、この信
号がゲート回路２４に供給される。また分離回路
２２からの水平及び垂直同期信号が制御信号の形
成回路２５に供給されてバースト信号に期間に対
応するゲート信号が形成され、このゲート信号が
ゲート回路２４に供給されてバースト信号と同等
の信号が形成される。この信号が減算回路２１に
供給されて信号中のバースト信号が除去される。このバースト信号の除去された信号がサンプリ
ング回路２６に供給される。それと共に分離回路
２２からのバースト信号がサンプリング信号の形
成回路２７に供給されて色副搬送周波数の４倍の
周波数のサンプリング信号が形成され、このサン
プリング信号がサンプリング回路２６に供給され
て、バースト信号の除去された色信号がサンプリ
ング周期ごとに取り出される。このサンプリグされた色信号が比較回路２８に
供給される。また基準レベルの形成回路２９から
の±Vthの電位信号が比較回路２８に供給され
る。そしてこの比較回路２８において映像信号の
電位が＋Vth以上になると＋１の信号が形成さ
れ、−Vth以下になると−１の信号が形成され
る。この比較回路２８からの信号がゲイン制御信号
の形成回路３０に供給される。またサンプリング
された色信号が形成回路３０に供給される。また
分離回路２２からのバースト信号が位相検出回路
３１に供給されてバースト信号の位相が検出さ
れ、この検出信号が形成回路３０に供給される。
さらに形成回路２５においてスイツチオン時ある
いはチヤンネル切換直後の最初の垂直ブランキン
グ期間における上述した基準信号の期間及びそれ
以後の基準信号の期間に対応する制御信号が形成
され、この制御信号が形成回路３０に供給され
る。そしてこの形成回路３０において、最初の基
準信号の期間に初めて比較回路２８から信号が得
られたサンプリング期間及びその次のサンプリン
グ期間に、サンプリングされた色信号のレベルの
ゲイン制御信号が形成され、２番目以後の基準信
号の期間の同様の２つのサンプリング期間にΔｈ
のレベルのゲイン制御信号が形成される。さらに
位相検出回路３１からの信号及び比較回路２８か
らの信号の正負に応じてゲイン制御信号の極性が
定められる。また形成回路２５からの制御信号がスイツチ３
２に供給されて、最初の基準信号の期間に形成回
路３０からの信号がスイツチ３２の接点ａを通し
てレジンタ３３に供給され、２番目以後の基準信
号の期間にスイツチ３２の接点ｂを通じてレジス
タ３４に供給される。それと共に、形成回路２５
からの制御信号がレジスタ３３，３４に供給され
て、形成回路３０からの信号が各サンプリング周
期ごとにレジスタ３３，３４の各ビツトに記憶さ
れる。そして最初の基準信号の期間の次の水平期間に
おいて、レジスタ３３の各ビツトに記憶された信
号が並列に読み出され、加算回路J₁〜Ｊ_kを通じ
てメモリー回路３５に供給される。また２番目以
後の各基準信号期間の次の水平期間において、レ
ジスタ３４の各ビツトに記憶された信号が並列に
読み出され、加算回路J₁〜Ｊ_kを通じてメモリー
回路３５に供給される。そしてこのメモリー回路
３５において、供給される信号のレベルが記憶さ
れると共に、繰り返して信号が供給されることに
より、これらの信号が加算されたレベルが記憶さ
れる。このメモリー回路３５の各ビツトに記憶された
信号がそれぞれ一つ前のサンプリング期間に対応
するレベル調整回路I₁〜Ｉ_kに供給されて、それ
ぞれのゲインが制御される。さらに形成回路２９で形成される基準レベルは
当初は高いレベルに設定され、妨害信号が除去さ
れることにより、そのレベルが低下して比較回路
２８の出力信号が連続的に“０”になると、基準
レベル制御回路３６でそれが検出され、制御回路
３５からの制御信号の終了のタイミングでより低
いレベルに、基準レベルが切換えられる。従つてこの回路において、妨害信号の除去は以
下のように行われる。すなわち、第１５図Ａのよ
うな基準バースト信号に対して、Ｂのような妨害
信号のインパルスがあつて、Ｃのような妨害信号
が発生していた場合に、比較回路２８において、
この妨害信号のレベルが基準レベル±Vthを初め
て越えたサンプリング期間及びその次のサンプリ
ング期間が検出され、これらのサンプリング期間
のそれぞれ一つの前のサンプリング期間と対応す
るレベル調整回路Ｉのゲインが調整されて、Ｄの
矢印のようなインパルスが形成される。そしてこ
れらのインパルスに対して基準バースト信号が畳
み込まれて、図のような除去信号が形成され、こ
の信号が元の信号から引かれることにより、Ｅに
示すように妨害信号が抑圧される。さらに残留する妨害信号のレベルが検出され、
この検出信号に従つて対応するレベル張整回路Ｉ
がΔｈずつ調整される。そしてこれが数回繰り返
されることにより、Ｆに示すようなインパルス及
び除去信号が形成されて、Ｇに示すように妨害信
号が抑制される。この状態で最初に検出が行われた部分の妨害信
号のレベルはVth以下になるが、続く２つのサン
プリング期間では以前として妨害信号のレベルは
Vth以上であり、これが検出されてＨ，Ｉに示す
ようにさらに抑圧が行われる。そしてこの回路において、形成されたインパル
スはＪに示すようになつており、これらの合成の
インパルスはＫに示すように、Ｂに示した妨害信
号のインパルスに近似している。さらに複雑な多重妨害信号についても、上述の
動作が繰り返されて、遅延時間の短い方から順次
除去される。また第１６図は輝度信号の妨害信号の除去回路
として他の方式の回路を使用した場合の具体例で
ある。すなわち図において、サンプリング周期Ｔに対
応する遅延回路K₁〜Ｋ_i+2（ｉ２３．７μｓ／Ｔ）が
直列接続され、減算回路６の出力信号が遅延回路K₁
に供給される。そして遅延回路K₁〜Ｋ_iの出力が
それぞれレベル調整回路L₁〜Ｌ_iを通じて加算回
路４１に供給され、遅延回路Ｋ_i+1，Ｋ_i+2の出力
がレベル調整回路Ｌ_i+1，Ｌ_i+2を通じて加算回路
４２に供給される。また加算回路４３、遅延回路
４４、インバータ回路４５からなる微分回路４６
が設けられ、加算回路４１からの信号が直接加算
回路４３に供給される共に、サンプリング周期Ｔ
の２倍の時間に対応する遅延回路４４、インバー
タ回路４５を通じて加算回路４３に供給され、さ
らに加算回路４２からの信号が加算回路４３に供
給される。そしてこの加算回路４３からの信号が
減算回路６に供給される。さらに、減算回路６の出力信号がクランプ回路
５１に供給される。それと共に、減算回路６の出
力信号が同期分離回路５２に供給され、分離され
た垂直同期信号がクランプ信号の形成回路５３に
供給され、形成されたクランプ信号がクランプ回
路５１に供給されて、映像信号の直流レベルが１
垂直期間ごとに所定レベルにクランプされる。このクランプされた信号がサンプリング回路５
４に供給される。それと共に同期分離回路５２か
らの水平同期信号がサンプリング信号の形成回路
５５に供給されて水平同期信号に同期したサンプ
リング信号が形成される。そしてこのサンプリン
グ信号がサンプリング回路５４に供給され、クラ
ンプされた映像信号がサンプリング周期ごとに出
力される。このサンプリングされた信号がスイツチ５６に
供給される。それと共に、同期分離回路５２から
の垂直同期信号が制御信号の形成回路５７に供給
されて、スイツチオン時あるいはチヤンネル切換
直後の最切の垂直同期信号中の上述の輝度信号の
基準信号の期間及びそれ以後の輝度信号の基準信
号の期間に対応する制御信号が形成される。この制御信号がスイツチ５６にその制御信号と
して供給されて、最初の基準信号の期間にサンプ
リングされた信号がスイツチ５６の接点ａを通じ
てレジスタ５８に供給されると共に、２番目以後
の基準信号の期間に接点ｂを通じてレベル比較回
路５９に供給される。さらに基準レベルの形成回
路６０からの±Vthの電位信号が比較回路５９に
供給される。そしてこの比較回路５９において映
像信号の電位が、＋Vth以上になると＋Δｈの信
号が形成され、＋Vth〜−Vthの間のときは０の信
号が形成され、−Vth以下になると−Δｈの信号
が形成される。この比較回路５９からの信号がレジスタ６１に
供給される。それと共に形成回路５７からの制御
信号がレジスタ５８，６１にその制御信号として
供給されて、サンプリング回路５４及び比較回路
５９からの信号が各サイプリング周期ごとにレジ
スタ５８，６１の各ビツトに記憶される。そして最初の基準信号の期間の次の水平期間に
おいて、レジスタ５８の各ビツトに記憶された信
号が並列に読み出され、加算回路M₁〜Ｍ_i+2を通
じてメモリー回路６２に供給される。また２番目
以後の各基準信号期間の次の水平期間において、
レジスタ６１の各ビツトに記憶された信号が並列
に読み出され、加算回路M₁〜Ｍ_i+2を通じてメモ
リー回路６２に供給される。そしてこのメモリー
回路６２において、供給される信号レベルが記憶
されると共に、繰り返して信号が供給されること
によりこれらの信号の加算されたレベルが記憶さ
れる。そしてこのメモリー回路６２の各ビツトに得ら
れる信号レベルに応じてレベル調整回路L₁〜Ｌ_i+
_２のゲインが制御される。さらに形成回路６０で形成される基準レベルは
当初は高いレベルに設定され、妨害信号が除去さ
れることにより、そのレベルが低下して比較回路
５９の出力信号が連続的に“０”になると、基準
レベル制御回路６３でそれが検出され、制御回路
５７から制御信号の終了のタイミングでより低い
レベルに、基準レベルが切換えられる。従つてこの回路において、妨害信号の除去は以
下のようにして行われる。例えば第１７図Ａに示すような平坦部のレベル
が0.5（基準信号のレベルを1.0とする）の同相成
分の妨害信号を有する映像信号が供給されたとす
る。このとき基準レベルVthが例えば0.3に設定さ
れていると、遅延時間t₁以後の各サンプリング期
間ごとに比較回路５９から＋Δｈの信号が得られ
る。ここでΔｈを例えばレベル調整回路Ｉにおい
て0.01のインパルスが得られるゲインに対応する
値とする。するとこの回路は20回検出が行われた
時点で、Ｂに示すようにt₁以後の各サンプリング
時点にそれぞれ0.2のインパルスが形成され、減
酸回路６の出力側にはＣに示すように防害信号の
レベルが0.3以下にされた映像信号が出力され
る。さらに比較回路５９の出力が連続的に“０”に
なることにより、基準レベル制御回路６３が動作
し、基準レベルVthが例えば0.2に切換えられる。
すると再びt₁以後の各サンプリング期間ごとに比
較回路５９から＋Δｈの信号が得られ、これが10
回繰り返えされた時点で、Ｄに示すように、さら
に0.1のインパルスが加算され、全体で0.3のイン
パルスが形成される。そして減算回路６の出力側
にはＥに示すように妨害信号のレベルが0.2以下
にされた映像信号が出力される。この動作が繰り
返されて妨害信号のレベルがさらに低減される。また第１８図Ａに示すような直交成分の妨害信
号を有する映像信号が供給された場合にも同様に
して、基準レベルVth例えば0.1を越える部分にイ
ンパルスが形成される。なおこの場合に例えばΔ
ｈ＝0.01で24回繰り返した時点でインパルスがＢ
のようになると、妨害信号のレベルはＣのように
なる。ここで妨害信号の中央部分ではレベルはす
でに0.1以下になつている。従つてこの後の検出
ではＤに示すように両側のみにインパルスが形成
され、これが３回繰り返された時点で、妨害信号
のレベルはＥのようになる。そしてこのときの加
算されたインパルスはＦのようになつている。さらに複数な多重妨害信号についても同様にし
て除去が行われる。こうして得られた信号が第１４図に示したのと
同等の色信号の妨害信号の除去回路に供給されて
上述した色信号の妨害信号が除去される。なおこ
の回路において、同期信号等の分離回路２２，５
２、サンプリング信号の形成回路２７，５５、制
御信号の形成回路２５，５７などはそれぞれ一つ
の回路を共通に使用することもできる。さらに、上述の回路は出力信号として輝度信号
と色信号との合成信号を得ようとした場合である
が、テレビ受像機に直接組み込む場合には、輝度
信号と色信号とは別々に得られるようにしてもよ
い。第１９図、第２０図はそのようにした場合の
実施例であつて、第１９図においては、入力端子
５に供給された信号中から、減算回路６、トラン
スバーサルフイルタ８′、検出回路９、制御回路
１１にて輝度信号の妨害信号が除去され、この信
号が遅延時間の補正回路１９を通じて出力端子７
に取り出されて輝度信号の処理回路（図示せず）
に供給されると共に、減算回路６の出力信号から
フイルタ１４にて色信号成分が分離され、この分
離された信号中から、減算回路１２、トランスバ
ーサルフイルタ１５′、検出回路１６、制御回路
１８にて色信号の妨害信号が除去され、この信号
が出力端子１３に取り出されて色信号の処理回路
（図示せず）に供給される。また第２０図においては、入力端子５に供給さ
れた信号からフイルタ１４にて直接色信号成分が
分離され、この分離された信号中から色信号の妨
害信号が除去され、出力端子１３に取り出され
る。さらに第２１図は１個のトランバーサルフイル
タ輝度信号及び色信号の両方の妨害信号を除去し
ようとするもので、図中第１４図、第１６図と対
応する部分には同一符号を附して示す。そして図においてスイツチ３２からの信号と、
スイツチ５６からの信号及び比較回路５９からの
信号とがスイツチ７１，７２の色信号側接点Ｃ及
び輝度信号側接点Ｙに供給され、これらのスイツ
チ７１，７２をそれぞれの基準信号の期間に切換
えて制御を行う。なおこの回路の場合、色信の除去信号も、微分
回路４６を通ることになるが、サンプリング周波
数を色副搬送周波数の４倍とし、遅延回路４４の
遅延量をサンプリング周期の２倍とした場合に
は、第２２図に示すように、理想的な立ち上がり
を持つバースト信号Ａ〜Ｃの場合も、有限の立ち
上がり時間を持つバースト信号を持つバースト信
号Ｄ〜Ｆの場合も位相誤差は生じないので問題は
ない。さらに第２３図は自動制御する場合の他の例で
あつて、この例では１回目の基準信号期間にスイ
ツチ３２の接点ａを通じて初期値がレジスタ３２
に供給されると共に、２回目の基準信号期間に形
成回路３０からの信号がレジスタ３４に供給され
る。そしてレジスタ３３，３４に記憶された信号
が順次直列に読み出されて加算回路Ｊで加算さ
れ、この加算された信号がスイツチ３２の接点ｂ
を通じてレジスタ３３に供給される。従つてレジスタ３３には切期値に２回目の検出
内容を加算した信号が記憶され、これが繰り返え
されて所定のレベル調整回路Ｉの制御信号が形成
される。そしてこのレジスタ３３の内容が１垂直
期間のメモリー回路３５を通じてレベル調整回路
Ｉに供給される。さらに第２４図は本発明をフイードフオワード
形の妨害信号の除去装置に適用した場合の例を示
す。また第２５図は本発明をプログレツシブサンメ
ンシヨンのトランスバーサルフイルタに適用した
場合の例を示す。さらに第２６図及び第２７図は本発明の効果を
計算機によるシユミレーシヨンで確かめた結果で
ある。まず第２６図は振幅比Ｒ＝0.5、遅延時間
τ＝1.97μｓ、搬送波位相のずれΨ＝0.0度の妨
害信号が発生した場合であつて、Ａは垂直同期信
号（輝度信号）の基準信号を示す。そしてこの信
号を第１６図の左側に示した妨害信号の除去回路
に供給すると、出力端子７にはＢに示すように妨
害信号の除去された信号が取り出される。ところ
が、Ｃに示すようなバースト信号に対して上述と
同等の妨害信号が発生するとＤに示すようにな
る。そしてこの信号に対して輝度信号と同じ除去
に行うとＥに示すようになつて、依然としてＦに
示すように妨害信号が残留している。そこでこの
信号を第１４図（第１６図右側）に示した本発明
による妨害信号の除去回路に供給すると、出力端
子１３にはＧに示すように妨害信号の除去された
信号が取り出され、このときの残留妨害信号はＨ
に示すようにほとんどゼロである。また第２７図は振幅比Ｒ＝0.5、遅延時間τ＝
2.0μｓ、搬送波位相のずれΨ＝22.5度の妨害信
号が発生した場合であつて、各図は第２６図に対
応している。そしてこの場合には、輝度信号の妨
害信号の除去のみを行つた時点で色信号はＥに示
すようになつて、かえつて妨害信号のレベルが大
きくなつてしまう。しかしこの場合にも、本発明
の回路を使用することにより、出力端子１３には
Ｇに示すように妨害信号の除去された信号が取り
出され、このときの残留妨害信号はＨに示すよう
にほとんどゼロである。さらに上述の例では、基準信号として既に挿入
されているバースト信号を用いたが、基準信号の
長さが長い短調整は確実になる。そこで、第２８
図に示すように垂直ブラツキング期間内に、バー
スト信号と同位相の信号をバースト信号より長い
期間挿入する。そしてこのとき、この信号のレベ
ル及びサイクル数を規制しておけば、極めて正確
な妨害信号の除去を行うことができる。A delay amount of [Formula] is provided. The outputs of the delay circuits A ₁ -A _o are supplied to phase and level adjustment circuits B ₁ -B _o and C ₁ -C _o , respectively. Then, the interference wave level R ₁ to R _o and the phase difference Ψ ₁
~ Ψ _o , signals adjusted to R ₁ cos Ψ ₁ , R ₂ cos Ψ _{2 .} . . R _o cos Ψ _o are formed in the adjustment circuits B ₁ to B _o , respectively. In addition, adjustment circuits C ₁ to _{C o}
, R ₁ sinΨ ₁ , R ₂ sinΨ ₂ ...R
_A signal adjusted to sinΨ _o is formed. These adjusted signals are each added to the adder circuit 1.
a, 1b. And this addition circuit 1a
In response to the interference wave, as shown in FIG. 4A, a pulse signal proportional to the magnitude of the in-phase component of the interference wave is formed τ _D /2 before the interference wave is generated, as shown in FIG. 4B. Further, in the adder circuit 1b, as shown in C, a pulse signal proportional to the magnitude of the orthogonal component of the interfering wave is formed τ _D /2 before the interfering wave is generated. A signal proportional to the magnitude of the in-phase component from the adder circuit 1a is supplied to a delay circuit 2a having a delay time of τ _D /2, and a signal equivalent to the impulse response of the in-mode component of the interference wave as shown in D is formed. be done. Further, a signal proportional to the magnitude of the orthogonal component from the adder circuit 1b is supplied to a filter 2b having a characteristic corresponding to an impulse response with a residual sideband roll-off characteristic as shown in FIG. Here, this filter 2b is constructed using a transversal filter as shown in FIG. That is, delay circuits D ₁ to _{D n} corresponding to the sampling synchronization T are connected in series, and the outputs of these delay circuits D ₁ to _{D n} are respectively connected to the level adjustment circuit E ₁
~E _l to the adder circuit 4. Then, the sample values of the impulse response shown in FIG. 5 are given to the level adjustment circuits E ₁ to E ₁ . Note that the sampling frequency f=1/T is selected to be twice or more the luminance signal band, for example, three times or four times the color subcarrier frequency. In this filter 2b, a signal equal to the impulse response of the orthogonal component of the interference wave as shown in FIG. 4E is formed, and this signal and the delay circuit 2a
The signals from the 1st and 2nd signals are added by the adder circuit 3 to form a signal equal to the interference wave (FIG. 4A). Therefore, by providing this circuit in a feedback loop as shown in FIG. 2, interference signals can be effectively removed. Note that this effect has been confirmed through computer simulations and circuit experiments. However, in this method, in order to remove the interference signal by dividing it into in-phase and quadrature components, it is necessary to separate and detect these in-phase and quadrature components.The procedure for this is complicated, and automatic removal is difficult. It's not appropriate. By the way, as a method for automatically detecting the interference signal u(t), a vertical synchronization signal in a standard television signal as shown in FIG. 7 is used. According to the radio wave method, this signal has no signal during 29.3 μs from the equalization pulse and 27.3 μs from the vertical cut, and has a step response waveform. Therefore, the interference signal (impulse)
If , the flat part of the vertical synchronizing signal is distorted by convolving the step waveform with this impulse. Therefore, a filter is used to keep this distortion below the allowable limit.
All you need to do is set the Hro parameters. Therefore, a device using a general-purpose transversal filter as shown in FIG. 8 was proposed. In the figure, a signal supplied to an input terminal 5 is supplied to an output terminal 7 through a subtraction circuit 6. Furthermore, delay circuits F ₁ to F _k corresponding to the sampling period T
are connected in series, the output signal of the subtraction circuit 6 is supplied to the delay circuit _F1 , and the outputs of the delay circuits _F1 to _Fk are sent to the addition circuit 8 through the level adjustment circuits _G1 to _Gk, respectively.
This addition output is supplied to the subtraction circuit 6. Furthermore, the output signal of the subtraction circuit 6 is supplied to the interference signal detection circuit 9 to detect the interference signal, and this detection output is passed through the differentiation circuit 10 to the level adjustment circuit.
Gain control circuit 11 that controls the gains of G ₁ to G _k
supplied to Specifically, when an arbitrary detection level ε is set in the detection circuit 9 and there is distortion in the flat part of the vertical synchronization signal, a point at which the distortion changes is detected on the time axis, and a signal corresponding to that point is detected. The gain of the level adjustment circuit G is controlled according to the magnitude of distortion. In this way, an impulse as shown in B is formed for a signal containing an in-phase component interference signal as shown in FIG. 9A, and this impulse is convolved by the transversal filter.
A cancellation signal as shown in C is formed, and by subtracting this signal from the original signal, the interfering signal is removed. Furthermore, for a signal containing an interference signal including orthogonal components as shown in FIG. A cancellation signal is formed, and by subtracting this signal from the original signal, the interfering signal is removed. However, since this circuit is designed with only the luminance signal component in mind, it has been found that it is not necessarily effective for color signal components. That is, for example, when the sampling frequency is set to four times the color subcarrier frequency, if only the luminance signal component is present, even if the adjustment of the level adjustment circuits G ₁ to G _k deviates by one sample component, it will not have much effect; If the signal component is shifted by one sample, the phase will change by 90 degrees, and there is a possibility that the interfering signal may be emphasized. Further, as shown in FIG. 11, the reference signal A
On the other hand, there is an impulse as shown in B,
When a luminance signal interference signal as shown in C and a color signal interference signal as shown in D are generated,
If an impulse as shown in E is set in the transversal filter, a removal signal as shown in F is formed for the luminance signal, and a residual interference signal is suppressed to 1/4 or less as shown in G. However, as for the color signal, since a cancellation signal as shown in H is formed, the residual interference signal is only about 7/10 as shown in I. And in this case,
The residual interference signal of the luminance signal is only in a transient portion, whereas the residual interference signal of the chrominance signal covers almost the entire area where the interference signal is present. On the other hand, it is possible to increase the resolution of interference signal detection by increasing the sampling frequency, but in reality, the frequency spectrum of the step waveform of the vertical synchronization signal is attenuated in the high range, and the complete step waveform It's not, but it's a little slow, so
Even if the sampling frequency is increased, complete detection cannot be achieved. In particular, since the chrominance signal is superimposed on the high frequency side of the luminance signal, the vertical synchronization signal with the high frequency attenuated,
Even the information regarding the amplitude and phase of the color signal component cannot be said to be representative, and even if this is detected, an accurate detection signal cannot be obtained. In view of these points, the present invention is designed to effectively remove interference signals caused by color signals. Incidentally, the television signal transmission path has a frequency spectrum as shown in FIG. 12, and the color signal component is transmitted using a single-side band modulation method. Therefore, considering a burst signal within the vertical blanking period as a reference signal, if the envelope waveform of the burst signal is f _l (t) and the color subcarrier frequency is f _sc , the burst signal g _c (t) is , g _c (t)=f _l (t) sinω _sc t (17). However, ω _sc =2π f _sc . When this equation (17) is Fourier transformed, Gc(ω)=1/2j [F _l (ω+ω _sc )−F _l (ω −ω _sc )] (18). However, it is assumed that F _l (ω) is the Fourier transform of f _l (t), and its bandwidth is smaller than f _sc . On the other hand, when the signal g _c (t) of equation (17) is supplied to the television signal transmission line, the output signal d〓 _c (t) is d〓 _c (t)=1/2g _c (t) cosω _c t − It is expressed as 1/2g〓 _c (t) sinω _c t (19). Here, g〓 _c (t) is the first
It is based on the residual sideband roll-off characteristics shown in the figure and equation (3), g〓 _c (t)=1/2π∫ ^∞ _−∞ W〓(ω)G _c (ω)e ^j 〓 ^t dω...(20). From this equation (20), equations (3) and (18) and G _c
By considering the bandwidth of (ω), g〓 _c (t)=1/2π∫ ^∞ _−∞ −jsgn(ω)G _c (ω)e ^j 〓 ^t dω=1/2π∫ ^∞ _−∞ 1 /2F _l (ω −ω _sc )e ^j 〓 ^t dω+1/2π∫ ^∞ _−∞ −1/2F _l (ω+ω _sc )e ^j 〓 ^t dω =1/2π∫ ^∞ _−∞ −1/2F _l (ω) e ^j 〓 ^sct e ^j 〓 ^t dω +1/2π∫ ^∞ _−∞ −1/2F _l (ω)e ^-j 〓 ^sct e ^j 〓 ^t dω=−1/2 [F _l (t)e ^j 〓 ^sct +F _l (t)e ^-j 〓 ^sct ]=-F _l cosω _sc t ...(21) is obtained. Therefore, by substituting Equations (21) and (17) into Equation (19), the received signal d〓 _c (t) becomes d〓 _c (t) = f _l (t) sinω _sc tcosω _c t +f _l (t) cosω _sc tsinω _c t (22). Then, when this received signal d〓 _c (t) is synchronously detected with a local carrier wave having a phase difference of θ from the carrier wave of the video signal, the detection output d〓 _c 〓(t) is as follows: d〓 _c 〓(t) = f _l (t) sinω _sc tcosθ+f _l (t) sinω _sc tsinθ = f _l (t) sin(ω _sc t+θ) ...(23) If θ=0 here, d〓 _c 〓=f _l (t ) sinω _sc t = g _c (t) and the original signal is demodulated. For such a burst signal g _c (t),
Interfering signal uc(t) with amplitude ratio R ₁ and delay time τ ₁
, this interference signal uc(t) is
From equation (22), u _c (t)=R ₁ d〓 _c (t−τ ₁ )=R ₁ _fl (t−τ ₁ ) sinω _sc (t−τ ₁ ) cosω _c (t −τ ₁ ) +R ₁ f _l (t-τ ₁ ) cosω _sc (t-τ ₁ ) sinω _c (t-τ ₁ ) ...(24) Here, assuming the phase shift of the color subcarrier as ₁ , u _c ( t)=R ₁ _fl (t-τ ₁ ) sin (ω _sc t- ₁ ) cos (ω _c t-Ψ ₁ ) + R ₁ _fl (t − τ ₁ ) cos (ω _sc t- ₁ ) sin ( ω _c t−Ψ ₁ ) ...(25) is obtained. However, ω _sc τ ₁ =2nπ+ ₁ (n is an integer) 0≦ ₁ ≦2π. Further, Ψ ₁ is the carrier wave phase shift of the video signal described above, and is ω _c τ ₁ =2kπ+Ψ ₁ (k is an integer). Then, when this interference signal uc(t) is synchronously detected using a local carrier wave having a phase difference of θ from the carrier wave of the video signal, the detection output u _c 〓(t) is as follows: uc _〓 (t)=R ₁ f _l ( t- _τ1 ) sin( _ωsc t) _-1 )cos(θ- _Ψ1 )+ _R1f _l (t- _τ1 )cos( _ωsct - ₁ )sin(θ- _Ψ1 )= _R1f _l (t-τ ₁ ) sin (ω _sc t- ₁ −Ψ ₁ +θ) ... (26) If θ=0 here, then u _c o (t) R ₁ _fl (t-τ ₁ ) sin(ω _sc t- ₁ −Ψ ₁ )=R ₁ _fl (t −τ ₁ ) sin(ω _sc t−Θ) (27). However, ( ₁ + Ψ ₁ )=Θ+2mπ (m is an integer) 0≦Θ≦2π. This equation (27) is modified to obtain the transfer function of the interference signal u _cp (t), and u _cp (t)=R ₁ _fl (t-τ ₁ ) sin {ω _sc (t-τ ₁ ) −Ψ ₁ }=R ₁ f _l (t −τ ₁ )cosΨ ₁ sinω _sc (t−τ ₁ )−R ₁ _fl (t−τ ₁ ) sinΨ ₁ cosω _sc (t−τ ₁ ) ……(28 ) get. Then, by Fourier transforming this equation (28), U _cp (ω)=R ₁ cosΨ ₁ e ^-j 〓〓 ¹ 1/2j [F _l (ω+ω _sc )−F _l (ω−ω _sc )] −R ₁ sinΨ ₁ e ^-j 〓〓 ¹ 1/2 [F _l (ω+ω _sc )+F _l (ω−ω _sc )] ...(29). Then, the transfer function H _gc (ω) is given by H _sc (ω) = U _cp (ω) / Gc (ω), so by substituting equations (18) and (29), H _gc (ω) =R ₁ cosΨ ₁ e ^-j 〓〓 ¹ −R ₁ sinΨ ₁ e ^-j 〓〓 ¹ j[F _l (ω+ω _sc )+F _l (ω−ω _sc )]/[F _l (ω+ω _sc )−F _l (ω−ω _sc )] ...(30) is obtained. W〓(ω)・1/2j [F _l (ω+ω _sc )−F _l (ω−ω _sc )]=−jsgn(ω)・[F _l (ω +ω _sc )−F _l (ω−ω _sc ) ]=-1/2[F _l (ω+ω _sc )+F _l (ω-ω _sc )], and W〓(ω)=-j[F _l (ω+ω _sc )+F _l (ω-ω _sc )]/[ F _l (ω+ω _sc )−F _l (ω
−ω _sc )]...(31) Therefore, substituting equation (31) into equation (30), we get H _gc (ω)=R ₁ cosΨ ₁ e ^-j 〓〓 ¹ +R ₁ sinΨ ₁ W〓( ω) e ^-j 〓〓 ¹ ...(32) In other words, this equation (32) matches the transfer function of the interference signal of the video signal found using equation (13). Accordingly, the above study has revealed the following regarding the color signal interference signal. (1) The envelope of the interference signal of the color signal is similar to the envelope of the desired signal. (2) The delay time of the color signal interference signal is equal to the video signal delay time τ ₁ . (3) The color subcarrier phase shift of the color signal interference signal is the sum of the phase shift ₁ of the color subcarrier itself determined by the delay time τ ₁ plus the carrier wave phase shift Ψ ₁ of the video signal. (4) The interference signal of the in-phase component is R ₁ _fl (t-τ ₁ ) sinω _sc (t-τ ₁ ) (33) and is similar to the desired signal. Also, the orthogonal component interference signal is R ₁ f _l (t−τ ₁ )cosω _sc (t−τ ₁ ) ……(34), and the carrier wave phase is shifted by 90 degrees, but the envelope is the same as that of the in-phase component. Match. That is, if an error within one cycle is allowed, both the orthogonal component and the in-phase component can be represented by equation (33). The present invention takes these points into account and removes interference signals from color signals. That is, in the present invention, a disturbance signal is detected using any one horizontal period in which only a burst signal within a vertical line period exists as a reference signal, or a signal similar thereto, and this is used to detect interference signals at each level of the transversal filter. Adjust the gain of the adjustment circuit. An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. 13, the signal from the output terminal 7 of FIG. 8 is further passed through the subtraction circuit 12 to the output terminal 13.
is supplied to Further, delay circuits H ₁ to H _k corresponding to a sampling period T' that is four times the color subcarrier frequency are connected in series, and the output signal of the subtraction circuit 12 is passed through a bandpass filter or highpass filter 14 corresponding to the color subcarrier frequency. The outputs of delay circuits H ₁ to _H _k are supplied to adder circuit 15 through level adjustment circuits I ₁ to I _k , respectively, and the addition output is supplied to subtracter circuit 12 .
Further, the output signal of the filter 14 is supplied to the interference signal detection circuit 16 to detect the interference signal, and this detection output is sent to the level adjustment circuit I ₁ through the differentiation circuit 17.
~I _k is supplied to a gain control circuit 18 that controls the gain. Specifically, in the detection circuit 16, an arbitrary detection level ε'(ε'=ε may be used, but it is not necessary that they match, so it is shown with a dash). ) is set, and if there is distortion in any one horizontal period where only the burst signal exists within the vertical retrace period mentioned above,
The gain of the level adjustment circuit I corresponding to the point where the distortion changes is controlled according to the magnitude of the distortion. In this way, a signal corresponding to the subcarrier color signal is taken out from the filter 14, and the impulse corresponding to the interference signal in this signal is convolved by the transversal filter to remove the interference signal of the color signal. A pseudo cancellation signal is formed. And by subtracting this signal from the original signal,
Interfering signals of color signals are removed. Therefore, the interference signal of the luminance signal is removed in the subtraction circuit 6, and the chrominance signal is further removed in the subtraction circuit 12, so that all interference signals are completely removed. In addition, in an automatic interference signal removal device that uses a transversal filter as described above and has a configuration in which the output is subtracted from the input signal, the impulse is set so that the interference signal can be almost completely removed. They will be regulated to stand in the correct position. However, since signal processing itself is a sampling process, in principle it is ideal to create an impulse at a point where the reference signal exceeds a certain detection level, but this point does not necessarily coincide with the sample point. First, an impulse may not be formed at this desired position. Therefore, in such a case, two points before and after the desired position are substituted, and these are combined at a predetermined ratio to obtain something approximately equivalent to the ideal impulse. In other words, from equation (27), u _cp (t) = R ₁ f _l (t-τ' ₁ ) sin (ω _sc - Θ) = R ₁ f _l (t-τ' ₁ ) cos Θ sin ω _sc t - R ₁ f _l (t-τ' ₁ ) sinΘcosω _sc t=xsinω _sc t-ycosω _sc t=xsinω _sc t +ycos (ω _sc -90°) ...(35), and x=R ₁ f _l (t-τ') cos Θ (36) y=R ₁ f _l (t-τ') sin Θ (37) It is sufficient to form two impulses at predetermined positions immediately before and after the required impulse position. Specifically, the gain of the level adjustment circuit I for each previous point may be controlled depending on the magnitude of distortion at the point where the level ε' is exceeded for the first time and the next point. Furthermore, in the above circuit, since the interference signal of the color signal is similar to the desired signal whether it is a quadrature component or an in-phase component, it is sufficient to form a predetermined impulse at the rising position of the interference signal, and the detection circuit 16
In this case, the differentiating circuit 17 may be omitted if the impulse is formed at the point where the level ε' is exceeded for the first time. Furthermore, the sampling period is not limited to four times the color subcarrier frequency, but may be three times the color subcarrier frequency, but as described above, when an impulse is represented by a combination of two impulses, calculation of the required level becomes somewhat troublesome. Furthermore, FIG. 14 shows a specific example in which a circuit for removing interference signals from color signals is automated. That is, in the figure, the output signal of the subtraction circuit 12 is supplied to the subtraction circuit 21 through the filter 14. At the same time, the output signal of the subtraction circuit 12 is supplied to a separation circuit 22 for synchronizing signals, etc., and the separated burst signal is supplied to a CW oscillation circuit 23 to form a continuous signal having the same phase as the burst signal. The signal is supplied to the gate circuit 24. Further, the horizontal and vertical synchronizing signals from the separation circuit 22 are supplied to a control signal forming circuit 25 to form a gate signal corresponding to the period of the burst signal, and this gate signal is supplied to the gate circuit 24 to be equivalent to the burst signal. signal is formed. This signal is supplied to a subtraction circuit 21 to remove the burst signal from the signal. This signal from which the burst signal has been removed is supplied to the sampling circuit 26. At the same time, the burst signal from the separation circuit 22 is supplied to a sampling signal forming circuit 27 to form a sampling signal with a frequency four times the color subcarrier frequency, and this sampling signal is supplied to the sampling circuit 26 to generate a burst signal. The removed color signal is extracted every sampling period. This sampled color signal is supplied to a comparison circuit 28. Further, a potential signal of ±Vth from the reference level forming circuit 29 is supplied to the comparison circuit 28. In this comparison circuit 28, when the potential of the video signal exceeds +Vth, a +1 signal is formed, and when it becomes -Vth or below, a -1 signal is formed. The signal from this comparison circuit 28 is supplied to a gain control signal forming circuit 30. The sampled color signal is also supplied to the forming circuit 30. Further, the burst signal from the separation circuit 22 is supplied to a phase detection circuit 31 to detect the phase of the burst signal, and this detection signal is supplied to the formation circuit 30.
Further, in the formation circuit 25, a control signal corresponding to the above-mentioned reference signal period during the switch-on or the first vertical blanking period immediately after channel switching and the subsequent reference signal period is formed, and this control signal is sent to the formation circuit 30. Supplied. In this forming circuit 30, a gain control signal of the level of the sampled color signal is formed during the sampling period in which the signal is obtained from the comparison circuit 28 for the first time during the period of the first reference signal, and during the next sampling period. Δh in two similar sampling periods of the period of the reference signal after the
A gain control signal with a level of . Further, the polarity of the gain control signal is determined depending on the sign from the phase detection circuit 31 and the signal from the comparison circuit 28. In addition, a control signal from the forming circuit 25 is applied to the switch 3.
2, the signal from the forming circuit 30 is supplied to the resistor 33 through the contact a of the switch 32 during the first reference signal period, and is supplied to the register 34 through the contact b of the switch 32 during the second and subsequent reference signal periods. Supplied. At the same time, the formation circuit 25
A control signal from the forming circuit 30 is supplied to the registers 33, 34, and the signal from the forming circuit 30 is stored in each bit of the registers 33, 34 for each sampling period. Then, in the horizontal period following the first reference signal period, the signals stored in each bit of the register 33 are read out in parallel and supplied to the memory circuit 35 through the adder circuits J ₁ to J _k . Further, in the next horizontal period after the second and subsequent reference signal periods, the signals stored in each bit of the register 34 are read out in parallel and supplied to the memory circuit 35 through the adder circuits _J1 to _Jk . In this memory circuit 35, the level of the supplied signal is stored, and by repeatedly supplying the signal, the level obtained by adding these signals is stored. The signals stored in each bit of this memory circuit 35 are supplied to level adjustment circuits I ₁ -I _k corresponding to the previous sampling period, respectively, and their respective gains are controlled. Further, the reference level formed by the forming circuit 29 is initially set to a high level, and as the interfering signal is removed, the level decreases and the output signal of the comparing circuit 28 becomes "0" continuously. This is detected by the reference level control circuit 36, and the reference level is switched to a lower level at the timing when the control signal from the control circuit 35 ends. Therefore, in this circuit, the interference signal is removed as follows. That is, when an impulse of a disturbance signal such as B is applied to a reference burst signal such as that shown in FIG.
The sampling period in which the level of this interference signal exceeds the reference level ±Vth for the first time and the next sampling period are detected, and the gain of the level adjustment circuit I corresponding to the previous sampling period of each of these sampling periods is adjusted. As a result, an impulse like the arrow D is formed. These impulses are then convolved with the reference burst signal to form a cancellation signal as shown in the figure, and by subtracting this signal from the original signal, the interfering signal is suppressed as shown in E. Furthermore, the level of the remaining interference signal is detected,
A corresponding level adjustment circuit I according to this detection signal
is adjusted by Δh. By repeating this several times, impulses and removal signals as shown in F are formed, and the interference signal is suppressed as shown in G. In this state, the level of the interference signal in the part where detection is first performed is below Vth, but in the following two sampling periods, the level of the interference signal remains the same as before.
Vth or more, and this is detected and further suppression is performed as shown by H and I. In this circuit, the impulses formed are as shown in J, and the combined impulses of these, as shown in K, are similar to the impulses of the interference signal shown in B. The above-described operation is repeated for even more complex multiple interference signals, and the signals with the shortest delay time are sequentially removed. Further, FIG. 16 shows a specific example in which a circuit of another type is used as a circuit for removing an interference signal of a luminance signal. That is, in the figure, delay circuits K ₁ to K _i+2 (i23.7 μs/T) corresponding to the sampling period T are connected in series, and the output signal of the subtraction circuit 6 is transmitted to the delay circuit K ₁
is supplied to The outputs of the delay circuits K ₁ to _{K i} are supplied to the adder circuit 41 through the level adjustment circuits L ₁ to _Li , respectively, and the outputs of the delay circuits K _i+1 and K _i+2 are supplied to the level adjustment circuits L _i+1 and It is supplied to the adder circuit 42 through L _i+2 . Also, a differentiator circuit 46 consisting of an adder circuit 43, a delay circuit 44, and an inverter circuit 45
is provided, the signal from the adder circuit 41 is directly supplied to the adder circuit 43, and the sampling period T
The signal is supplied to the adder circuit 43 through a delay circuit 44 corresponding to twice the time and an inverter circuit 45, and further a signal from the adder circuit 42 is supplied to the adder circuit 43. The signal from this adder circuit 43 is then supplied to the subtracter circuit 6. Further, the output signal of the subtraction circuit 6 is supplied to a clamp circuit 51. At the same time, the output signal of the subtraction circuit 6 is supplied to the synchronization separation circuit 52, the separated vertical synchronization signal is supplied to the clamp signal formation circuit 53, the formed clamp signal is supplied to the clamp circuit 51, and the The DC level of the signal is 1
It is clamped to a predetermined level every vertical period. This clamped signal is sent to the sampling circuit 5.
4. At the same time, the horizontal synchronization signal from the synchronization separation circuit 52 is supplied to the sampling signal forming circuit 55, and a sampling signal synchronized with the horizontal synchronization signal is formed. This sampling signal is then supplied to the sampling circuit 54, and a clamped video signal is output at each sampling period. This sampled signal is supplied to switch 56. At the same time, the vertical synchronization signal from the synchronization separation circuit 52 is supplied to the control signal forming circuit 57, and the period of the reference signal of the above-mentioned luminance signal in the last vertical synchronization signal at the time of switch-on or immediately after channel switching is A control signal corresponding to the period of the reference signal of the subsequent luminance signal is formed. This control signal is supplied to the switch 56 as its control signal, and the signal sampled during the first reference signal period is supplied to the register 58 through contact a of the switch 56, and during the second and subsequent reference signal periods. The signal is supplied to the level comparison circuit 59 through contact b. Furthermore, a potential signal of ±Vth from the reference level forming circuit 60 is supplied to the comparison circuit 59. In this comparison circuit 59, when the potential of the video signal exceeds +Vth, a signal of +Δh is formed, when it is between +Vth and -Vth, a signal of 0 is formed, and when it becomes below -Vth, a signal of -Δh is formed. be done. A signal from comparison circuit 59 is supplied to register 61. At the same time, the control signal from the forming circuit 57 is supplied to the registers 58, 61 as the control signal, and the signals from the sampling circuit 54 and the comparator circuit 59 are stored in each bit of the registers 58, 61 for each siping cycle. Ru. Then, in the horizontal period following the first reference signal period, the signals stored in each bit of the register 58 are read out in parallel and supplied to the memory circuit 62 through adder circuits M ₁ to _{M i+2} . Also, in the next horizontal period of each reference signal period after the second,
The signals stored in each bit of register 61 are read out in parallel and supplied to memory circuit 62 through adder circuits M ₁ to _{M i+2} . In this memory circuit 62, the supplied signal level is stored, and as the signals are repeatedly supplied, the added level of these signals is stored. Then, level adjustment circuits L ₁ to _{L i +}
A gain of ₂ is controlled. Further, the reference level formed by the forming circuit 60 is initially set to a high level, and as the interfering signal is removed, the level decreases and the output signal of the comparator circuit 59 becomes "0" continuously. The reference level control circuit 63 detects this, and the control circuit 57 switches the reference level to a lower level at the timing of the end of the control signal. Therefore, in this circuit, the interference signal is removed as follows. For example, suppose that a video signal having an interference signal of an in-phase component with a flat portion level of 0.5 (assuming the level of the reference signal is 1.0) as shown in FIG. 17A is supplied. At this time, if the reference level Vth is set to, for example, 0.3, a signal of +Δh is obtained from the comparator circuit 59 for each sampling period after the delay time _t1 . Here, Δh is assumed to be a value corresponding to a gain that allows an impulse of 0.01 to be obtained in the level adjustment circuit I, for example. Then, when this circuit has been detected 20 times, an impulse of 0.2 is formed at each sampling point after t ₁ as shown in B, and the output side of the deoxidizing circuit 6 has a prevention circuit as shown in C. A video signal with a harmful signal level of 0.3 or less is output. Furthermore, as the output of the comparator circuit 59 becomes "0" continuously, the reference level control circuit 63 operates, and the reference level Vth is switched to, for example, 0.2.
Then, a signal of +Δh is obtained from the comparator circuit 59 again for each sampling period after _t1 , and this is 10
After the repetition is repeated, an additional 0.1 impulse is added, forming a total of 0.3 impulses, as shown in D. As shown in E, the subtracting circuit 6 outputs a video signal in which the level of the interference signal has been reduced to 0.2 or less. This operation is repeated to further reduce the level of the interfering signal. Similarly, when a video signal having an interfering signal of orthogonal components as shown in FIG. 18A is supplied, impulses are formed in the portion where the reference level Vth exceeds, for example, 0.1. In this case, for example, Δ
The impulse is B after 24 repetitions with h=0.01.
Then, the level of the interference signal becomes C. Here, the level in the central part of the interference signal is already below 0.1. Therefore, in the subsequent detection, impulses are formed only on both sides as shown in D, and when this is repeated three times, the level of the interference signal becomes as shown in E. The added impulse at this time is as shown in F. Furthermore, a plurality of multiplex interference signals are also removed in the same manner. The signal thus obtained is supplied to a color signal interference signal removal circuit similar to that shown in FIG. 14, and the color signal interference signal described above is removed. Note that in this circuit, separation circuits 22 and 5 for synchronizing signals, etc.
2. The sampling signal forming circuits 27, 55, the control signal forming circuits 25, 57, etc. may each use one circuit in common. Furthermore, although the above circuit is intended to obtain a composite signal of a luminance signal and a chrominance signal as an output signal, when it is directly installed in a television receiver, the luminance signal and chrominance signal can be obtained separately. You can also do this. FIGS. 19 and 20 show embodiments in such a case. In FIG. 19, a subtraction circuit 6, a transversal filter 8', a detection circuit 9 , the interference signal of the luminance signal is removed in the control circuit 11, and this signal is sent to the output terminal 7 through the delay time correction circuit 19.
A processing circuit for the luminance signal (not shown)
At the same time, the color signal component is separated from the output signal of the subtraction circuit 6 by the filter 14, and from this separated signal, it is sent to the subtraction circuit 12, the transversal filter 15', the detection circuit 16, and the control circuit 18. The interfering signal of the color signal is removed, and this signal is taken out to the output terminal 13 and supplied to a color signal processing circuit (not shown). Further, in FIG. 20, the color signal component is directly separated from the signal supplied to the input terminal 5 by the filter 14, the interference signal of the color signal is removed from this separated signal, and the signal is taken out to the output terminal 13. . Furthermore, FIG. 21 shows a transversal filter that attempts to remove interference signals from both the luminance signal and the chrominance signal, and parts corresponding to those in FIGS. 14 and 16 are given the same reference numerals. show. In the figure, the signal from the switch 32 and
The signal from the switch 56 and the signal from the comparator circuit 59 are supplied to the color signal side contact C and the luminance signal side contact Y of switches 71 and 72, and these switches 71 and 72 are switched during the period of the respective reference signals. Take control. In the case of this circuit, the color signal removal signal also passes through the differentiating circuit 46, but when the sampling frequency is set to four times the color subcarrier frequency and the delay amount of the delay circuit 44 is set to twice the sampling period. As shown in Fig. 22, no phase error occurs in the case of burst signals A to C that have ideal rise times or in the case of burst signals D to F that have burst signals that have a finite rise time. No problem. Furthermore, FIG. 23 shows another example of automatic control; in this example, the initial value is transferred to the register 32 through contact a of the switch 32 during the first reference signal period.
At the same time, the signal from the forming circuit 30 is supplied to the register 34 during the second reference signal period. Then, the signals stored in the registers 33 and 34 are sequentially read out in series and added in an adder circuit J, and this added signal is sent to the contact b of the switch 32.
The signal is supplied to the register 33 through. Therefore, a signal obtained by adding the second detection content to the cut-off value is stored in the register 33, and this is repeated to form a control signal for a predetermined level adjustment circuit I. The contents of this register 33 are then supplied to the level adjustment circuit I through the memory circuit 35 for one vertical period. Further, FIG. 24 shows an example in which the present invention is applied to a feed-forward type interference signal removal device. FIG. 25 shows an example in which the present invention is applied to a progressive sunmension transversal filter. Furthermore, FIGS. 26 and 27 show the results of confirming the effects of the present invention by computer simulation. First, Fig. 26 shows a case where an interference signal with an amplitude ratio R = 0.5, a delay time τ = 1.97 μs, and a carrier phase shift Ψ = 0.0 degree is generated, and A is the reference signal of the vertical synchronization signal (luminance signal). show. When this signal is supplied to the interference signal removal circuit shown on the left side of FIG. 16, a signal from which the interference signal has been removed is taken out at the output terminal 7 as shown at B. However, when an interference signal similar to that described above occurs in response to the burst signal shown in C, the result shown in D appears. If this signal is removed in the same manner as the luminance signal, the result will be as shown in E, but the interference signal still remains as shown in F. Therefore, when this signal is supplied to the interference signal removal circuit according to the present invention shown in FIG. 14 (right side of FIG. 16), a signal from which the interference signal has been removed is taken out at the output terminal 13 as shown in G. The residual interference signal is H
As shown in , it is almost zero. Also, in Fig. 27, amplitude ratio R = 0.5, delay time τ =
This is a case where an interference signal of 2.0 μs and a carrier phase shift Ψ=22.5 degrees is generated, and each figure corresponds to FIG. 26. In this case, when only the interference signal of the luminance signal is removed, the color signal becomes as shown in E, and the level of the interference signal increases. However, even in this case, by using the circuit of the present invention, a signal from which the interfering signal has been removed is taken out at the output terminal 13 as shown in G, and the residual interfering signal at this time is almost the same as shown in H. It is zero. Further, in the above example, a burst signal that has already been inserted is used as a reference signal, but the longer length of the reference signal ensures short adjustments. Therefore, the 28th
As shown in the figure, a signal having the same phase as the burst signal is inserted into the vertical blacking period for a period longer than the burst signal. At this time, if the level and number of cycles of this signal are regulated, the interfering signal can be removed extremely accurately.

[Brief explanation of the drawing]

第１図、第２図は妨害信号の特性を説明するた
めの図、第３図〜第１１図は従来例の説明のため
の図、第１２図はカラー映像信号のスペクトラム
図、第１３図、第１４図は本発明の一例の構成
図、第１５図はその説明のための図、第１６図は
本発明の他の例の構成図、第１７図、第１８図は
その説明のための図、第１９図〜第２１図はさら
に他の例の構成図、第２２図はその説明のための
図、第２３図〜第２５図はさらに他の例の構成
図、第２６図、第２７図は本発明の効果を示す特
性図、第２８図は他の基準信号の波形図である。１２は減算回路、１３は出力端子、１４はフイ
ルタ、Ｈは遅延回路、Ｉはレベル調整回路、１５
は加算回路、１６は妨害信号検出回路、１８は制
御回路である。 Figures 1 and 2 are diagrams for explaining the characteristics of interference signals, Figures 3 to 11 are diagrams for explaining conventional examples, Figure 12 is a spectrum diagram of a color video signal, and Figure 13. , FIG. 14 is a block diagram of an example of the present invention, FIG. 15 is a diagram for explaining the same, FIG. 16 is a block diagram of another example of the present invention, and FIGS. 17 and 18 are for explaining the same. , FIGS. 19 to 21 are configuration diagrams of still other examples, FIG. 22 is a diagram for explaining the same, FIGS. 23 to 25 are configuration diagrams of still other examples, and FIG. FIG. 27 is a characteristic diagram showing the effects of the present invention, and FIG. 28 is a waveform diagram of another reference signal. 12 is a subtraction circuit, 13 is an output terminal, 14 is a filter, H is a delay circuit, I is a level adjustment circuit, 15
1 is an adder circuit, 16 is an interference signal detection circuit, and 18 is a control circuit.

Claims

[Claims]

1. A filter that separates a band of the color signal from an input signal including a color signal having a reference signal having a frequency substantially equal to the color subcarrier frequency, a programmable filter to which the separated signal from the filter is supplied, and the input a signal generation circuit that generates a signal equivalent to the reference signal based on the signal; a subtraction circuit that subtracts the signal from the signal generation circuit from the separated signal to remove the reference signal; and an output of the subtraction circuit. a detection circuit that detects an interfering signal by comparing the level of the signal with a reference level; the detection output is used to control the gain of the level adjustment circuit of the programmable filter, and the output signal of the programmable filter is An interference signal removal device designed to subtract from an input signal.