JP2569902B2 - Interference wave canceller - Google Patents

Interference wave canceller

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JP2569902B2
JP2569902B2 JP2142236A JP14223690A JP2569902B2 JP 2569902 B2 JP2569902 B2 JP 2569902B2 JP 2142236 A JP2142236 A JP 2142236A JP 14223690 A JP14223690 A JP 14223690A JP 2569902 B2 JP2569902 B2 JP 2569902B2
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Description

【発明の詳細な説明】 (産業上の利用分野) 本発明は干渉波除去装置に関し、特にマルチパスフェ
ージング回線において強い干渉波が存在した場合に、フ
ェージングによる波形歪の適応等化および干渉波の除去
を行う干渉波除去装置に関する。
Description: BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an interference wave canceller, and more particularly to adaptive equalization of waveform distortion due to fading and interference wave interference when a strong interference wave exists in a multipath fading channel. The present invention relates to an interference wave removing device that removes interference waves.

(従来の技術) 従来、PSKやQAMを用いたディジタルマイクロ波回線に
対しFM回線による干渉が問題となることがある。特にデ
ィジタル伝送が高速の場合、FM干渉波は狭帯域干渉波と
見なされる。また、強度のマルチパスフェージング回線
においては適応等化技術が不可欠であり、見通し外通信
のように伝搬距離が大きな回線では整合フィルタ(MF)
と判定帰還形等化器(DFE)とを用いた受信機が必要と
なる。マルチパスフェージング環境下での狭帯域干渉波
の除去を行う従来の干渉波除去装置の一例を第4図に示
す。
(Prior Art) Conventionally, interference by an FM line to a digital microwave line using PSK or QAM may be a problem. Especially when digital transmission is performed at high speed, FM interference waves are regarded as narrowband interference waves. In addition, adaptive equalization technology is indispensable in a strong multipath fading line, and a matched filter (MF) is required in a line with a large propagation distance such as non-line-of-sight communication.
And a receiver using a decision feedback equalizer (DFE). FIG. 4 shows an example of a conventional interference wave eliminator for removing a narrow-band interference wave in a multipath fading environment.

第4図において、41はトランスバーサルフィルタ、42
は整合フィルタ(MF)、43は判定帰還形等化器(DFE)
であり、44から51はこの従来の干渉波除去装置の各部分
における信号スペクトラムの様子を示す。
In FIG. 4, 41 is a transversal filter, 42
Is a matched filter (MF), 43 is a decision feedback equalizer (DFE)
Numerals 44 to 51 denote signal spectrums in respective parts of the conventional interference wave removing apparatus.

狭帯域干渉波の除去には、通常トランスバーサルフィ
ルタが用いられる。これは、トランスバーサルフィルタ
の振幅特性を干渉波の周波数において落ち込ませること
により干渉波を除去しようとするものである。また、ト
ランスバーサルフィルタのタップ係数の制御は、判定器
から出力される誤差信号の自乗平均値が最小となるよう
にLMSアルゴリズムまたはカルマンアルゴリズムなどに
より行われる。しかし、トランスバーサルフィルタ41に
よる干渉波の除去は基本的に周波数領域におけるフィル
タリングであり干渉波を十分除去させようとすると、希
望信号の干渉波と同じ周波数成分を除去することにな
り、伝送路で生じるマルチパス歪以外に強い波形歪を生
じさせることになる。
A transversal filter is usually used to remove the narrow band interference wave. This is to remove the interference wave by lowering the amplitude characteristic of the transversal filter at the frequency of the interference wave. Control of the tap coefficients of the transversal filter is performed by an LMS algorithm, a Kalman algorithm, or the like such that the root mean square value of the error signal output from the determiner is minimized. However, the removal of the interference wave by the transversal filter 41 is basically filtering in the frequency domain, and if it is attempted to sufficiently remove the interference wave, the same frequency component as the interference wave of the desired signal will be removed. In addition to the generated multipath distortion, a strong waveform distortion is generated.

第4図(a)に希望信号に干渉波が重なった受信信号
からの干渉波除去の様子を示す。トランスバーサルフィ
ルタ41に入力する受信信号は、44に示すように希望信号
Sに干渉波Jが重なっている。トランスバーサルフィル
タ41は干渉波Jを除去するために、そのフィルタの周波
数特性の干渉波の周波数帯域に深いディップを生じさせ
る。従って、トランスバーサルフィルタ41の出力におい
ては45のように干渉波は除去されるが、希望信号成分の
周波数特性が削られる。この信号スペクトラム45のよう
に周波数軸上にノッチが生じることは、インパルス応答
が2波モデルのように分散していることと等価である。
すなわち、この状態はマルチパス状態に近似される。整
合フィルタ42は分散したインパルス応答を対称化し、遅
延分散したエコー成分を主波に同相合成しようとする。
従って、主波に対するエコー波の比率が減少し、45のよ
うにノッチを有する信号は整合フィルタ42を通過するこ
とにより46のようにノッチが浅くなる。整合フィルタ42
の出力は判定帰還形等化器43に入力されてマルチパス歪
が除去され、47のように希望信号波Sが出力される。以
上のように第4図(a)においては受信信号に含まれる
干渉波が十分除去されて希望信号が正確に等化される。
FIG. 4 (a) shows how interference waves are removed from a received signal in which an interference wave overlaps a desired signal. In the received signal input to the transversal filter 41, the interference signal J overlaps the desired signal S as shown at 44. The transversal filter 41 produces a deep dip in the frequency band of the interference wave having the frequency characteristic of the filter in order to remove the interference wave J. Therefore, at the output of the transversal filter 41, the interference wave is removed as indicated by 45, but the frequency characteristic of the desired signal component is reduced. The occurrence of a notch on the frequency axis as in the signal spectrum 45 is equivalent to the impulse response being dispersed as in a two-wave model.
That is, this state is approximated to a multipath state. The matched filter 42 attempts to symmetrically disperse the dispersed impulse response and synthesize the delay-dispersed echo component into the main wave in phase.
Therefore, the ratio of the echo wave to the main wave decreases, and the notch signal such as 45 passes through the matched filter 42 so that the notch becomes shallow as 46. Matched filter 42
Is input to the decision feedback equalizer 43 to remove multipath distortion, and the desired signal wave S is output as indicated at 47. As described above, in FIG. 4A, the interference wave included in the received signal is sufficiently removed, and the desired signal is accurately equalized.

第4図(b)にマルチパス歪が生じた希望信号に干渉
波が重なった受信信号からの干渉波除去の様子を示す。
FIG. 4B shows how interference waves are removed from a received signal in which an interference wave overlaps a desired signal in which multipath distortion has occurred.

第4図(b)においてトランスバーサルフィルタ41に
入力する受信信号は、伝送路ですでに希望信号Sに対し
てマルチパス歪が生じ、その希望信号Sに干渉波Jが重
なった信号である。トランスバーサルフィルタ41は干渉
波Jを除去するために、そのフィルタの周波数特性の干
渉波の周波数帯域にノッチを生じさせる。ところで、す
でに伝搬路にて生じたマルチパスによるノッチ周波数と
干渉波の周波数とが異なる場合、整合フィルタ42に入力
する信号は信号帯域に複数のノッチを有することにな
る。すなわちノッチの入る周波数間隔が短くなる。一般
にノッチ間隔が短いということは、インパルス応答にお
いて遅延時間差が大きいエコー波が存在することに対応
している。この状態で希望信号から歪を除去させるに
は、整合フィルタ42および判定帰還形等化器43のタップ
数を増大させる必要がある。しかし、これらタップ数は
伝搬路で生じる遅延分散に対応した値に設定されてお
り、必要最小限のタップ数とされるのが通常である。従
って、49に示すように伝搬路で生じる歪以外にトランス
バーサルフィルタ41で新たに歪が生じることは整合フィ
ルタ42に対する負担を増す。特にインパルス応答の分布
領域が整合フィルタ42のタップ数を越えることは、イン
パルス応答を対称化出来ないばかりか、むしろその分布
を広げる場合もあり、望ましい効果が得られない。整合
フィルタ42の出力である50は判定帰還形等化器43に入力
されるが、そのインパルス応答の様子は等化能力を越え
ており、十分等化されず51のように歪が残ってしまう。
In FIG. 4 (b), the received signal input to the transversal filter 41 is a signal in which multipath distortion has already occurred on the desired signal S on the transmission line, and the desired signal S is overlapped with the interference wave J. In order to remove the interference wave J, the transversal filter 41 generates a notch in the frequency band of the interference wave having the frequency characteristic of the filter. If the notch frequency due to the multipath already generated in the propagation path and the frequency of the interference wave are different, the signal input to the matched filter 42 has a plurality of notches in the signal band. That is, the frequency interval at which the notch is formed becomes shorter. Generally, a short notch interval corresponds to the presence of an echo wave having a large delay time difference in an impulse response. To remove distortion from the desired signal in this state, it is necessary to increase the number of taps of the matched filter 42 and the decision feedback equalizer 43. However, the number of taps is set to a value corresponding to the delay dispersion generated in the propagation path, and is usually set to the minimum necessary number of taps. Therefore, the occurrence of new distortion in the transversal filter 41 other than the distortion generated in the propagation path as shown in 49 increases the load on the matched filter 42. In particular, if the distribution region of the impulse response exceeds the number of taps of the matched filter 42, not only the impulse response cannot be made symmetrical, but also the distribution may be broadened, and a desired effect cannot be obtained. The output 50 of the matched filter 42 is input to the decision feedback equalizer 43, but the state of the impulse response exceeds the equalization ability, and the equalization is not sufficiently performed, and distortion is left as shown at 51. .

また、干渉波の数が2波以上あると周波数軸上のフィ
ルタリングも複雑となり、トランスバーサルフィルタの
タップ数をかなり増大させる必要がある。干渉波が除去
されるべき周波数箇所が複数の場合、希望信号スペクト
ラムは大幅に削られることになり希望信号が正確に等化
されず、その弊害は大きい。
Further, if the number of interference waves is two or more, filtering on the frequency axis becomes complicated, and it is necessary to considerably increase the number of taps of the transversal filter. If there are a plurality of frequency locations from which the interference wave is to be removed, the desired signal spectrum is greatly reduced, the desired signal is not accurately equalized, and the adverse effect is large.

(発明が解決しようとする課題) 上述した従来の干渉波除去装置では、受信信号にマル
チパスフェージングによる歪以外に干渉波を除去する処
理に付随した歪が加わるので、適応等化に対する負担が
増大し、波形歪が十分除去されないという欠点がある。
(Problems to be Solved by the Invention) In the above-described conventional interference wave elimination apparatus, since the received signal is subjected to distortion accompanying the processing of eliminating the interference wave in addition to the distortion due to multipath fading, the burden on adaptive equalization increases. However, there is a disadvantage that the waveform distortion is not sufficiently removed.

そこで本発明の目的は、マルチパス歪と干渉波の両方
を効果的に除去することができる干渉波除去装置を提供
することにある。
Therefore, an object of the present invention is to provide an interference wave removing device capable of effectively removing both multipath distortion and interference waves.

(課題を解決するための手段) 本発明に係る第1の干渉波除去装置は、 希望信号および干渉波でなる受信信号と推定干渉波と
の差の信号を生成する第1の減算器と、該第1の減算器
から出力される前記差信号と判定信号とから伝送系のイ
ンパルス応答を推定して推定インパルス応答を得ると共
に該推定インパルス応答の時間反転で複素共役な応答と
前記差信号とを畳込んだ整合信号を得る整合フィルタ
と、該整合フィルタから出力される前記整合信号に含ま
れるマルチパス歪を除去して前記判定信号を生成する判
定帰還形等化器と、前記推定インパルス応答と前記判定
信号とを畳込んで推定希望信号を得る畳込み器と、前記
受信信号に一定の遅延を与える遅延素子と、該遅延素子
の出力信号と前記推定希望信号との差を取って干渉波成
分を抽出する第2の減算器と、前記整合フィルタに入力
する前記差信号の電力を検出する電力検出器と、該電力
検出器で検出する電力が最小となるように前記干渉波成
分の位相を制御して前記推定干渉波を生成する推定干渉
波生成器とからなることを特徴とする。
(Means for Solving the Problems) A first interference wave removing apparatus according to the present invention comprises: a first subtractor for generating a signal representing a difference between a reception signal composed of a desired signal and an interference wave and an estimated interference wave; Estimating an impulse response of a transmission system from the difference signal and the determination signal output from the first subtractor to obtain an estimated impulse response, and obtaining a time-inverted complex conjugate response of the estimated impulse response and the difference signal. A matched filter that obtains a matched signal obtained by convoluting the above, a decision feedback equalizer that generates the decision signal by removing multipath distortion included in the matched signal output from the matched filter, and the estimated impulse response A convolution unit for convolving the received signal with the decision signal, a delay element for providing a predetermined delay to the received signal, and a interference between the output signal of the delay element and the desired signal for estimation. Wave component A second subtractor that outputs the signal, a power detector that detects the power of the difference signal input to the matched filter, and controls the phase of the interference wave component such that the power detected by the power detector is minimized. And an estimated interference wave generator for generating the estimated interference wave.

また本発明に係る第2の干渉波除去装置は、 希望信号および干渉波でなる受信信号と推定干渉波と
の差の信号を生成する第1の減算器と、該第1の減算器
から出力される前記差信号と基準信号とから伝送系のイ
ンパルス応答を推定して推定インパルス応答を得ると共
に該推定インパルス応答の時間反転で複素共役な応答と
前記差信号とを畳込んだ整合信号を得る整合フィルタ
と、該整合フィルタから出力される前記整合信号に含ま
れるマルチパス歪を除去して判定信号と判定結果の誤差
信号とを得る判定帰還形等化器と、仮定した送信シンボ
ル列を表すトレーニング信号を発生するトレーニング信
号発生器と、前記誤差信号に応じて前記判定信号と前記
トレーニング信号のいずれか一方を選択して前記基準信
号として出力する切換え器と、前記推定インパルス応答
と前記基準信号とを畳込んで推定希望信号を得る畳込み
器と、前記受信信号に一定の遅延を与える遅延素子と、
該遅延素子の出力信号と前記推定希望信号との差を取っ
て干渉波成分を抽出する第2の減算器と、前記整合フィ
ルタに入力する前記差信号の電力を検出する電力検出器
と、該電力検出器で検出する電力が最小となるように前
記干渉波成分の位相を制御して前記推定干渉波を生成す
る推定干渉波生成器とからなることを特徴とする。
Further, a second interference wave removing apparatus according to the present invention comprises: a first subtractor for generating a signal representing a difference between a reception signal composed of a desired signal and an interference wave and an estimated interference wave; and an output from the first subtractor. The impulse response of a transmission system is estimated from the difference signal and the reference signal to obtain an estimated impulse response, and a matched signal obtained by convolving the complex conjugate response with the difference signal by time inversion of the estimated impulse response is obtained. A matched filter, a decision feedback equalizer that removes multipath distortion included in the matched signal output from the matched filter to obtain a decision signal and a decision result error signal, and a transmission symbol sequence assumed A training signal generator that generates a training signal, a switching unit that selects one of the determination signal and the training signal according to the error signal and outputs the selected signal as the reference signal, A convolution unit that convolves the estimated impulse response with the reference signal to obtain an estimated desired signal, and a delay element that applies a fixed delay to the received signal.
A second subtractor that extracts an interference wave component by taking a difference between the output signal of the delay element and the estimation desired signal; a power detector that detects power of the difference signal input to the matched filter; An estimated interference wave generator that controls the phase of the interference wave component so as to minimize the power detected by the power detector and generates the estimated interference wave.

(実施例) 次に、本発明について図面を参照して説明する。(Example) Next, the present invention will be described with reference to the drawings.

第1図は本発明に係る第1の干渉波除去装置の一実施
例の構成を示すロック図である。第2図は本発明に係る
第2の干渉波除去装置の一実施例の構成を示すブロック
図である。
FIG. 1 is a lock diagram showing the configuration of one embodiment of a first interference wave removing apparatus according to the present invention. FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of the second interference wave removing apparatus according to the present invention.

第1図において、1は整合フィルタ(MF)、2は判定
帰還形等化器(DFE)、3は畳込み器、4は乗算器、5
は位相制御器、6はτの遅延時間を有する遅延素子、7
および8は減算器、9は電力検出器である。
In FIG. 1, 1 is a matched filter (MF), 2 is a decision feedback equalizer (DFE), 3 is a convolution unit, 4 is a multiplier, 5
Is a phase controller, 6 is a delay element having a delay time of τ, 7
And 8 are subtractors, and 9 is a power detector.

第2図において、21は整合フィルタ(MF)、22は判定
帰還形等化器(DFE)、23は畳込み器、24は乗算器、25
は位相制御器、26はτの遅延時間を有する遅延素子、27
および28は減算器、29は電力検出器、30は切換え器、31
はトレーニング信号発生器、32は制御器である。
In FIG. 2, 21 is a matched filter (MF), 22 is a decision feedback equalizer (DFE), 23 is a convolution unit, 24 is a multiplier, 25
Is a phase controller, 26 is a delay element having a delay time of τ, 27
And 28 are subtractors, 29 is a power detector, 30 is a switch, 31
Is a training signal generator, and 32 is a controller.

第1図の実施例において、送信シンボル列をan(n=
−∞…+∞)、FM1に入力されるまでの伝送系のインパ
ルス応答の離散値をhnとすると、受信信号102の離散値r
nは、 で示される。ここでJは希望信号Sの周波数に比べ狭い
帯域の干渉波を示す。
In the embodiment shown in FIG. 1, the transmission symbol sequence is represented by a n (n =
-∞ ... + ∞), when the discrete value h n of the impulse response of the transmission system to be input to the FM1, the received signal 102 discrete values r
n is Indicated by Here, J indicates an interference wave in a band narrower than the frequency of the desired signal S.

MF1は判定信号an105と(1)式で示された受信信号10
2との相関を取ることにより、伝送系のインパルス応答
を推定する。次式はその相関過程を示す。
MF1 is the judgment signal a n 105 and the reception signal 10 shown in the equation (1).
By taking a correlation with 2, the impulse response of the transmission system is estimated. The following equation shows the correlation process.

MF1は、この推定インパルス応答の時間反転で複素共
役な応答h-n と受信信号102とを畳込む操作を行なう。
The MF 1 performs an operation of convolving the received signal 102 with the complex conjugate response h −n * by reversing the estimated impulse response.

一方、畳込み器3は、MF1の推定したインパルス応答h
n103とDFE2の出力の判定信号n105とを畳込む。すなわ
ち判定信号n105が送信シンボル列anに等しい時には、
畳込み器3は受信希望信号Sを推定していることにな
る。この推定する希望信号レプリカ(再生波形)を作り
出すまでの処理時間のために、希望信号レプリカは入力
端子11での希望信号成分によりτだけ遅延している。そ
こで入力信号101を遅延素子6で遅延調整し、減算器8
にて遅延素子6の出力信号から畳込み器3の出力の希望
信号レプリカを減じる。従って、減算器8はτだけ遅延
した干渉波Jを出力する。ここでは希望信号スペクトラ
ムに比べ、FM波のような狭帯域干渉波を対象としている
から、干渉波の中心周波数をωとすると、τの遅延はex
p(−jωτ)の位相ずれを干渉波Jに与えると近似で
きる。すなわち減算器8の出力はJ・exp(−jωτ)
となっている。
On the other hand, the convolution unit 3 calculates the impulse response h estimated by MF1.
convolving the decision signal n 105 at the output of n 103 and DFE2. That is, when the determination signal n 105 is equal to the transmission symbol sequence a n is
That is, the convolution unit 3 estimates the desired reception signal S. The desired signal replica is delayed by τ due to the desired signal component at the input terminal 11 due to the processing time required to generate the desired signal replica (reproduced waveform) to be estimated. Therefore, the delay of the input signal 101 is adjusted by the delay element 6 and the subtractor 8
Then, the desired signal replica of the output of the convolution unit 3 is subtracted from the output signal of the delay element 6. Therefore, the subtractor 8 outputs the interference wave J delayed by τ. Here, as compared with the desired signal spectrum, a narrow-band interference wave such as an FM wave is targeted. Therefore, when the center frequency of the interference wave is ω, the delay of τ is ex.
It can be approximated by giving a phase shift of p (−jωτ) to the interference wave J. That is, the output of the subtracter 8 is J · exp (−jωτ)
It has become.

この減算器8の出力に位相制御器5の出力である位相
制御係数Wが乗算器4で乗じられて、減算器7に供給さ
れる。この乗算器4の出力を =W・Jexp(−jωτ) …(3) とおくと、減算器7の出力は(S+J−)となる。こ
の減算器7の出力信号はMF1に入力する受信信号102であ
り、電力検出器9はその受信信号102の電力Pを検出す
る。電力Pは次のように示される。
The output of the subtracter 8 is multiplied by the phase control coefficient W, which is the output of the phase controller 5, by the multiplier 4 and supplied to the subtractor 7. Assuming that the output of the multiplier 4 is = W · Jexp (−jωτ) (3), the output of the subtractor 7 is (S + J−). The output signal of the subtractor 7 is the received signal 102 input to the MF1, and the power detector 9 detects the power P of the received signal 102. The power P is shown as follows.

P=(S+J−)・(S+J−)=SS +(JJ−J−J)+Δ …(4) ここでΔはSとJとの積の成分であり、干渉波Jがに
より除去されれば零となる。
P = (S + J−) · (S + J −) * = SS * + (JJ * −J * −J * + * ) + Δ (4) where Δ is a component of the product of S and J, and the interference wave It becomes zero if J is removed by.

Pは乗算器4のタップ係数Wの関数であり、Pが最小
となるWは より与えられ、(3)式を用いて Wopt=exp(jωτ) …(6) となる。
P is a function of the tap coefficient W of the multiplier 4, and W at which P is the minimum is W opt = exp (jωτ) (6) using equation (3).

(6)式のタップ係数Wを乗算器4で減算器8の出力J
・exp(−jωτ)に乗ずることにより、入力信号101中
の干渉波Jを推定することが出来る。この乗算器4の出
力である推定干渉波Jを減算器7において入力信号101
であるS+Jから減じることにより干渉波Jを除去でき
る。そこで位相制御器5は、乗算器4にそのタップ係数
である位相制御係数Wを供給してPが最小となるように
フィードバック制御を行なう。以上の操作により干渉波
Jが除去される。この時、(4)式の電力は最小値を示
し、SSの希望波成分のみとなる。
The tap coefficient W in the equation (6) is output by the multiplier 4 to the output J of the subtractor 8.
By multiplying exp (−jωτ), the interference wave J in the input signal 101 can be estimated. The estimated interference wave J, which is the output of the multiplier 4, is input to the subtractor 7 by the input signal 101.
The interference wave J can be removed by subtracting from S + J. Therefore, the phase controller 5 supplies the phase control coefficient W, which is the tap coefficient, to the multiplier 4 and performs feedback control so that P is minimized. The interference wave J is removed by the above operation. At this time, the power of the equation (4) indicates the minimum value, and only the desired wave component of SS * is obtained.

以後の動作において干渉波が変動しても、適応的に干
渉波が除去される。一方マルチパスフェージングによる
波形歪については、干渉除去とは独立にMF1とDFE2でな
るMF/DFE受信器により除去される。
Even if the interference wave fluctuates in the subsequent operation, the interference wave is adaptively removed. On the other hand, waveform distortion due to multipath fading is removed by an MF / DFE receiver composed of MF1 and DFE2 independently of interference removal.

次に、以上の動作を第3図に示すベクトル図とスペク
トラムを用いて説明する。伝搬路でマルチパス歪を受け
た希望信号スペクトラムに狭帯域干渉波Jが存在する場
合を第3図(a)のスペクトラム欄に示す。また、その
ベクトル関係をベクトル図の欄に示す。マルチパス歪の
ため希望信号Sのスペクトラムにノッチが生じている。
畳込み器3の出力は希望信号Sのレプリカを作るが、こ
のレプリカは入力端子11における希望信号Sよりτだけ
遅延しているから、第3図(a)のSベクトルより位相
がずれて(b)のSベクトルのように示される。(a)
をτだけ遅延させたものから(b)の希望信号レプリカ
を減じたものを(c)に示す。すなわち減算器8の出力
に干渉波J成分が抽出される。この干渉波成分に対し
て、MF1に入力する受信信号102の電力が最小となるよう
に位相制御したものが(d)の乗算器4の出力となって
いる。この(d)の推定干渉波Jを(a)の入力から減
じることにより、(e)に示すようにマルチパス歪を受
けた希望信号成分のみを抽出することができ、MF/DFE受
信機により、(f)のように適応等化される。
Next, the above operation will be described with reference to a vector diagram and a spectrum shown in FIG. The case where the narrow-band interference wave J exists in the desired signal spectrum that has undergone multipath distortion in the propagation path is shown in the spectrum column of FIG. The vector relationship is shown in the column of the vector diagram. Notches occur in the spectrum of the desired signal S due to multipath distortion.
The output of the convolution unit 3 makes a replica of the desired signal S. Since this replica is delayed by τ from the desired signal S at the input terminal 11, the replica is shifted in phase from the S vector in FIG. b) as shown in the S vector. (A)
(C) shows the result obtained by subtracting the desired signal replica of (b) from the signal obtained by delaying the signal by τ. That is, the interference wave J component is extracted from the output of the subtracter 8. The output of the multiplier 4 shown in (d) is obtained by controlling the phase of the interference wave component so that the power of the received signal 102 input to the MF 1 is minimized. By subtracting the estimated interference wave J of (d) from the input of (a), it is possible to extract only the desired signal component that has undergone multipath distortion as shown in (e), and the MF / DFE receiver , (F) are adaptively equalized.

上記の動作において、マルチパス歪以外に干渉波除去
による歪を希望信号Sに与えることは無い。このように
本実施例では、周波数領域のフィルタリングを行わずに
干渉波を除去するから、複数の干渉波が存在してもその
除去が可能である。
In the above operation, distortion due to interference wave elimination other than multipath distortion is not given to the desired signal S. As described above, in the present embodiment, the interference wave is removed without performing the filtering in the frequency domain, so that even if there are a plurality of interference waves, the interference wave can be removed.

ところでMF/DFE受信機を立ち上げる時、すでにD/U比
がマイナスとなるくらい強い干渉波が存在している場
合、MF/DEF受信機は正しい判定信号を出力できない。判
定信号が誤っていると、MFは正しいインパルス応答推定
を行えない。従って、希望信号レプリカはもはや正しい
ものではなくなる。この場合、このまま放置しておくと
永久に立ち上がることができなくなってしまう。
By the way, when starting up the MF / DFE receiver, the MF / DEF receiver cannot output a correct determination signal if there is already a strong interference wave such that the D / U ratio becomes negative. If the determination signal is incorrect, the MF cannot perform a correct impulse response estimation. Thus, the desired signal replica is no longer correct. In this case, if it is left as it is, it will not be possible to stand up forever.

そこで、この初期引き込みを解決するものが第2図に
示した実施例である。
The embodiment shown in FIG. 2 solves this initial pull-in.

第2図において、21,22,23,24,25,26,27,28および29
はそれぞれ第1図の1,2,3,4,5,6,7,8および9に対応し
ており、これら第2図の構成要素は第1図の構成要素と
同じ動作を行なう。干渉波Jが除去されるまでの間、送
信シンボル列anと同じトレーニング信号をトレーニング
信号発生器31に出力させ、このトレーニング信号を切換
え器30において制御信号202により選択し、畳込み器23
とMF21とに供給する。この場合、MF21はトレーニング系
列anと(1)式で示された受信信号102との相関を取る
ことにより伝送系のインパルス応答を推定する。この
際、干渉波Jと判定信号n105との相関値が零となるか
ら、干渉波Jがまだ除去されていなくても推定インパル
ス応答は正しい値となる。また、畳込み器23はトレーニ
ング系列anを用いるから、その出力は正しい希望信号レ
プリカとなる。希望信号レプリカが正しい値となれば、
乗算器24の出力に干渉波Jの推定値が得られ、干渉波J
の除去が可能となる。干渉波Jが除去されMF/DFE受信機
が回線のマルチパス歪を除去し、希望信号Sが正しく判
定されるようになる。この場合、DEF22に含まれる判定
器の誤差信号ε201は小さくなっていく。制御器32は判
定器の誤差信号ε201を入力としており、その自乗平均
値ξを監視しており、これが予め設定されたしきい値以
下となった場合、干渉が正しく除去されたと判断して切
換え器30を制御し、DFE22からの判定信号n105を選択
して主力させる。それ以後、畳込み器23およびMF21は判
定信号n105を供給され、第1図の実施例で説明したの
と同じ干渉除去操作を続ける。なお送信側に対するトレ
ーニング信号の挿入方法には2通りあり、1つは送信信
号系列に周期的にバースト状で挿入する方法、他方は受
信側からの信号により挿入または解除という方法があ
る。
In FIG. 2, 21, 22, 23, 24, 25, 26, 27, 28 and 29
Correspond to 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8 and 9 in FIG. 1, respectively, and these components in FIG. 2 perform the same operations as the components in FIG. Until interference J is removed, to output the same training signal and the transmission symbol sequence a n a training signal generator 31 selects the control signal 202 in the switching unit 30 the training signal, convolver 23
And MF21. In this case, MF21 estimates the impulse response of the transmission system by taking the correlation between the received signal 102 shown in training sequence a n and (1). At this time, since the correlation value between the interference wave J and the determination signal n 105 becomes zero, the estimated impulse response has a correct value even if the interference wave J has not been removed yet. Further, since the convolver 23 using training sequence a n, the output is correct desired signal replica. If the desired signal replica has the correct value,
An estimated value of the interference wave J is obtained at the output of the multiplier 24.
Can be removed. The interference wave J is removed, the MF / DFE receiver removes the multipath distortion of the line, and the desired signal S can be correctly determined. In this case, the error signal ε201 of the determiner included in DEF22 becomes smaller. The controller 32 receives the error signal ε201 of the determiner as an input and monitors the root-mean-square value 、. The control unit 30 is controlled to select the determination signal n 105 from the DFE 22 and make it mainstream. Thereafter, the convolution unit 23 and the MF 21 are supplied with the decision signal n 105 and continue the same interference canceling operation as described in the embodiment of FIG. There are two methods for inserting a training signal on the transmitting side. One is a method of periodically inserting a burst in a transmission signal sequence, and the other is a method of inserting or releasing the signal by a signal from the receiving side.

以上の第2図の実施例により、初期引き込みを解決し
た狭帯域干渉波除去が可能となる。
According to the embodiment shown in FIG. 2, it is possible to remove the narrow band interference wave in which the initial pull-in is solved.

(発明の効果) 本発明は、以上に説明したように、周波数軸上のフィ
ルタリングを行わず、希望信号レプリカを受信信号から
減じることにより干渉成分を抽出し、この干渉成分を位
相制御の後に、受信信号から減じることにより干渉波の
除去を行うから、マルチパス歪を受けた希望信号に干渉
波除去による影響を与えることなく、干渉波が複数存在
していても、マルチパス歪と干渉波の両方を効果的に除
去できるという効果がある。
(Effects of the Invention) As described above, the present invention extracts an interference component by subtracting a desired signal replica from a received signal without performing filtering on the frequency axis, and after performing phase control on the interference component, Since the interference wave is removed by subtracting from the received signal, the multipath distortion and the interference wave can be eliminated even if there are multiple interference waves without affecting the desired signal that has undergone multipath distortion. There is an effect that both can be effectively removed.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

第1図は本発明に係る第1の干渉波除去装置の一実施例
の構成を示すブロック図、第2図は本発明に係る第2の
干渉波除去装置の一実施例の構成を示すブロック図、第
3図は第1図および第2図の実施例の動作を説明する
図、第4図は従来の干渉波除去装置および干渉波除去を
示す図である。 1,21……整合フィルタ(MF)、2,22……判定帰還形等化
器(DFE)、3,23……畳込み器、4,24……乗算器、5,25
……位相制御器、6,26……τの遅延時間を有する遅延素
子、7,8,27,28……は減算器、9,29……電力検出器、11
……入力端子、12……出力端子、30……切換え器、31…
…トレーニング信号発生器、32……制御器。
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an embodiment of a first interference wave canceling apparatus according to the present invention, and FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of an embodiment of a second interference wave removing apparatus according to the present invention. FIG. 3 is a diagram for explaining the operation of the embodiment shown in FIGS. 1 and 2, and FIG. 4 is a diagram showing a conventional interference wave elimination apparatus and interference wave elimination. 1,21 Matched filter (MF), 2,22 Decision feedback equalizer (DFE), 3,23 Convolution, 4,24 Multiplier, 5,25
...... Phase controller, delay element having a delay time of 6,26 τ
…… Input terminal, 12 …… Output terminal, 30… Switcher, 31…
... training signal generator, 32 ... controller.

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項1】希望信号および干渉波でなる受信信号と推
定干渉波との差の信号を生成する第1の減算器と、該第
1の減算器から出力される前記差信号と判定信号とから
伝送系のインパルス応答を推定して推定インパルス応答
を得ると共に該推定インパルス応答の時間反転で複素共
役な応答と前記差信号とを畳込んだ整合信号を得る整合
フィルタと、該整合フィルタから出力される前記整合信
号に含まれるマルチパス歪を除去して前記判定信号を生
成する判定帰還形等化器と、前記推定インパルス応答と
前記判定信号とを畳込んで推定希望信号を得る畳込み器
と、前記受信信号に一定の遅延を与える遅延素子と、該
遅延素子の出力信号と前記推定希望信号との差を取って
干渉波成分を抽出する第2の減算器と、前記整合フィル
タに入力する前記差信号の電力を検出する電力検出器
と、該電力検出器で検出する電力が最小となるように前
記干渉波成分の位相を制御して前記推定干渉波を生成す
る推定干渉波生成器とからなることを特徴とする干渉波
除去装置。
1. A first subtractor for generating a difference signal between a received signal composed of a desired signal and an interference wave and an estimated interference wave, and the difference signal and the determination signal output from the first subtractor. A matched filter that obtains an estimated impulse response by estimating the impulse response of the transmission system from, and obtains a matched signal obtained by convolving the complex conjugate response and the difference signal by time reversal of the estimated impulse response, and an output from the matched filter. A decision feedback equalizer that removes multipath distortion included in the matched signal to generate the decision signal, and a convolution unit that convolves the estimated impulse response and the decision signal to obtain an estimated desired signal. A delay element for giving a predetermined delay to the received signal, a second subtractor for extracting an interference wave component by taking a difference between an output signal of the delay element and the desired signal for estimation, and an input to the matched filter. Said A power detector for detecting the power of the signal; and an estimated interference wave generator for controlling the phase of the interference wave component so as to minimize the power detected by the power detector and generating the estimated interference wave. An interference wave removing device characterized by the above-mentioned.
【請求項2】希望信号および干渉波でなる受信信号と推
定干渉波との差の信号を生成する第1の減算器と、該第
1の減算器から出力される前記差信号と基準信号とから
伝送系のインパルス応答を推定して推定インパルス応答
を得ると共に該推定インパルス応答の時間反転で複素共
役な応答と前記差信号とを畳込んだ整合信号を得る整合
フィルタと、該整合フィルタから出力される前記整合信
号に含まれるマルチパス歪を除去して判定信号と判定結
果の誤差信号とを得る判定帰還形等化器と、仮定した送
信シンボル列を表すトレーニング信号を発生するトレー
ニング信号発生器と、前記誤差信号に応じて前記判定信
号と前記トレーニング信号のいずれか一方を選択して前
記基準信号として出力する切換え器と、前記推定インパ
ルス応答と前記基準信号とを畳込んで推定希望信号を得
る畳込み器と、前記受信信号に一定の遅延を与える遅延
素子と、該遅延素子の出力信号と前記推定希望信号との
差を取って干渉波成分を抽出する第2の減算器と、前記
整合フィルタ入力する前記差信号の電力を検出する電力
検出器と、該電力検出器で検出する電力が最小となるよ
うに前記干渉波成分の位相を制御して前記推定干渉波を
生成する推定干渉波生成器とからなることを特徴とする
干渉波除去装置。
2. A first subtractor for generating a difference signal between a received signal comprising a desired signal and an interference wave and an estimated interference wave, and the difference signal and the reference signal output from the first subtractor. A matched filter that obtains an estimated impulse response by estimating the impulse response of the transmission system from, and obtains a matched signal obtained by convolving the complex conjugate response and the difference signal by time reversal of the estimated impulse response, and an output from the matched filter. A decision feedback equalizer for removing a multipath distortion included in the matched signal to obtain a decision signal and an error signal of a decision result, and a training signal generator for generating a training signal representing an assumed transmission symbol sequence A switch for selecting one of the determination signal and the training signal in accordance with the error signal and outputting the selected signal as the reference signal; A convolution unit for convolving the signal with a desired signal to be estimated; a delay element for providing a predetermined delay to the received signal; and an interference wave component by taking a difference between an output signal of the delay element and the desired signal for estimation. A second subtractor to be extracted, a power detector for detecting the power of the difference signal input to the matched filter, and controlling the phase of the interference wave component such that the power detected by the power detector is minimized. And an estimated interference wave generator for generating the estimated interference wave.
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