JPS6144409B2 - - Google Patents
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- JPS6144409B2 JPS6144409B2 JP53138246A JP13824678A JPS6144409B2 JP S6144409 B2 JPS6144409 B2 JP S6144409B2 JP 53138246 A JP53138246 A JP 53138246A JP 13824678 A JP13824678 A JP 13824678A JP S6144409 B2 JPS6144409 B2 JP S6144409B2
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
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- H—ELECTRICITY
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- H03G1/0017—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier
- H03G1/0023—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier in emitter-coupled or cascode amplifiers
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- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は2つの端子間のインピーダンスを電気
的に制御し得る可変インピーダンス回路に係り、
特にモノリシツク集積回路形態に適した可変イン
ピーダンス回路に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a variable impedance circuit that can electrically control impedance between two terminals,
It relates particularly to variable impedance circuits suitable for monolithic integrated circuit configurations.
可変インピーダンス回路の最も簡単な実現方法
としては、ダイオードやFETの非線形を利用す
るのがある。しかしこれらのものは一般に線形領
域が非常に狭い上に、特にモノリシツク集積回路
内では素子や回路構成上の制約から実用性に乏し
い。このためこれ以外の可変インピーダンス回路
も考えられているが、それらのものはいずれも任
意の端子と接地端子間のインピーダンスを可変す
る接地形可変インピーダンス回路であつた。 The simplest way to implement a variable impedance circuit is to use the nonlinearity of diodes and FETs. However, these devices generally have a very narrow linear region, and are of little practical use, especially in monolithic integrated circuits, due to restrictions on elements and circuit configuration. For this reason, other variable impedance circuits have been considered, but all of them are ground plane variable impedance circuits that vary the impedance between an arbitrary terminal and a ground terminal.
可変インピーダンス回路を用途との関係で考え
た時、例えばAGC回路や利得制御回路において
は接地形可変インピーダンス回路でも特に問題は
生じない。ところが直流制御電圧により回路の伝
達関数を制御するような場合は、接地形可変イン
ピーダンス回路ではあまりにも回路構成上の自由
度が小さい。回路の伝達関数の制御への可変イン
ピーダンス回路の応用例としては、オーデイオ装
置におけるトーンコントロール回路や、能動フイ
ルタ等が挙げられる。 When considering variable impedance circuits in relation to their uses, for example in AGC circuits and gain control circuits, there are no particular problems with grounded variable impedance circuits. However, when the transfer function of a circuit is controlled by a DC control voltage, the degree of freedom in circuit configuration is too small with a variable impedance circuit. Application examples of variable impedance circuits for controlling the transfer function of circuits include tone control circuits and active filters in audio equipment.
このような用途に用いる可変インピーダンス回
路は、接地形よりもフローテイング形の方が好都
合であることが多い。その理由は次の通りであ
る。 For variable impedance circuits used in such applications, floating types are often more convenient than grounded types. The reason is as follows.
第1図は可変インピーダンス回路の概念図を示
したものである。すなわち、破線で囲んだRの部
分が可変インピーダンス回路であり、これには両
者間のインピーダンスが変化する2つの端子1,
2と、そのインピーダンス制御のための制御信号
が印加される端子3が設けられる。最も一般的な
回路では端子1,2のうち一方の2が接地されな
ければならないという制約があり、可変インピー
ダンス回路Rは端子1から見た時のみ可変インピ
ーダンスとして作用する。 FIG. 1 shows a conceptual diagram of a variable impedance circuit. In other words, the part R surrounded by the broken line is a variable impedance circuit, which includes two terminals 1 and 1 whose impedance changes.
2 and a terminal 3 to which a control signal for impedance control is applied. In the most general circuit, there is a restriction that one of the terminals 1 and 2 must be grounded, and the variable impedance circuit R acts as a variable impedance only when viewed from the terminal 1.
ここで、接地形可変インピーダンス回路が伝達
関数の制御手段として不都合であることの第1の
理由は、1つの端子を接地した形でしか可変イン
ピーダンス回路を使用できないため、回路構成が
大幅に制約されることである。第2の理由は特に
モノリシツク集積回路形態においては、可変イン
ピーダンス回路がフローテイングである方が外付
素子接続のためのピン数を減少させ易いことであ
る。この第2の理由をトーンコントロール回路を
例にとつて具体的に説明する。 The first reason why the grounded variable impedance circuit is inconvenient as a means of controlling the transfer function is that the variable impedance circuit can only be used with one terminal grounded, which greatly limits the circuit configuration. Is Rukoto. The second reason is that, especially in the form of a monolithic integrated circuit, floating the variable impedance circuit makes it easier to reduce the number of pins for connecting external elements. This second reason will be specifically explained using a tone control circuit as an example.
第2図はトーンコントロール回路の原理を示し
たもので、例えば第2図aのようにCR直列回路
を用意しこれに信号V0を印加すると、C,R
各々の両端に一次LPF出力Vcと一次HPF出力VR
が得られるので、Vo,Vc,VRの3種の電圧の利
得と時定数(C×R)を制御することで任意の低
域または高域の音質調整が可能である。この第2
図aの場合、Rは接地形可変インピーダンス回路
で構成することができるが、Cはフローテイング
となる。従つてモノリシツク集積回路形態におい
てはCを外付とするためのピンを2ピン必要とす
る。第2図bはCを接地形とした構成を示してお
り、この場合Cを外付とするためのピンで済む利
点があるが、Rとしてフローテイングの可変イン
ピーダンス回路を必要とする。 Figure 2 shows the principle of the tone control circuit. For example, if a CR series circuit is prepared as shown in Figure 2a and a signal V 0 is applied to it, C, R
Primary LPF output Vc and primary HPF output VR at each end
Therefore, by controlling the gains and time constants (C×R) of the three voltages Vo, Vc, and VR , it is possible to adjust the sound quality in any low or high range. This second
In the case of Figure a, R can be configured with a grounded variable impedance circuit, but C is floating. Therefore, in the form of a monolithic integrated circuit, two pins are required for connecting C externally. FIG. 2b shows a configuration in which C is a ground plane. In this case, there is an advantage that C can be connected externally by a pin, but R requires a floating variable impedance circuit.
このようにフローテインング状態で使用し得る
可変インピーダンス回路は色々な点で、接地形の
ものよりも有利である。しかし従来の可変インピ
ーダンス回路、例えばFETのゲート・ソース間
の電圧を制御してドレインソース間のインピーダ
ンスを変化させるものでは、フローテイング状態
で使用するとゲート電位が信号電圧により変化し
てしまうため、ドレイン・ソース間のインピーダ
ンスが信号電圧に応じて大きく変化するという致
命的な欠点があり、フローテイング状態で使用す
ることはできなかつた。 Variable impedance circuits that can be used in a floating state are advantageous over their grounded counterparts in a number of ways. However, with conventional variable impedance circuits, such as those that change the impedance between the drain and source by controlling the voltage between the gate and source of an FET, when used in a floating state, the gate potential changes depending on the signal voltage, so the drain - It had a fatal drawback that the impedance between the sources varied greatly depending on the signal voltage, and it could not be used in a floating state.
本発明は上記した点に鑑みてなされたもので、
その目的はフローテイング状態で使用し得る可変
インピーダンス回路を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above points, and
The purpose is to provide a variable impedance circuit that can be used in a floating state.
本発明の他の目的は、線形性の良好な可変イン
ピーダンス回路を提供することにある。 Another object of the present invention is to provide a variable impedance circuit with good linearity.
以下本発明を実施例により詳細に説明する。 The present invention will be explained in detail below using examples.
第3図は本発明の第1の実施例を示したもの
で、可変インピーダンス回路は差動形電圧―電流
変換器(以下V/I変換器という)10と、この
V/I変換器10の出力電流を増幅する電流増幅
器20と、この電流増幅器20の出力電流を同一
分割比で分割する電流分割回路30と、この電流
分割回路30の出力電流の変化をV/I変換器1
0の差動入力端子対の一方に帰還する手段とから
なり、電流分割回路30の分割比を制御すること
によりV/I変換器10の差動入力端子対間のイ
ンピーダンスを変化させるように構成されてい
る。 FIG. 3 shows a first embodiment of the present invention, in which the variable impedance circuit includes a differential voltage-current converter (hereinafter referred to as a V/I converter) 10, and the V/I converter 10. A current amplifier 20 that amplifies the output current, a current divider circuit 30 that divides the output current of this current amplifier 20 at the same division ratio, and a V/I converter 1 that converts changes in the output current of this current divider circuit 30.
0, and is configured to change the impedance between the differential input terminal pair of the V/I converter 10 by controlling the division ratio of the current dividing circuit 30. has been done.
すなわち、V/I変換器10は差動入力端子対
11,12およびこの入力端子対11,12への
入力電圧の差に対応した差動出力電流を取出す差
動出力電流を取出す差動出力端子対13,14を
有したもので、PNPトランジスタQ11,Q12のエミ
ツタ電極を抵抗R1を介して接続し、かつ電流源
16,17を介して電源入力端子15に接続した
構成であり、Q11,Q12のベース電極が差動入力
端子対11,12となり、コレクタ電極が差動出
力端子対13,14となる。なお、差動入力端子
対11,12は可変インピーダンス端子である第
1および第2の端子1,2に接続され、電源入力
端子15は正の電源+Vが印加される端子4に接
続される。 That is, the V/I converter 10 has a differential input terminal pair 11 and 12 and a differential output terminal that outputs a differential output current corresponding to the difference in the input voltage to the input terminal pair 11 and 12. It has a configuration in which the emitter electrodes of PNP transistors Q 11 and Q 12 are connected via a resistor R 1 and connected to a power input terminal 15 via current sources 16 and 17. The base electrodes of Q 11 and Q 12 serve as a differential input terminal pair 11 and 12, and the collector electrodes serve as a differential output terminal pair 13 and 14. Note that the differential input terminal pair 11 and 12 are connected to first and second terminals 1 and 2, which are variable impedance terminals, and the power input terminal 15 is connected to the terminal 4 to which a positive power supply +V is applied.
V/I変換器10の差動出力端子対13,14
は電流増幅器20の入力端子対21,22に接続
される。電流増幅器20は入力端子対21,22
への入力電流を増幅して出力端子対23,24へ
出力するもので、この例では一端が入力端子対2
1,22に接続され他端が抵抗R21,R22を介して
負の電源−Vが印加される端子5に接続された
PN接合Q21,Q22と、入力端子対21,22にベ
ース電極が接続され、エミツタ電極が抵抗R13,
R14を介して−Vが印加される端子5に接続さ
れ、さらにコレクタ電極が出力端子対23,24
に接続されたトランジスタQ23,Q24とで構成さ
れる。 Differential output terminal pair 13, 14 of V/I converter 10
are connected to the input terminal pair 21 and 22 of the current amplifier 20. The current amplifier 20 has a pair of input terminals 21 and 22.
The input current is amplified and output to the output terminal pair 23, 24. In this example, one end is connected to the input terminal pair 2.
1 and 22, and the other end was connected to terminal 5 to which the negative power supply -V is applied via resistors R 21 and R 22 .
The base electrode is connected to the PN junctions Q 21 and Q 22 and the input terminal pair 21 and 22, and the emitter electrode is connected to the resistor R 13 ,
R14 is connected to the terminal 5 to which -V is applied, and the collector electrode is connected to the output terminal pair 23, 24.
It consists of transistors Q 23 and Q 24 connected to.
電流増幅器20の出力端子対23,24は電流
分割回路30の入力端子対31,32に接続され
る。電流分割回路30は入力端子対31,32へ
の入力電流を出力端子対33,34に任意の分割
比で分割して取出すもので、2組のエミツタ結合
差動トランジスタ対35,36からなる。すなわ
ち、エミツタ結合差動トランジスタ対35,36
を構成する各2個のトランジスタQ31,Q32およ
びQ33,Q34のエミツタ電極は入力端子対31,
32にそれぞれ共通接続され、Q31,Q34のコレ
クタ電極は+Vが印加される端子4に接続され、
さらにQ32,Q35のコレクタ電極が出力端子対3
3,34に接続されている。そしてエミツタ結合
差動トランジスタ対35,36の各ベース電極間
には制御端子3a,3bを介して制御電圧Vcが
印加されており、この制御電圧Vcによつて電流
の分割比が制御されるようになつている。 A pair of output terminals 23 and 24 of the current amplifier 20 are connected to a pair of input terminals 31 and 32 of a current dividing circuit 30. The current dividing circuit 30 divides and outputs the input current to the input terminal pair 31, 32 to the output terminal pair 33, 34 at an arbitrary division ratio, and is composed of two emitter-coupled differential transistor pairs 35, 36. That is, the emitter-coupled differential transistor pair 35, 36
The emitter electrodes of each of the two transistors Q 31 , Q 32 and Q 33 , Q 34 forming the input terminal pair 31,
32, the collector electrodes of Q 31 and Q 34 are connected to terminal 4 to which +V is applied,
Furthermore, the collector electrodes of Q 32 and Q 35 are connected to output terminal pair 3.
3 and 34. A control voltage Vc is applied between the base electrodes of the emitter-coupled differential transistor pair 35, 36 via control terminals 3a, 3b, and the current division ratio is controlled by this control voltage Vc. It's getting old.
電流分割回路30の出力端子対33,34の一
方の端子33はカレントミラー回路40の入力端
子41に接続され、また他方の端子34はカレン
トミラー回路40の出力端子42に接続されると
共にV/I変換器10の差動入力端子対11,1
2の他方の端子12に接続されて帰還路を形成し
ている。 One terminal 33 of the pair of output terminals 33, 34 of the current dividing circuit 30 is connected to the input terminal 41 of the current mirror circuit 40, and the other terminal 34 is connected to the output terminal 42 of the current mirror circuit 40, and the V/ Differential input terminal pair 11, 1 of I converter 10
It is connected to the other terminal 12 of 2 to form a return path.
次に第3図の可変インピーダンス回路の動作を
説明する。V/I変換器10の差動出力電流は近
似的に次式で表わされる。 Next, the operation of the variable impedance circuit shown in FIG. 3 will be explained. The differential output current of the V/I converter 10 is approximately expressed by the following equation.
i3=I1−1/R1(V1−V2) ……(1) i4=I1+1/R1(V1−V2) ……(2) 1/R1をK1,(V1−V2)をインピーダンス端の電圧 としてVimpとするとi3,i4は次式で求められる。 i 3 = I 1 - 1/R 1 (V 1 - V 2 ) ...(1) i 4 = I 1 + 1/R 1 (V 1 - V 2 ) ... (2) 1/R 1 is K 1 , (V 1 −V 2 ) is the voltage at the impedance end and Vimp, then i 3 and i 4 are obtained by the following equations.
i3=I1−K1Vimp ……(3)
i4=I1+K1Vimp ……(4)
一般的にはR21=R22,R25=R24であり、K2=
R21/R23とすると電流増幅器20の出力電流i5,
i6は
i5=k2 i4=K2(I1+K1 Vimp) ……(5)
i6=K2 i3=K2(I1−K1 Vimp) ……(6)
と表わされる。ここで電流分割回路30の電流分
割比をf(Vc)とすると
i7=f(Vc)・K2(I1+K1 Vimp) ……(7)
i6=f(Vc)・K2(I1−K1 Vimp)
となり、ここでf(Vc)は
f(Vc)=1/1+exp(8Vc/kT) ……(8)
であり、qは素電荷、kはボルツマン定数、Tは
絶対温度である。従つて出力電流i2は
i2=i7−i8=f(Vc)・Vimp …(9)
になり、制御電圧Vcによつてコンダクタンスが
変化しそのコンダクタンスはf(Vc)・K1・K2で
表わされる。 i 3 = I 1 − K 1 Vimp ……(3) i 4 = I 1 + K 1 Vimp ……(4) Generally, R 21 = R 22 , R 25 = R 24 , and K 2 =
If R 21 /R 23 , the output current i 5 of the current amplifier 20,
i 6 is expressed as i 5 = k 2 i 4 = K 2 (I 1 + K 1 Vimp) ……(5) i 6 = K 2 i 3 = K 2 (I 1 − K 1 Vimp) ……(6) It can be done. Here, if the current division ratio of the current division circuit 30 is f (Vc), then i 7 = f (Vc) · K 2 (I 1 + K 1 Vimp) ... (7) i 6 = f (Vc) · K 2 ( I 1 −K 1 Vimp), where f(Vc) is f(Vc)=1/1+exp(8Vc/kT)...(8) where q is the elementary charge, k is Boltzmann's constant, and T is the absolute It's temperature. Therefore, the output current i 2 is i 2 = i 7 − i 8 = f(Vc)・Vimp (9), and the conductance changes depending on the control voltage Vc, and the conductance is f(Vc)・K 1・Represented by K 2 .
従つて第3図の可変インピーダンス回路は、等
価的に第4図に示す如く可変インピーダンス素子
の一端側に電圧フオロワが接続された回路として
表わすことができる。 Therefore, the variable impedance circuit of FIG. 3 can be equivalently represented as a circuit in which a voltage follower is connected to one end of a variable impedance element as shown in FIG.
上記した構成によれば、端子1―2間のインピ
ーダンスは(9)式からも明らかなように端子1,2
個々の対接地電圧の変化には関係なく一定に保た
れる。従つて、端子1,2を両方共に接地電位か
ら浮かした状態、すなわちフローテイング状態で
使用できる利点がある。 According to the above configuration, the impedance between terminals 1 and 2 is as clear from equation (9).
It is kept constant regardless of changes in individual ground voltages. Therefore, there is an advantage that both terminals 1 and 2 can be used in a state where they are both lifted from the ground potential, that is, in a floating state.
また、端子1―2間のインピーダンスの可変を
電流分割回路30の分割比を制御することで行な
つていることから、端子1―2間のインピーダン
スの線形成が良好なものとなる。すなわち、一般
に第3図に示すように差動形電圧―電流変換器に
帰還を施すようにしたものでは、その帰還量を変
えることで端子1―2間のインピーダンスを変え
ることが可能であり、その具体的手段としては上
述のように電流分割回路の分割比を制御する方法
のほかに、帰還ループ中に設けられた電流増幅器
の利得を制御する方法も考えられる。この場合の
電流増幅器としては、入力電流をPN接合対で受
け、このPN接合対に生じる電圧をエミツタ結合
差動トランジスタ対のベース電極間に印加してコ
レクタ電極から出力電流を取出すようにし、エミ
ツタ結合差動トランジスタ対の共通エミツタ電流
を制御してその利得を変えるようなものが考えら
れる。しかしこのような電流増幅器はPN接合対
の各PN接合の電流―電圧特性の相異や、エミツ
タ結合差動トランジスタ対の各トランジスタのベ
ース・エミツタ間電圧対コレクタ電流特性の相異
がそのまま電流増幅器の非線形として現れる問題
がある。 Further, since the impedance between the terminals 1 and 2 is varied by controlling the division ratio of the current dividing circuit 30, the impedance line formation between the terminals 1 and 2 is improved. That is, in general, in a differential voltage-current converter in which feedback is applied as shown in Fig. 3, it is possible to change the impedance between terminals 1 and 2 by changing the amount of feedback. As a specific means for this, in addition to the method of controlling the division ratio of the current dividing circuit as described above, there is also a method of controlling the gain of a current amplifier provided in the feedback loop. In this case, the current amplifier receives the input current through a PN junction pair, applies the voltage generated across the PN junction pair between the base electrodes of the emitter-coupled differential transistor pair, and extracts the output current from the collector electrode. One possibility is to control the common emitter current of a coupled differential transistor pair to change its gain. However, in such a current amplifier, the difference in current-voltage characteristics of each PN junction of a PN junction pair, or the difference in the base-emitter voltage vs. collector current characteristics of each transistor of an emitter-coupled differential transistor pair, is used as a current amplifier. There is a problem that appears as nonlinearity.
これに対し、第3図に示す如く電流分割回路3
0の分割比を制御して端子1―2間のインピーダ
ンスを変えるようにすると、電流増幅器20とし
ては利得が固定のものでよいので差動形に代えて
直線性の良い単なる電流反転形のものを用いるこ
とができ、一方電流分割回路30においても非線
形の要素は小さい。従つて端子1―2間のインピ
ーダンスの線形成は非常に良好なものとなる。 On the other hand, as shown in FIG.
By controlling the division ratio of 0 to change the impedance between terminals 1 and 2, the current amplifier 20 can be of a fixed gain, so instead of a differential type, a simple current reversal type with good linearity can be used. On the other hand, the current dividing circuit 30 also has small nonlinear elements. Therefore, the impedance line formation between terminals 1 and 2 is very good.
このように本発明による可変インピーダンス回
路は、フローテイング状態で使用でき、さらに線
形性が良好であるため、特に可変インピーダンス
回路を伝達関数の制御要素とするオーデイオ用ト
ーンコントロール回路や能動フイルタを集積回路
化する場合に回路構成上の自由度の向上、コンデ
ンサなど外付素子の接続のためのピン数の減少を
図ることができて極めて好都合である。 As described above, the variable impedance circuit according to the present invention can be used in a floating state and has good linearity, so it is particularly suitable for integrated circuits in audio tone control circuits and active filters that use the variable impedance circuit as a transfer function control element. This is extremely advantageous in that it is possible to improve the degree of freedom in circuit configuration and reduce the number of pins for connecting external elements such as capacitors.
第5図は本発明の第2の実施例を示したもの
で、2組の電流分割回路30a,30bを設け、
その各入力端子対31a,32aおよび31b,
32bを電流増幅器20の出力端子対23,24
に共通接続し、各出力端子対33a,34aおよ
び33b,34bをカレントミラー回路40a,
40bの入出力端子41a,42aおよび41
b,42bにそれぞれ接続すると共に、一方の出
力端子34a,34bをV/I変換器10の差動
入力端子対11,12にそれぞれ接続して帰還路
を形成したものである。この場合、電流分割回路
30a,30bは同一の制御電圧Vcにより分割
比が制御される。 FIG. 5 shows a second embodiment of the present invention, in which two sets of current dividing circuits 30a and 30b are provided,
Each of the input terminal pairs 31a, 32a and 31b,
32b is the output terminal pair 23, 24 of the current amplifier 20.
, and each output terminal pair 33a, 34a and 33b, 34b is connected to a current mirror circuit 40a,
Input/output terminals 41a, 42a and 41 of 40b
b, 42b, respectively, and one output terminal 34a, 34b is connected to the differential input terminal pair 11, 12 of the V/I converter 10, respectively, to form a feedback path. In this case, the division ratios of the current dividing circuits 30a and 30b are controlled by the same control voltage Vc.
この実施例の構成によれば端子1から見たコン
ダクタンスと
端子2から見たコンダクタンスは
いずれも有限の値となる。従つてこの第5図の
可変インピーダンス回路は等価的に第6図に示す
如く一端側に電圧フオロワが接続された2つの可
変インピーダンス回路要素を逆並列接続したもの
として表わすことができる。 According to the configuration of this embodiment, the conductance seen from terminal 1 and the conductance seen from terminal 2 both have finite values. Therefore, the variable impedance circuit of FIG. 5 can be equivalently represented as two variable impedance circuit elements connected in anti-parallel, each having a voltage follower connected to one end, as shown in FIG.
第7図は本発明の第3の実施例を示したもの
で、第5図と異なるところは電流増幅器20にト
ランジスタを2個追加して2組の出力端子対23
a,23bおよび23b,24bを設け、これら
を2組の電流分割回路30a,30bの入力端子
対31a,32aおよび31b,32bに接続
し、さらに電流分割回路30a,30bの制御電
圧Vca,Vcbを独立に変えることができるように
したものである。このようにすると、Vca,Vcb
により端子1,2からそれぞれ見たインピーダン
スを任意に異ならせることができる。 FIG. 7 shows a third embodiment of the present invention, and the difference from FIG. 5 is that two transistors are added to the current amplifier 20, and two output terminal pairs 23 are provided.
a, 23b and 23b, 24b are provided, and these are connected to input terminal pairs 31a, 32a and 31b, 32b of two sets of current dividing circuits 30a, 30b, and control voltages Vca, Vcb of current dividing circuits 30a, 30b are provided. It is designed so that it can be changed independently. In this way, Vca, Vcb
Therefore, the impedances seen from terminals 1 and 2 can be arbitrarily made different.
なお、本発明における差動形V/I変換器10
は第1〜第3の実施例中に示したものに限定され
ない。例えば第1〜第3の実施例中に示したV/
I変換器10は出力電流を流し出す電流源
(current souse)の形で構成したが、出力電流を
吸込み電流吸込み(current sink)の形で構成す
ることも可能である。しかし一般には電流源の形
で構成した方が直流的な制約が少なく、特別なレ
ベルシフト手段を考慮しないで済み好都合であ
る。 Note that the differential type V/I converter 10 in the present invention
is not limited to those shown in the first to third embodiments. For example, V/ shown in the first to third embodiments.
Although the I converter 10 is configured as a current source that outputs an output current, it is also possible to configure the I converter 10 as a current sink that sinks the output current. However, in general, it is advantageous to configure it in the form of a current source because there are fewer direct current restrictions and there is no need to consider special level shifting means.
差動形電圧―電流変換器10の他の構成例とし
て、第8図に示すような2個のNPNトランジス
タQ12,Q14によるエミツタフオロワとその各エ
ミツタ側に挿入した抵抗R13,R14とからなる構成
としてもよい。この場合、差動出力端子対13,
14のインピーダンスが低い値を持つが、結果と
して差動形電流増幅器20に対し端子11(1)―1
2(2)間の電位差に比例した差動出力電流を与えれ
ばよいので、この点におけるインピーダンスは問
題とならない。 As another example of the configuration of the differential voltage-current converter 10, as shown in FIG. 8, an emitter follower including two NPN transistors Q 12 and Q 14 and resistors R 13 and R 14 inserted on each emitter side are used. It is also possible to have a configuration consisting of. In this case, the differential output terminal pair 13,
Although the impedance of terminal 14 has a low value, as a result, the impedance of terminal 11(1)-1 with respect to differential current amplifier 20
Since it is sufficient to provide a differential output current proportional to the potential difference between the two (2), the impedance at this point does not matter.
第1図は可変インピーダンス回路の概念を示す
図、第2図a,bは可変インピーダンス回路の使
用態様例を示す図、第3図は本発明の第1の実施
例を示す図、第4図はその等価回路図、第5図は
本発明の第2の実施例を示す回路図、第6図はそ
の等価回路図、第7図は本発明の第3の実施例を
示す回路図、第8図は本発明で用いる差動形電圧
―電流変換器の他の構成例を示す回路図である。
10……差動形電圧―電流変換器、20……電
流増幅器、30,30a,30b……電流分割回
路、40,40a,40b……カレントミラー回
路。
FIG. 1 is a diagram showing the concept of a variable impedance circuit, FIGS. 2 a and b are diagrams showing examples of how the variable impedance circuit is used, FIG. 3 is a diagram showing the first embodiment of the present invention, and FIG. 5 is a circuit diagram showing the second embodiment of the present invention, FIG. 6 is an equivalent circuit diagram thereof, and FIG. 7 is a circuit diagram showing the third embodiment of the present invention. FIG. 8 is a circuit diagram showing another example of the configuration of the differential voltage-current converter used in the present invention. 10... Differential voltage-current converter, 20... Current amplifier, 30, 30a, 30b... Current dividing circuit, 40, 40a, 40b... Current mirror circuit.
Claims (1)
る差動形電圧―電流変換器と、 この電圧―電流変換器の前記差動出力端子対か
らの電流が入力端子対に出力され、出力端子対よ
り増幅した電流を出力する電流増幅器と、 この電流増幅器の出力端子対からそれぞれ出力
される電流を同一電流分割比で分割して異なる出
力端子に出力する2組のエミツタ結合差動トラン
ジスタ対からなる電流分割回路と、 この電流分割回路の一方の出力端子に入力端子
が接続され、出力端子が該電流分割回路の他方の
出力端子および前記差動入力端子対の一方に接続
されたカレントミラー回路とを備え、 前記電流分割回路の電流分割比の制御により前
記差動入力端子間のインピーダンスが変化するこ
とを特徴とする可変インピーダンス回路。 2 差動入力端子対および差動出力端子対を有す
る差動形電圧―電流変換器と、 この電圧―電流変換器の前記差動出力端子対か
らの電流が入力端子対に出力され、出力端子対よ
り増幅した電流を出力する電流増幅器と、 この電流増幅器の出力端子対からそれぞれ出力
される電流を同一電流分割比で分割して異なる出
力端子に出力する2組のエミツタ結合差動トラン
ジスタ対からなる第1の電流分割回路と、 前記電流増幅器の出力端子対からそれぞれ出力
される電流を同一電流分割比で分割して異なる出
力端子に出力する2組のエミツタ結合差動トラン
ジスタ対からなる第2の電流分割回路と、 前記第1の電流分割回路の一方の出力端子に入
力端子が接続され、出力端子が該電流分割回路の
他方の出力端子および前記差動入力端子対の一方
に接続された第1のカレントミラー回路と、 前記第2の電流分割回路の一方の出力端子に入
力端子が接続され、出力端子が該電流分割回路の
他方の出力端子および前記差動入力端子対の他方
に接続された第2のカレントミラー回路とを備
え、 前記第1および第2の電流分割回路の電流分割
比の制御により前記差動入力端子対間のインピー
ダンスが変化することを特徴とする可変インピー
ダンス回路。 3 差動入力端子対および差動出力端子対を有す
る差動形電圧―電流変換器と、 この電圧―電流変換器の前記差動出力端子対か
らの電流が入力端子対に出力され、第1および第
2の出力端子対より増幅した電流を出力する電流
増幅器と、 この電流増幅器の第1の出力端子対からそれぞ
れ出力される電流を同一電流分割比で分割して異
なる出力端子に出力する2組のエミツタ結合差動
トランジスタ対からなる第1の電流分割回路と、 前記電流増幅器の第2の出力端子対からそれぞ
れ出力される電流を同一電流分割比で分割して異
なる出力端子に出力する2組のエミツタ結合差動
トランジスタ対からなる第2の電流分割回路と、 前記第1の電流分割回路の一方の出力端子に入
力端子が接続され、出力端子が該電流分割回路の
他方の出力端子および前記差動入力端子対の一方
に接続された第1のカレントミラー回路と、 前記第2の電流分割回路の一方の出力端子に入
力端子が接続され、出力端子が該電流分割回路の
他方の出力端子および前記差動入力端子対の他方
に接続された第2のカレントミラー回路とを備
え、 前記第1および第2の電流分割回路の電流分割
比の制御により前記差動入力端子対間のインピー
ダンスが変化することを特徴とする可変インピー
ダンス回路。[Claims] 1. A differential voltage-current converter having a differential input terminal pair and a differential output terminal pair; a current amplifier that outputs the current that is output from the output terminal pair and outputs the amplified current from the output terminal pair, and two sets of emitters that divide the current output from the output terminal pair of this current amplifier with the same current division ratio and output it to different output terminals. a current divider circuit comprising a coupled differential transistor pair; an input terminal connected to one output terminal of the current divider circuit; and an output terminal connected to the other output terminal of the current divider circuit and one of the differential input terminal pair; A variable impedance circuit, comprising: a current mirror circuit connected thereto, wherein impedance between the differential input terminals changes by controlling a current division ratio of the current division circuit. 2. A differential voltage-current converter having a differential input terminal pair and a differential output terminal pair, and a current from the differential output terminal pair of this voltage-current converter is output to the input terminal pair, and an output terminal A current amplifier that outputs the amplified current from the pair of output terminals, and two pairs of emitter-coupled differential transistors that divide the current output from the pair of output terminals of this current amplifier by the same current division ratio and output it to different output terminals. a second current divider circuit consisting of two pairs of emitter-coupled differential transistors that divide the currents respectively output from the pair of output terminals of the current amplifier by the same current division ratio and output the divided currents to different output terminals; a current dividing circuit, an input terminal connected to one output terminal of the first current dividing circuit, and an output terminal connected to the other output terminal of the current dividing circuit and one of the differential input terminal pair. An input terminal is connected to one output terminal of the first current mirror circuit and the second current dividing circuit, and an output terminal is connected to the other output terminal of the current dividing circuit and the other of the differential input terminal pair. A variable impedance circuit comprising: a second current mirror circuit having a second current mirror circuit, wherein impedance between the pair of differential input terminals changes by controlling a current division ratio of the first and second current division circuits. 3 a differential voltage-current converter having a differential input terminal pair and a differential output terminal pair; a current from the differential output terminal pair of this voltage-current converter is output to the input terminal pair; and a current amplifier that outputs the amplified current from a second pair of output terminals; and 2 that divides the current output from the first pair of output terminals of this current amplifier by the same current division ratio and outputs the divided currents to different output terminals. a first current dividing circuit consisting of a pair of emitter-coupled differential transistors; and a second pair of output terminals of the current amplifier, each of which divides the current outputted from the second pair of output terminals at the same current division ratio and outputs the divided currents to different output terminals. a second current dividing circuit comprising a pair of emitter-coupled differential transistors; an input terminal is connected to one output terminal of the first current dividing circuit, and an output terminal is connected to the other output terminal of the current dividing circuit; a first current mirror circuit connected to one of the pair of differential input terminals, an input terminal connected to one output terminal of the second current divider circuit, and an output terminal connected to the other output of the current divider circuit; and a second current mirror circuit connected to the other of the differential input terminal pair, the impedance between the differential input terminal pair being controlled by controlling the current division ratio of the first and second current division circuits. A variable impedance circuit characterized by a change in impedance.
Priority Applications (4)
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JP13824678A JPS5564421A (en) | 1978-11-09 | 1978-11-09 | Variable impedance circuit |
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Applications Claiming Priority (1)
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Publications (2)
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JPS5564421A JPS5564421A (en) | 1980-05-15 |
JPS6144409B2 true JPS6144409B2 (en) | 1986-10-02 |
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ID=15217477
Family Applications (1)
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---|---|---|---|
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JP (1) | JPS5564421A (en) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6371114U (en) * | 1986-10-29 | 1988-05-13 | ||
JPH058252Y2 (en) * | 1988-02-09 | 1993-03-02 |
Families Citing this family (5)
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JPS5799810A (en) * | 1980-12-12 | 1982-06-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Signal controller |
JPS5910035A (en) * | 1982-07-09 | 1984-01-19 | Hitachi Ltd | Variable impedance device |
US4990872A (en) * | 1987-06-17 | 1991-02-05 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Variable reactance circuit producing negative to positive varying reactance |
JPH0198308A (en) * | 1987-10-09 | 1989-04-17 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Voltage controlled amplifier |
JP2008072768A (en) * | 2007-11-30 | 2008-03-27 | Mitsubishi Electric Corp | Variable resistance circuit |
-
1978
- 1978-11-09 JP JP13824678A patent/JPS5564421A/en active Granted
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6371114U (en) * | 1986-10-29 | 1988-05-13 | ||
JPH058252Y2 (en) * | 1988-02-09 | 1993-03-02 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
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JPS5564421A (en) | 1980-05-15 |
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