JPS6126729B2 - - Google Patents
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- JPS6126729B2 JPS6126729B2 JP53081135A JP8113578A JPS6126729B2 JP S6126729 B2 JPS6126729 B2 JP S6126729B2 JP 53081135 A JP53081135 A JP 53081135A JP 8113578 A JP8113578 A JP 8113578A JP S6126729 B2 JPS6126729 B2 JP S6126729B2
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- signal
- diodes
- diode
- mixer circuit
- frequency
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 25
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 5
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 5
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 3
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000005855 radiation Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D9/00—Demodulation or transference of modulation of modulated electromagnetic waves
- H03D9/06—Transference of modulation using distributed inductance and capacitance
- H03D9/0608—Transference of modulation using distributed inductance and capacitance by means of diodes
- H03D9/0633—Transference of modulation using distributed inductance and capacitance by means of diodes mounted on a stripline circuit
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0001—Circuit elements of demodulators
- H03D2200/0011—Diodes
- H03D2200/0013—Diodes connected in a ring configuration
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0001—Circuit elements of demodulators
- H03D2200/0023—Balun circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/0043—Bias and operating point
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/0088—Reduction of intermodulation, nonlinearities, adjacent channel interference; intercept points of harmonics or intermodulation products
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1408—Balanced arrangements with diodes
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/161—Multiple-frequency-changing all the frequency changers being connected in cascade
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はダイオードに自己バイアスをかけたマ
イクロ波帯ダブルバランス型ダイオードミキサー
回路の改良に関する。
イクロ波帯ダブルバランス型ダイオードミキサー
回路の改良に関する。
ダイオードミキサー回路において、優れた混変
調特性を得る手段として、ダイオードに局発信号
を利用して自己バイアスをかける方法が知られて
いる。
調特性を得る手段として、ダイオードに局発信号
を利用して自己バイアスをかける方法が知られて
いる。
例えば、第１図はこのような目的の従来のダブ
ルバランス型ミキサー回路を示す図である。
ルバランス型ミキサー回路を示す図である。
同図において、１はRF信号源、２は局発信号
源、T1及びT2はバランス型トランス、D1〜D4は
ミキサーダイオード、R1〜R4はバイアス用抵
抗、C1〜C4は局発信号のDC成分の電荷を蓄えて
ダイオードD1〜D4に逆バイアスをかけるととも
にRF信号を通過させるためのコンデンサであ
り、RF信号及び局発信号をRF信号源１及び局発
信号源２からそれぞれバランス型トランスT1，
T2を介してダイオードD1〜D4に平衡的に加える
と、局発信号とRF信号の和、又は差の周波数信
号、即ち、IF信号が端子３とアース間から出力
されるよう動作する。
源、T1及びT2はバランス型トランス、D1〜D4は
ミキサーダイオード、R1〜R4はバイアス用抵
抗、C1〜C4は局発信号のDC成分の電荷を蓄えて
ダイオードD1〜D4に逆バイアスをかけるととも
にRF信号を通過させるためのコンデンサであ
り、RF信号及び局発信号をRF信号源１及び局発
信号源２からそれぞれバランス型トランスT1，
T2を介してダイオードD1〜D4に平衡的に加える
と、局発信号とRF信号の和、又は差の周波数信
号、即ち、IF信号が端子３とアース間から出力
されるよう動作する。
そして、その回路においては、局発信号がその
正、負の極性に対応して、それぞれダイオード
D4→コンデンサC4→ダイオードD1→コンデンサ
C1又はダイオードD2→コンデンサC2→ダイオー
ドD3→コンデンサC3の経路で流れるので、コン
デンサC1〜C4の両端には局発信号によつて図中
に＋及び−の符号で示す極性の電圧が発生し、こ
の電圧によつてダイオードD1〜D4は逆バイアス
されている。
正、負の極性に対応して、それぞれダイオード
D4→コンデンサC4→ダイオードD1→コンデンサ
C1又はダイオードD2→コンデンサC2→ダイオー
ドD3→コンデンサC3の経路で流れるので、コン
デンサC1〜C4の両端には局発信号によつて図中
に＋及び−の符号で示す極性の電圧が発生し、こ
の電圧によつてダイオードD1〜D4は逆バイアス
されている。
なお、抵抗R1〜R4はコンデンサC1〜C4に蓄え
られた電荷を放電させるもので、該抵抗R1〜R4
の抵抗値を調整することによつて、ミキサー回路
の混変調特性が最良になるようにダイオードD1
〜D4のバイアス電圧、即ちコンデンサC1〜C4の
両端に発生する電圧を設定している。
られた電荷を放電させるもので、該抵抗R1〜R4
の抵抗値を調整することによつて、ミキサー回路
の混変調特性が最良になるようにダイオードD1
〜D4のバイアス電圧、即ちコンデンサC1〜C4の
両端に発生する電圧を設定している。
このような従来のミキサー回路は比較的低い周
波数帯、例えばRF信号、局発信号及びIF信号の
全てが1000MHz以下の場合には良好な特性を示す
が、RF信号、局発信号、IF信号のどれか一つの
信号又はそれ以上の信号がUHF帯の高域側に含
まれる場合、例えば局発信号が2050〜2960MHz、
IF信号が3000MHz、RF信号が40〜950MHzの場合
には、コンデンサC1〜C4及び抵抗R1〜R4とアー
ス間の浮遊容量、コンデンサC1〜C4及びダイオ
ードD1〜D4のリードインダクタンス等が影響し
てコンデンサC1〜C4及びダイオードD1〜D4を流
れる局発信号が減少する。
波数帯、例えばRF信号、局発信号及びIF信号の
全てが1000MHz以下の場合には良好な特性を示す
が、RF信号、局発信号、IF信号のどれか一つの
信号又はそれ以上の信号がUHF帯の高域側に含
まれる場合、例えば局発信号が2050〜2960MHz、
IF信号が3000MHz、RF信号が40〜950MHzの場合
には、コンデンサC1〜C4及び抵抗R1〜R4とアー
ス間の浮遊容量、コンデンサC1〜C4及びダイオ
ードD1〜D4のリードインダクタンス等が影響し
てコンデンサC1〜C4及びダイオードD1〜D4を流
れる局発信号が減少する。
その為コンデンサC1〜C4の両端に発生する電
圧が減少してダイオードD1〜D4のバイアス電圧
を混変調特性が最適になるよう設定することが不
可能になり、混変調特性が悪化したりあるいは変
換損失が大きくなつてミキサー回路のNF特性が
悪くなるという欠点があつた。
圧が減少してダイオードD1〜D4のバイアス電圧
を混変調特性が最適になるよう設定することが不
可能になり、混変調特性が悪化したりあるいは変
換損失が大きくなつてミキサー回路のNF特性が
悪くなるという欠点があつた。
更に、ダイオードD1〜D4に流れる電流が少く
あると該ダイオードD1〜D4に流れる電流の値が
バラツキやすくなつて相互変調特性も悪くなる等
の欠点もあつた。
あると該ダイオードD1〜D4に流れる電流の値が
バラツキやすくなつて相互変調特性も悪くなる等
の欠点もあつた。
この様に悪化した混変調特性、NF特性、相互
変調特性を改善するためには局発信号源２の電力
を増大させる方法も考えられるが、その場合には
局発回路の能動素子が高価になるとともに不要輻
射等の問題等が発生するので現実的な対策にはな
り得なかつた。
変調特性を改善するためには局発信号源２の電力
を増大させる方法も考えられるが、その場合には
局発回路の能動素子が高価になるとともに不要輻
射等の問題等が発生するので現実的な対策にはな
り得なかつた。
本発明は前述の如き諸欠点を改善することを目
的とするもので、以下本発明をその実施例を示す
図面を用いて説明する。
的とするもので、以下本発明をその実施例を示す
図面を用いて説明する。
第２図は本発明の一実施例のダブルバランス型
ダイオードミキサー回路を示す図であり、同図に
おいて、１は40〜950MHzのRF信号源、２は2050
〜2960MHzの局発信号源、３は3000MHzのIF信号
を取り出すIF端子、T3はバランス型トランス、
T4はバランス型ハイブリツドリング、４〜７は
終端開放のストリツプライン、C1〜C4はRF信号
を通過させるコンデンサー、R1〜R4はバイアス
用抵抗、L1，L2はRF信号に対してローパスフイ
ルタを形成するコイル、C5〜C7は高調波信号の
みを通過させるコンデンサで、第１図に示した素
子と等価な働きをする素子にはそれぞれ第１図と
同符号を付した。
ダイオードミキサー回路を示す図であり、同図に
おいて、１は40〜950MHzのRF信号源、２は2050
〜2960MHzの局発信号源、３は3000MHzのIF信号
を取り出すIF端子、T3はバランス型トランス、
T4はバランス型ハイブリツドリング、４〜７は
終端開放のストリツプライン、C1〜C4はRF信号
を通過させるコンデンサー、R1〜R4はバイアス
用抵抗、L1，L2はRF信号に対してローパスフイ
ルタを形成するコイル、C5〜C7は高調波信号の
みを通過させるコンデンサで、第１図に示した素
子と等価な働きをする素子にはそれぞれ第１図と
同符号を付した。
そして、このミキサー回路は従来例と同じく、
RF信号、局発信号をRF信号源１、局発信号源２
からそれぞれバランス型トランスT3、ハイブリ
ツドリングT4を介してダイオードD1〜D4に平衡
的に加えると、IF信号が端子３から出力される
よう動作するものである。
RF信号、局発信号をRF信号源１、局発信号源２
からそれぞれバランス型トランスT3、ハイブリ
ツドリングT4を介してダイオードD1〜D4に平衡
的に加えると、IF信号が端子３から出力される
よう動作するものである。
このミキサー回路において、ダイオードD1，
D3のアノード及びD2，D4のカソードに接続され
た終端開放のストリツプライン４〜７は、3000M
HzのIF周波数においては容量性となるようにIF
周波数の1/4波長よりも短かい長さとし、その等
価容量とダイオードD1〜D4のリードインダクタ
ンスとの直列共振周波数がIF周波数に等しくな
るように長さが設定されている。
D3のアノード及びD2，D4のカソードに接続され
た終端開放のストリツプライン４〜７は、3000M
HzのIF周波数においては容量性となるようにIF
周波数の1/4波長よりも短かい長さとし、その等
価容量とダイオードD1〜D4のリードインダクタ
ンスとの直列共振周波数がIF周波数に等しくな
るように長さが設定されている。
従つて、端子３からダイオードD1〜D4を見た
時のリアクタンスはIF周波数に対してほぼ零に
近い値となつている。
時のリアクタンスはIF周波数に対してほぼ零に
近い値となつている。
又、このストリツプライン４〜７は2050〜
2960MHzの局発信号に対しては容量性であり良好
なバイパス動作をするので、ハイブリツドリング
T4の端子８，９からダイオードD1〜D4に印加さ
れた局発信号は、その正負の極性に対応して、そ
れぞれダイオードD2→ストリツプライン５→ス
トリツプライン６→ダイオードD3、又はダイオ
ードD4→ストリツプライン７→ストリツプライ
ン４→ダイオードD1→の経路で流れる。このた
めストリツプライン５，７の接続点には正電圧
が、ストリツプライン４，６の接続点には負電圧
がそれぞれ発生し、その結果第１図の場合と同様
にコンデンサC1〜C4の両端には図中十又は−で
示した極性の電圧が発生する。
2960MHzの局発信号に対しては容量性であり良好
なバイパス動作をするので、ハイブリツドリング
T4の端子８，９からダイオードD1〜D4に印加さ
れた局発信号は、その正負の極性に対応して、そ
れぞれダイオードD2→ストリツプライン５→ス
トリツプライン６→ダイオードD3、又はダイオ
ードD4→ストリツプライン７→ストリツプライ
ン４→ダイオードD1→の経路で流れる。このた
めストリツプライン５，７の接続点には正電圧
が、ストリツプライン４，６の接続点には負電圧
がそれぞれ発生し、その結果第１図の場合と同様
にコンデンサC1〜C4の両端には図中十又は−で
示した極性の電圧が発生する。
従つて、抵抗R1〜R4の抵抗値を調整してミキ
サー回路の混変調特性及び変換損失等が最良にあ
る様ダイオードD1〜D4のバイアス電圧を設定す
ることができる。
サー回路の混変調特性及び変換損失等が最良にあ
る様ダイオードD1〜D4のバイアス電圧を設定す
ることができる。
なお、局発信号源２に接続されたバランス型ハ
イブリツドリングT4には信号の波長に関係した
長さの伝送路を利用したもので、該ハイブリツド
リングT4上の点P1と点P2間、点P2とP3間、点P3
とP4間は共に1/4波長の、又点P4とP1間は3/4波長
の長さのストリツプラインであり、全体として6/
４波長の長さのリングを構成している。
イブリツドリングT4には信号の波長に関係した
長さの伝送路を利用したもので、該ハイブリツド
リングT4上の点P1と点P2間、点P2とP3間、点P3
とP4間は共に1/4波長の、又点P4とP1間は3/4波長
の長さのストリツプラインであり、全体として6/
４波長の長さのリングを構成している。
このようなハイブリツドリングT4は約半オク
ターブの周波数範囲において、端子８と端子９の
信号が良好な逆位相特性を示すことが知られてい
る。
ターブの周波数範囲において、端子８と端子９の
信号が良好な逆位相特性を示すことが知られてい
る。
本実施例においては、ハイブリツドリングT4
の波長は局発信号の周波数2050〜2960MHzのほぼ
中心周波数である2500MHzの波長に設定されてい
るので、局発信号2050〜2960MHzは2500MHzの周
波数の半オクターブの周波数範囲に含まれ、従つ
て局発信号はハイブリツドリングT4の端子８，
９に良好な逆位相信号として導出され、コンデン
サC5，C6を介してダイオードD1〜D4に印加され
る。
の波長は局発信号の周波数2050〜2960MHzのほぼ
中心周波数である2500MHzの波長に設定されてい
るので、局発信号2050〜2960MHzは2500MHzの周
波数の半オクターブの周波数範囲に含まれ、従つ
て局発信号はハイブリツドリングT4の端子８，
９に良好な逆位相信号として導出され、コンデン
サC5，C6を介してダイオードD1〜D4に印加され
る。
なお又、バランス型トランスT3に接続された
コイルL1，L2はストリツプライン４〜７の容量
及び抵抗R1〜R4、コンデンサC1〜C4とアース間
に存在する浮遊容量等によりローパスフイルタを
形成しており、この遮断周波数はほぼ1500MHzに
設定されている。
コイルL1，L2はストリツプライン４〜７の容量
及び抵抗R1〜R4、コンデンサC1〜C4とアース間
に存在する浮遊容量等によりローパスフイルタを
形成しており、この遮断周波数はほぼ1500MHzに
設定されている。
そして、RF信号はコイルL1→コンデンサC1→
ダイオードD1→ダイオードD2→コンデンサC2→
コイルL2及びコイルL2→コンデンサC3→ダイオ
ードD3→ダイオードD4→コンデンサC4→コイル
L1の経路で反射もなく良好に流れている。
ダイオードD1→ダイオードD2→コンデンサC2→
コイルL2及びコイルL2→コンデンサC3→ダイオ
ードD3→ダイオードD4→コンデンサC4→コイル
L1の経路で反射もなく良好に流れている。
以上の様に本実施例のミキサー回路において
は、終端開放のストリツプライン４〜７をダイオ
ードD1，D3のアノード及びダイオードD2，D4の
カソードに設けることにより、ミキサー回路の局
発信号及びIF信号に対するリアクタンスが著し
く減少してコンデンサC1〜C4及びダイオードD1
〜D4を流れる電流が増加するので、ダイオード
D1〜D4のバイアス電圧をミキサー回路の混変調
特性が最良になるように設定することが可能にな
るとともに、変換損失及び相互変調特性が著しく
改善される。
は、終端開放のストリツプライン４〜７をダイオ
ードD1，D3のアノード及びダイオードD2，D4の
カソードに設けることにより、ミキサー回路の局
発信号及びIF信号に対するリアクタンスが著し
く減少してコンデンサC1〜C4及びダイオードD1
〜D4を流れる電流が増加するので、ダイオード
D1〜D4のバイアス電圧をミキサー回路の混変調
特性が最良になるように設定することが可能にな
るとともに、変換損失及び相互変調特性が著しく
改善される。
第３図は本発明の他の実施例のミキサー回路図
で、第２図の実施例から抵抗R2，R4及びコンデ
ンサC2，C4を削除したものであり、その動作は
第２図の実施例から容易に理解されるのでここで
は省略する。
で、第２図の実施例から抵抗R2，R4及びコンデ
ンサC2，C4を削除したものであり、その動作は
第２図の実施例から容易に理解されるのでここで
は省略する。
第４図は、第３図の回路を厚膜印刷技術によつ
て構成した場合のパターン図である。この厚膜印
刷技術によつて構成したミキサー回路を第５図に
示すVHF−UHFオールバンドTVチユーナに用い
たところ、混変調特性105〜110dBμＶ、変換損
失４〜6dBという従来のミキサー回路と比較して
極めて良好な結果が得られた。
て構成した場合のパターン図である。この厚膜印
刷技術によつて構成したミキサー回路を第５図に
示すVHF−UHFオールバンドTVチユーナに用い
たところ、混変調特性105〜110dBμＶ、変換損
失４〜6dBという従来のミキサー回路と比較して
極めて良好な結果が得られた。
第５図は54〜890MHzのRF信号を第１ミキサー
回路により3000MHzの第1IF周波数に変換し、さ
らに第２ミキサー回路で45.75MHzの第2IF周波数
に変換するVHF−UHFオールバンドTVチユーナ
のブロツク線図であり、同図においてTVチユー
ナは、RF増幅回路１１、第１ミキサー回路１
２、2114.75〜2944.75MHzの第１局発回路１３、
3000MHzのバンドパスフイルタ１４、第２ミキサ
ー回路１５、3045.75MHzの第２局発回路１６、
45.75MHzのバンドパスフイルタ１７、45.75MHz
の増幅回路１８により構成されている。
回路により3000MHzの第1IF周波数に変換し、さ
らに第２ミキサー回路で45.75MHzの第2IF周波数
に変換するVHF−UHFオールバンドTVチユーナ
のブロツク線図であり、同図においてTVチユー
ナは、RF増幅回路１１、第１ミキサー回路１
２、2114.75〜2944.75MHzの第１局発回路１３、
3000MHzのバンドパスフイルタ１４、第２ミキサ
ー回路１５、3045.75MHzの第２局発回路１６、
45.75MHzのバンドパスフイルタ１７、45.75MHz
の増幅回路１８により構成されている。
叙上のように本発明によれば、終端開放のスト
リツプラインを設けることにより、ミキサー回路
の混変調特性及び相互変調特性及び変換損失が著
しく改善されるとともに、極めて小型でかつ生産
性の優れたミキサー回路を実現することができる
ので、その経済的、実際的効果は顕著である。
リツプラインを設けることにより、ミキサー回路
の混変調特性及び相互変調特性及び変換損失が著
しく改善されるとともに、極めて小型でかつ生産
性の優れたミキサー回路を実現することができる
ので、その経済的、実際的効果は顕著である。
第１図は従来のダブルバランス型ミキサー回路
を示す図、第２図は本発明の一実施例のダブルバ
ランス型ミキサー回路を示す図、第３図は本発明
の他の実施例を示すミキサー回路図、第４図は第
３図の回路を厚膜印刷技術によつて構成した場合
のパターン図、第５図は第３図に示したミキサー
回路を使用したVHF−UHFオールバンドTVチユ
ーナのブロツク線図である。 D1〜D4……ダイオード、C1〜C7……コンデン
サ、R1〜R4……抵抗、４〜７……ストリツプラ
イン、T1〜T3……バランス型トランス、T4……
ハイブリツドリング、１……RF信号源、２……
局発信号源。
を示す図、第２図は本発明の一実施例のダブルバ
ランス型ミキサー回路を示す図、第３図は本発明
の他の実施例を示すミキサー回路図、第４図は第
３図の回路を厚膜印刷技術によつて構成した場合
のパターン図、第５図は第３図に示したミキサー
回路を使用したVHF−UHFオールバンドTVチユ
ーナのブロツク線図である。 D1〜D4……ダイオード、C1〜C7……コンデン
サ、R1〜R4……抵抗、４〜７……ストリツプラ
イン、T1〜T3……バランス型トランス、T4……
ハイブリツドリング、１……RF信号源、２……
局発信号源。
Claims (1)
- １ リング状に４個のダイオードを接続し、該ダ
イオードの接続部のうち対向する二つの接続部
と、少くとも対向する２個のダイオードとの各接
続点にバイアス用コンデンサと抵抗からなる並列
回路を挿入し、前記対向する二つの接続部から第
１の周波数の信号を入力し、他の二つの接続部か
ら第２の周波数の信号を入力し、前記二つの信号
の周波数の和のIF信号を得るダブルバランス型
ミキサー回路において、前記ダイオードとコンデ
ンサとの各接続点に終端が開放され前記IF信号
の1/4波長よりもわずかに短かくて前記ダイオー
ドのリードインダクタンスとによつて前記IF信
号に直列共振するストリツプラインをそれぞれ設
けたことを特徴とするダブルバランス型ミキサー
回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8113578A JPS558165A (en) | 1978-07-04 | 1978-07-04 | Double balance type mixer circuit |
| US06/053,805 US4306311A (en) | 1978-07-04 | 1979-07-02 | Double-balanced mixer circuit |
| CA331,032A CA1130868A (en) | 1978-07-04 | 1979-07-03 | Double-balanced mixer circuit provided with a stripline for each side of the diode ring |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8113578A JPS558165A (en) | 1978-07-04 | 1978-07-04 | Double balance type mixer circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS558165A JPS558165A (en) | 1980-01-21 |
| JPS6126729B2 true JPS6126729B2 (ja) | 1986-06-21 |
Family
ID=13737951
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8113578A Granted JPS558165A (en) | 1978-07-04 | 1978-07-04 | Double balance type mixer circuit |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4306311A (ja) |
| JP (1) | JPS558165A (ja) |
| CA (1) | CA1130868A (ja) |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4691380A (en) * | 1986-05-05 | 1987-09-01 | Avantek, Inc. | Quad-ridge waveguide mixer |
| DE3937916C1 (en) * | 1989-11-15 | 1991-04-11 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co Kg, 8000 Muenchen, De | Ring mixer with four mixing diodes in bridge circuit - assigns inductance with diode in parallel poled in same direction to each diode in series |
| US5157786A (en) * | 1990-08-31 | 1992-10-20 | Thomson Consumer Electronics | Biasing networks for balanced mixers |
| US5428840A (en) * | 1993-12-10 | 1995-06-27 | Itt Corporation | Monolithic double balanced microstrip mixer with flat conversion loss |
| US5774801A (en) * | 1995-08-23 | 1998-06-30 | Ericsson Inc. | High dynamic range mixer having low conversion loss, low local oscillator input power, and high dynamic range and a method for designing the same |
| JPH11298540A (ja) * | 1998-04-08 | 1999-10-29 | Oki Electric Ind Co Ltd | Ａｓｋ変調器 |
| US6094570A (en) * | 1998-05-06 | 2000-07-25 | Northrop Grumman | Double-balanced monolithic microwave integrated circuit mixer |
| US7072636B2 (en) * | 1999-03-25 | 2006-07-04 | Zenith Electronics Corporation | Printed circuit doubly balanced mixer for upconverter |
| US6850575B1 (en) * | 1999-11-24 | 2005-02-01 | Synergy Microwave Corporation | Single side band modulator |
| US6631257B1 (en) * | 2000-04-20 | 2003-10-07 | Microtune (Texas), L.P. | System and method for a mixer circuit with anti-series transistors |
| US8666354B2 (en) * | 2010-03-15 | 2014-03-04 | Hittite Microwave Corporation | Distributed, diode mixer circuit |
| US8494474B1 (en) | 2010-11-29 | 2013-07-23 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Dual band diode mixer for RF data receiver |
| US10541651B2 (en) * | 2017-07-11 | 2020-01-21 | Analog Devices, Inc. | Mixers with improved linearity |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3492603A (en) * | 1967-11-03 | 1970-01-27 | Adams Russel Co Inc | Broadband doubly-balanced mixer or modulator including hybrid circuits |
| US3629729A (en) * | 1970-06-24 | 1971-12-21 | Motorola Inc | High-frequency doubly balanced wide waveband ring-connected diode modulator |
| US3772599A (en) * | 1972-04-17 | 1973-11-13 | Rca Corp | Microwave double balanced mixer |
-
1978
- 1978-07-04 JP JP8113578A patent/JPS558165A/ja active Granted
-
1979
- 1979-07-02 US US06/053,805 patent/US4306311A/en not_active Expired - Lifetime
- 1979-07-03 CA CA331,032A patent/CA1130868A/en not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA1130868A (en) | 1982-08-31 |
| JPS558165A (en) | 1980-01-21 |
| US4306311A (en) | 1981-12-15 |
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