JPS6124778B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔本発明の技術分野〕 本発明は、マイクロ波信号を運ぶ低速波回路の
電磁界が、低速波回路と連続的な陰極の間を流れ
ている電子流と相互作用することによつて、マイ
クロ波信号を増幅する電子管に関する。電子流は
低速波回路と陰極の間の直流電界、それにこの電
界に垂直でありしかも陰極表面に平行な磁界によ
つて導びかれる。これら電子は低速波回路波と大
体同じ速度で低速波回路の長手部分にほぼ平行な
方向にドリフトする。そのような電子管において
は低速波回路に電子流を再循環させることによつ
て効率が増大する。

そのような電子管の有する利得は電子管の小信
号端の空間電荷スポークの不安定性によつて制限
される。

〔従来技術の説明〕

リニアビーム形式の進行波増幅管は低速波回路
のマイクロ波の速度をその増幅管の出力の近くで
より低い値まで減速化するので、マイクロ波は電
子ビームが低速波エネルギーに運動エネルギーを
渡して減速するのに同期され続ける。先細状の低
速波回路の作用は1965年米国のAmerican
Elsevier社より発行されたJ.F.Gittins氏の著書
“Power Travelling―Wave Tubes”（電力増幅進
行波管）の35―37ページに記載されている。低速
波回路の先細部分は回路波が非常に大きい出力の
近くの短かい部分に制限されている。

直交電磁界増幅管の振舞いは全く異なつてい
る。電子が低速波回路に渡すエネルギーは運動エ
ネルギーではなく電位であるため電子がエネルギ
ーを失なうとき電子のドリフト速度は比較的一定
である。従つて、リニアビーム進行波管における
ような速度の漸減は適用不可能である。

直交電磁電子管の安定度はスポーク安定係数Ｓ
によるということが知られている。この係数は
1961年米国ニユーヨーク州、Academic Press社
より発行されたE.Okress氏の著書“Crossed―
Field Microwave Devices”（直交電磁界マイク
ロ波管）5.2.6に記載されているように、 Ｓ＝ｇ／ｈ と定義されている。

ここでｇ＝（Ｖ_e−Ｖ_p）／Ｖ_pは低速波回路波の
位相速度Ｖ_pに対する電子のドリフト速度Ｖ_eの速
度超過の割合である。周知のようにＶ_eは磁界に
対する電界の比に比例する。そして ｈ＝Ｅ_rf／Ｅ_p は陽極と陰極の間のハートリー“Hartree”電圧
に対応して無線周波に正確に同期して電子をドリ
フトさせる電界Ｅ_pに対する電子ハブ表面での無
線周波電界Ｅ_rfの比である。

安定係数Ｓが小さくなると動作がより安定し、
かつ利得を増大させる。一方、ｇを増加させるこ
とによつて効率と出力は増大するが安定度は減少
する。

1962年12月18日に発行された米国特許第
3069594号明細書は回路に沿つて相互作用特性を
徐々に変化させることによつて安定度を犠性にす
ることなく利得を向上させる幾つかの方法を開示
している。１つの方法は、入力端での最小値から
出力端での最大値まで周期的な回路素子について
の位相速度を変えるよう回路素子のパラメータを
変化させることを含む。これによつて無線周波電
界Ｅ_rfが低い回路の小信号端に都合の良い同期条
件（ｇは小さい）が生ずる。しかしながら、部分
ごとに位相速度を変えるそのような低速波回路は
広い周波数帯域にわたつて入力伝送線と出力伝送
線を整合させることが困難であるため、別の種類
の不安定を招く、ということが確認された。前述
の米国特許第3069594号の図面の第２図を見れ
ば、所望の位相速度を使用することができる周波
数範囲（ω―β曲線によつてあらわされている）
は均一な素子より成る回路の実用帯域幅よりかな
り狭いことがわかる。

前述の米国特許明細書はまた円柱状の陰極を中
心からずらして配置することによつてまたはらせ
ん状の陰極によつて、陰極と陽極の間の間隔を漸
減にすることを開示している。出力端近くの間隔
を狭くすることによつて直流電界が増大し、従つ
て電子のドリフト速度Ｖ_eとｇも増大する。

不幸なことに、漸減にした間隔には本質的な欠
点がある。陰極に到達する無線周波電界Ｅ_rfの割
合は、回路と陰極の間隔が増大するにつれて指数
関数的に急激に減少する。従つて、小信号領域内
の安定係数は漸減になつた間隔によつて劣化する
ため、２つの効果の間の妥協点を取らなければな
らない。

他の従来技術は、不均一な磁界によつてドリフ
ト速度を漸減にする試みを含んでいた。この方法
は更に利得と効率の間で妥協することを含んでい
た。

〔本発明の概要〕

本発明の目的は、安定性、利得及び効率を改良
した直交電磁界増幅器を提供することである。

他の目的は、広い周波数帯にわたつて伝送線に
十分に整合することのできる空間的周期を漸減さ
せた低速波回路を有する直交電磁界増幅管を提供
することである。

更に他の目的は、容易に設計製造が可能な空間
的周期を漸減させた低速波回路を有する直交電磁
界増幅管を提供することである。

更に他の目的は、最適なスポーク安定性と効率
を得るため低速波回路の空間的周期及び電子ドリ
フト速度の両方を漸減する電子管を提供すること
である。

前述の諸目的は回路素子の周期的な間隙を変
え、他の特性を回路に沿つて比較的一定に保つこ
とによつて実現される。低速波回路の全長の大部
分以上に及んで、回路の空間的周期が漸減され
る。この処置に十分に適している回路において
は、電子流の方向に対し横方向に蛇行する通路
（第３図の溝通路３６参照）に沿つて、信号が一
定速度で流れる。実施例はらせん、インタデジタ
ル線路及び曲がりくねつた線路である。これら回
路は一般に広い帯域幅を有する。

従来技術においては、陰極と陽極との間隔が
徐々に狭くされた回路のみが知られている。本発
明による回路は、陰極と陽極との間隔を十分な範
囲にわたり漸減（第４図参照）させても良いし、
漸増（第５図参照）させても良い。従つて最適な
スポーク安定性が維持されると同時に回路波速度
に対する電子の最適な比を生ずる。

あるいは、電子のドリフト速度を制御するため
回路の全長にわたつて磁界が変化する。この磁界
は従来技術とは逆に入力から出力に向かつて漸減
する。この磁界は相互作用通路に沿つてほぼ直線
的に漸減する。

空間的周期が漸減された回路のインピーダンス
と帯域幅が比較的一定であるため、区分ごとに位
相速度が小さくなる従来の回路に比較して伝送線
に対する整合が良い。

〔好適な実施例の説明〕

これから説明する好適な実施例は関連する物理
原理を考察することによつて理解が容易となろ
う。遅延線の長手方向に沿つて連続的な陰極を有
する直交電磁界管においては、電子流は陰極に隣
接するかなり連続的な流れ領域を有する。断面が
円形の電子管においては、この流れ領域はハブ
（hub）と言われる。この領域の陽極側は陽極に
向かつて突出している空間電荷のスポーク
（spoke）である。このスポークは低速波回路
（陽極）の電磁波と同期して移動し、１波長につ
き１つのスポークが存在する。増幅管において
は、回路の無線周波電界が入力から出力に向かつ
て増大するにつれて、各スポークは陽極に向かつ
て長くなる。結局、スポークは陽極に確実に到達
し、その外側の電子は遮断されてスポークを通り
外側を流れている他の電子によつて置き換えられ
る。このようにして各スポークを通して陰極から
陽極までの外向きの流れが生ずる。

スポークは陽極回路の無線周波電界によつて形
成されて一体に結合される。今度はそれらスポー
クが回路に無線周波電流を誘発するため回路波が
成長する。

スポーク内の空間電荷を消散させる傾向のある
力も存在する。最も重要なのは変調されてない電
子ドリフト速度が回路波速度と異なるときの空間
電荷の反発と引つぱりの影響である。引つぱる消
散力と無線周波電界の集束力の間のバランスは前
述のスポーク安定係数Ｓによつて表現される。安
定度は電子管の小信号入力端で最低である。ここ
でスポークは短かく陰極に近い。陰極では無線周
波電界は回路での波高値の最小部分である。回路
波のピーク振幅はもちろん入力で最小である。

本発明の実施例の構造上の特徴を最良に説明す
るために、スポーク安定係数は回路と相互作用ス
ペースの物理的寸法によつて表現される。

前述の種類の回路の場合、回路の長手方向に沿
う波の位相速度は Ｖ_p＝cp／Ｌ である。上式において、ｃは曲りくねつた通路に
沿つた波の速度で典型的には光の速度に近い定数
である。ｐは電子流の方向での周期的な間隔であ
り、Ｌは周期的低速波回路の蛇行通路（第３図の
溝参照）の１周期分の長さである。蛇行は電子流
の方向にに対して横方向であり、蛇行幅は回路周
期のピツチp₁に比較して大きい。そのため、Ｌは
蛇行幅のほぼ２倍となる。直交電磁界での電子の
ドリフト速度は Ｖ_e＝AE_dc／Ｂ である。上式において、Ｅ_dcは直流電界、Ｂは磁
界、Ａは比例定数である。

良い近似として Ｅ_dc＝Ｖ／ｄ が成立する。上式においてＶは陰極と陽極の間の
電圧、ｄは陰極と陽極の間の間隔である。従つ
て、 Ｖ_e＝AV／Bd である。超過ドリフト速度比ｇは従つて ｇ＝Ｖ_ｅ／Ｖ_ｐ−１＝ＡＶＬ／Ｂｃｄｐ−１ である。

低速波回路による無線周波電界は、そこからの
距離に従つて減衰する。その減衰の割合は、回路
から少し離れたところでは指数関数的になる。従
つて Ｅ＝Ｅ〓exp（−２πｘ／λ） である。上式においてｘは回路からの距離、λは
回路の位相波長、そしてＥ〓は回路それ自体での
等価最大無線周波電界をあらわす。前述の種類の
回路の場合、回路に沿う波長λは λ＝Ｖ_p／ｆ＝cp／Lf である。上式において、ｆは波動エネルギーの周
波数である。従つて、陰極表面の近くでの無線周
波電界は近似的に Ｅ_rf＝Ｅ〓exp（−２πｄ／λ）＝Ｅ〓exp（−
２πdLf／cp） である。

同期電界Ｅ_pはそれについての定義Ｖ_e＝Ｖ_p、 すなわち AE_p／Ｂ＝cp／Ｌ によつて Ｅ_p＝Bcp／LA である。従つて ｈ＝Ｅ_rf／Ｅ_p＝ＬＡＥ〓／Ｂｃｐexp（−２πLfd／c
p） である。従つて、 Ｓ＝ｇ／ｈ＝（ＡＬＶ／Ｂｃｄｐ−１）Ｂｃｐ／ＬＡ
Ｅ〓exp（２π Lfd／cp） ＝（Ｖ／ｄ−Ｂｃ／ＬＡｐ）１／Ｅ〓exp（Kd／ｐ
） である。上式のＫ＝２πLf／ｃは定数である。
高い安定性を得るためにはＳを小さくすればよい
から、 Ｖ_e／Ｖ_p〓１即ちＶ／ｄ〓Ｂｃ／ＬＡＰ である。（波動速度は電子のドリフト速度に等し
い。）ｄ／ｐは実際上小さい。しかし、大出力と
高効率を得るためには少なくとも出力端の近くで
電子速度を波動速度より10ないし20％大きくする
必要がある。また、ｄ／ｐは大出力の最適値を有
する。従つて、もし陰極から均一に離間している
均一な遅延線を使用すれば、最適な出力のための
ｄとｐの選択は入力端でのスポークの安定性を犠
性にして行われることとなる。出力端ではＥ〓が
大きいため出力端でのスポークの安定性には通常
何の問題もない。

本発明に基づくと、入力端での回路波速度Ｖ_p
は大体Ｖ_cに等しい大きな値を有するため、Ｅが
小さい領域ではｇとｈの両方が小さくそしてスポ
ーク安定性は良好となる。回路の出力端に向かう
と波長は減少して所望の過電圧が得られるが、出
力でのＥ〓の高い値によつて安定を保つことがで
きる。

直交電磁界増幅管においては波はリニアビーム
進行波管におけるようには指数関数的には成長せ
ずに、もつと一定の割合で成長する。本発明に従
えば、低速波回路の大部分にわたつて回路の空間
的周期が徐々に減少（漸減）されている。またこ
の漸減は回路の全長にわたつてなされても良い。
進行波管におけるような回路の短い１部分にのみ
おいて空間的周期を漸減させる技術を直交電磁界
増幅管に適用したとしても、本発明のような安定
した高利得及び高効率の所望の組合せは得られな
い。

電子管の寸法による安定係数の前記の方程式は
所望の相互作用を行なうため回路に沿つて寸法が
どのように変えられるかを示すものである。ｇに
比例するため過電圧の目安であるＳについての式
の第１項は陰極と陽極の間の間隔ｄまたは回路間
隔ｐのいずれかを減少させることによつて出力に
向かつて増加する。最後の項exp（Kd／ｐ）は出
力での安定の維持を助けるため出力に向かつて減
少させることができるが、これは前述のように必
要ではない。なぜならＥ〓が大きくなるからであ
る。一方、ｄ／ｐは安定度が問題の入力で小さく
されるが出力に向かつて増加されて出力のための
最適値にされる。これは第１項を増加させ続ける
ためｄの増加する速度よりもｐの減少する速度を
大きくすることである。

例えば結合された空胴列のように相当分散的な
低速波回路に本発明の原理を適用するとき前述の
方程式は不正確になる。しかしスポーク安定係数
についての同様の式は周期的間隔ｐの代わりに変
数、つまり周波数の関数として測定される回路の
波長を用いて表現することができる。

第１，２及び３図は本発明の周期的低速波回路
部分を具体化して直交電磁界増幅管を説明するも
のである。第１図は増幅管の軸に垂直に取つた概
略断面図である。第２図は第１図の増幅管の軸を
通る断面図、第３図は軸から見た低速波回路の一
部の展開図である。この増幅管の中心にあるのは
円柱状の陰極１２であり、この陰極はアルミナ・
セラミツクのような物質より成る絶縁シール１６
とモリブデンのような物質より成る金属製の支持
柱１８を介して真空外囲１４から支持されてい
る。高出力管においては陰極は中空ではない中身
のつまつた金属より成り、電子流は２次放出によ
つて発生される。あるいはそれは内部の放射ヒー
ター（図示せず）によつて加熱される熱電子エミ
ツタでもよい。電子相互作用領域２０の端にある
活性な陰極１２の端は例えばモリブデンより成る
金属製のエンドハツト２２である。エンドハツト
２２は陰極１２を取囲む相互作用領域２０に電子
流２４を閉じ込めておく働きをする。この実施例
において陰極１２から等距離はなれているのはイ
ンタデジタル遅延線30の活性表面２８である。例
えば銅より成る遅延線３０は真空外囲１４から内
側に突出している環状円板３２を有する。各円板
３２はそれぞれ周期的なフインガー３４，３５を
支持している。２組のフインガー３４，３５は間
に曲がりくねつた開放溝３６を形成するため交互
に配置されている。無線周波は２本のワイヤ伝送
線の波と同様、基本的にこの溝３６を大体光速度
と同じ速度で伝搬する。従つて、回路の長手方向
への波の進行は、大体空間的間隔に対する単位周
期あたりの溝の全長の比の分だけ光速度より遅く
なる。フインガー３４，３５の内側の活性表面２
８は陰極と同軸状の円柱上にある。遅延線３０の
各端にあるフインガー３８，３９は同軸伝送線４
２，４３の中心導体４０に直接接続している。伝
送線４２，４３はアルミナ・セラミツクのような
物質より成る電磁波を透過する窓シール４５を介
して真空外囲１４の外に出ている。第１、２及び
３図の電子管において入力波エネルギーは遅延線
３０の第１のフインガー３８に直接結合している
同軸伝送線４２を介して供給される。入力波エネ
ルギーは遅延線３０に沿い、遅延線３０の最後の
フインガー３９に結合されている出力同軸伝送線
４３に向つて、第１図で時計回り方向に伝搬す
る。回路波はその間電子流２４との相互作用によ
つて増幅される。

入力フインガー３８と出力フインガー３９の間
の領域は遅延線３０の活性表面２８と同じ円柱上
の内側表面４６を有する非伝搬性の陽極ドリフト
部分４４によつて占められている。陽極ドリフト
部分４４は出力フインガー３９から入力フインガ
ー３８のあたりまで無線周波回路エネルギーが伝
搬するのを阻止する。また、電子流が無線周周波
電界のない内側表面４６を通過するとき、スポー
クは電子によつて運ばれる無線周波信号エネルギ
ーを減衰するよう分散される。動作中、外囲１４
と遅延線３０に対して負の電位が陰極支持柱１８
に加えられる。図示しない磁石によつて軸方向の
磁界が磁極片４８と７９の間に加えられる。

遅延線３０の周期的なピツチつまり間隔ｐはそ
の低速波回路長の大部分にわたつて徐々に減少
（漸減）され（第３図参照）、入力で最大値p₁、出
力で最小値p₂とされている。このためフインガー
３４，３５の幅を徐々に狭くし、これらフインガ
ーの間の溝３６の幅を一定としている。このよう
にして、遅延線３０に沿つた波の反射、つまり伝
送線４２，４３への結合部での反射は避けられ
る。説明の都合上、第１及び２図においては回路
の空間的周期ｐの漸減の程度は大幅に誇張され、
また線路の素子の数は実際に使用される数より非
常に少なくしてある。

第４図は相互作用表面２８′の中心から出力４
３′に向かつて円柱状の陰極１２′を偏倚している
実施例を概略的に示しているものである。本発明
によれば低速波回路の空間的周期ｐを十分な程度
に漸減させているので、スポーク安定性を維持し
たまま陰極陽極間の間隔ｄを自由に設定して所望
の効果を得ることができる。第４図の実施例は、
間隔ｄを漸減させたもので、この場合前述のよう
に直流電界Ｅ_DC及び過電圧フアクターｇを出力端
に向つて漸増させる。

第５図の実施例は、低速波回路の空間的周期ｐ
の漸減を十分な程度にしたことにより陰極１２″
を入力４２″に向けて偏移させることができたも
のである。この場合においても空間的周期ｐの十
分な程度の漸減により、なお過電圧フアクターｇ
の出力端に向つての漸増を維持することができ
る。さらにこの実施例においては、入力領域で陰
極陽極間の間隔ｄを小さくできるので、入力領域
で最大のスポーク安定性を得ることができるとい
う多大な効果がもたらされる。

第４、５図の円柱状陰極１２′，１２″を偏倚す
ることは、能動回路３０′，３０″が円柱状の陽極
表面の180゜を越えない程度のびているならば明
らかに有効である。第６図は相互作用の長さが所
望のごとく大きい実施例を説明するものである。
陰極１２のらせん状の断面は陰極と陽極の間の
間隔のすべての所望の漸増を生ずるように設計さ
れたものである。ドリフト部分４４の向かい側
に配置されている最大間隔部分からの急激な階段
上の戻り部分５０は残つた電子スポークを分散さ
せるのに実際に有効である。

第７図は本発明の実施例に役立つらせん形式の
低速波回路の一部の斜視図である。１個の四角な
金属製、例えば銅製、の導体６０は四角な断面の
らせんの形に形成されている。各巻きの１連の対
応する表面６２は電子に面する相互作用表面を形
成している。これら表面６２は電子がドリフトす
る方向に垂直な方向に細長い。各巻きの反対側の
表面６４は例えばろう付けによつて絶縁性薄板６
６に接合されている。ベリリア・セラミツクのよ
うな物質より成る薄板６６はらせん状の導体６０
を支持すると共にそれから熱を伝える。薄板６６
は金属壁６８に接合されている。金属壁６８は真
空外囲１４の一部であるのが望ましい。導体６０
の自由端は６６，６８の開口６９を通つて外に出
ている同軸伝送線の中央導体６７に結合されてい
る。

第８図は更に別の適当な回路の一部を図示して
いるものである。この実施例では１個の導体７０
はその一表面６２′が電子流に対向している曲が
りくねつた線路として形成されている。各素子の
対向表面７４は金属製短軸７６によつて外囲壁６
８′から支持されている。短軸７６は曲がりくね
つた導体７０の波への摂動を皆無とするため動作
周波数での４分の１波長の長さであるのが望まし
い。

第９図は磁界を漸減することによつて電子ドリ
フト速度が漸増される実施例を説明するものであ
る。磁界を減少させドリフト速度を増大させるた
め遅延線３０の出力端３９に隣接する磁極片４
８，４９の内側表面８０が徐々に離れていくら旋
構造とされている。

本発明に関連して多くの他の形態の低速波回
路、例えば羽根回路や結合空胴などを使用するこ
とができるが、らせん結合棒、多重らせん、交叉
巻らせんなどのような分散の小さい回路が好まし
い。また、回路のピツチを漸減させる他の手段及
び他の漸減度を用いることができることも明白で
ある。更に、本発明はリニア直交電磁界管を含む
非再入ビーム増幅器に使用することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の周期的低速波回路部分を具体
化した電子管の軸に垂直な概略断面図、第２図は
線２―２によつて指示されている第１図の電子管
の軸方向断面図、第３図は第１図のインタデジタ
ル低速波回路の展開図、第４図は中心はずれ円柱
陰極を含む実施例の断面図、第５図は陰極が入力
に向かつて偏倚されている別の実施例の断面図、
第６図はらせん断面陰極を含む実施例の断面図、
第７図は本発明に有用ならせん低速波回路の一部
の斜視図、第８図は本発明に有用な曲がりくねつ
た回路の一部の斜視図、第９図は第２図と同様の
断面図であるが漸減磁界手段の実施例を示すもの
である。 １２……陰極、１４……真空外囲、２０……電
子相互作用領域、２４……電子流、３０……イン
タデジタル遅延線、３４，３５，３８，３９……
フインガー、３６……開放溝、４０……中心導
体、４２，４３……同軸伝送線、４４……非伝搬
性の陽極ドリフト部分、４８，４９……磁極片。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 入力端と出力端との間の通路にわたつてのび
   ている周期的な低速波回路； 該低速波回路から離間していると共に前記通路
   の全長にわたつてのびている陰極； 電磁波エネルギーを前記入力端に結合する手
   段； 前記出力端から電磁波エネルギーを結合する手
   段；ならびに 前記通路に沿つて電子ドリフト速度を漸増また
   は漸減させる速度変化手段； から成り、 前記陰極は、前記低速波回路に対して負の電位
   で動作して当該陰極と前記低速波回路との間で電
   子流を発生させ；かつ 前記低速波回路は、前記入力端から前記出力端
   までの前記通路の大部分にわたつて空間的周期が
   減少してゆく； ことを特徴とする直交電磁界増幅管。 ２ 前記速度変化手段が前記通路に沿つて横方向
   磁界を漸減させる手段から成る； ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
   増幅管。 ３ 前記速度変化手段が前記通路に沿つて横方向
   電界を漸増または漸減させる電界変化手段から成
   る； ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
   増幅管。 ４ 前記電界変化手段が前記陰極と前記低速波回
   路との間の間隙を漸増または漸減させる手段から
   成る； ことを特徴とする特許請求の範囲第３項記載の
   増幅管。 ５ 前記陰極に対向する前記低速波回路の表面が
   ほぼ第１の直円柱上にあり； 前記陰極は前記低速波回路に対向する直円柱表
   面を有し；かつ 前記陰極の表面の軸線が、前記第１の直円柱の
   軸に平行でかつ変位している； ことを特徴とする特許請求の範囲第４項記載の
   増幅管。 ６ 前記陰極の表面がらせん状断面を有する； ことを特徴とする特許請求の範囲第４項記載の
   増幅管。